直流－交流變換裝置及其控制器ic的製作方法
2024-02-09 16:42:15
專利名稱：直流－交流變換裝置及其控制器ic的製作方法
技術領域：
本發明涉及從電器設備附帶的電源適配器(adapter)、電池等的直流電源產生驅動負載的交流電壓的直流—交流變換裝置(以下叫作逆變器)及其控制器IC。
背景技術：
作為筆記本型計算機的液晶監視器、液晶電視接收機等的液晶顯示器的背照燈光源，使用冷陰極螢光燈(CCFL)。該CCFL具有和通常的熱陰極螢光燈大致相同的高效率和長壽命，並且節省了熱陰極螢光燈具有的燈絲。
為啟動和使該CCFL動作，需要高的交流電壓。例如，啟動電壓約為1000V(有效值；下面關於交流電壓也同樣)，動作電壓約為600V。該高的交流電壓使用逆變器從筆記本型計算機、液晶電視接收機等的直流電源產生。
以前，作為CCFL用逆變器，一般使用羅雅(Royer)電路。該羅雅電路由可飽和磁芯變壓器、控制電晶體等構成，並且，根據可飽和磁芯變壓器的非線性導磁率、控制電晶體的非線性電流增益特性而自發振動。羅雅電路自身不需要外部時鐘和驅動器電路。
但是，羅雅電路基本上是恆壓逆變器，輸入電壓、負載電流變化時，不能維持恆定輸出電壓。因此，需要向羅雅電路供電的穩壓器。這樣，使用羅雅電路的逆變器難以小型化，功率變換效率也較低。
提出一種提高功率變換效率的CCFL用逆變器(參考專利文獻1)。該逆變器在變壓器的初級繞組上串聯連接第一半導體開關、將串聯連接的第二半導體開關和電容器並聯連接於變壓器的初級繞組，並且在變壓器的次級繞組上串聯連接耦合電容器和負載。然後將變壓器的初級側電流反饋回到控制電路，通過與基準電壓比較形成控制信號，通過該控制信號接通斷開控制第一、第二半導體開關，向負載供給規定的交流功率。
提出一種使用4個半導體開關的全橋型(H橋)CCFL用逆變器(參考專利文獻2)。該逆變器中，在變壓器的初級繞組上串聯地經共振用電容器連接H橋的輸出端，在變壓器的次級繞組上連接負載。由構成H橋的4個半導體開關中的第一組的2個半導體開關在變壓器的初級繞組上形成第一方向的電流路徑，由第二組的2個半導體開關在變壓器的初級繞組上形成第二方向的電流路徑。並且，通過將流向變壓器的次級繞組的電流反饋回到控制電路並與基準電壓比較，按固定的同一脈衝寬度產生該脈衝的相對位置被控制後的控制信號，提供給H橋的半導體開關，調整對負載的供電。檢測出變壓器的次級繞組的電壓，進行過電壓保護。
另外，已知有一種是檢測出流向CCFL的電流，通過調整脈衝寬度調製(PWM)的佔空(duty)，來調整逆變器電源裝置的間歇動作的點亮/熄滅的時間比，從而使得該電流為規定值(參考專利文獻3)。
專利文獻1特開平10-50489號公報專利文獻2美國專利第6259615號說明書專利文獻3特開2002-221701號公報專利文獻1，2的逆變器中，通過控制半導體開關的接通期間，來控制對負載的供電，以使得流向負載的電流為規定值。為減小對負載的供電，將接通半導體開關的控制脈衝的寬度變窄，但變窄控制脈衝的寬度、穩定小的功率來提供給負載是有限的。因此，難以將作為負載的CCFL的調光範圍擴展到下限方向。
專利文獻3的逆變器中，控制間歇動作的點亮(接通)/熄滅(斷開)的時間比，但僅靠間歇動作難以進行精細的調光。
發明內容
因此，本發明目的是提供一種逆變器及其控制器IC，在對設在次級繞組連接負載的變壓器的初級繞組上的半導體開關電路的各開關進行脈衝寬度調製(PWM)及恆流控制的同時，可選擇基於模擬信號和數位訊號的間歇動作的控制，擴大可適用的範圍，同時擴大可向負載供電的範圍，可進行更加精細的控制。
目的是提供一種進行脈衝寬度調製(PWM)並且進行恆流控制的同時，也可進行基於模擬信號的間歇動作和基於數位訊號的間歇動作之一的控制的控制器IC。
權利要求1所述的逆變器的特徵在於，包括具有初級繞組和至少一個次級繞組的變壓器TR；從直流電源BAT向上述初級繞組的第一方向和第二方向上流過電流的半導體開關電路101～104；檢測流過連接於上述次級繞組的負載FL的電流的電流檢測電路；產生三角波信號CT的三角波信號產生部；比較基於上述電流檢測電路的電流檢測信號IS的誤差信號FB和上述三角波信號CT並產生PWM控制信號的PWM控制信號產生部；包含間歇動作用三角波信號振蕩電路202和間歇動作用電容器131、產生間歇動作用三角波信號BCT的間歇動作用三角波信號產生部；比較上述間歇動作用三角波信號BCT和連續值的佔空信號Va-du、產生間歇動作信號BRT的比較部221；和根據上述間歇動作信號BRT，在間歇動作斷開時將上述誤差信號FB實質上設定為零的間歇動作控制部，根據上述PWM控制信號開關上述半導體開關電路。
權利要求2所述的逆變器的特徵在於，包括具有初級繞組和至少一個次級繞組的變壓器TR；從直流電源BAT向上述初級繞組的第一方向和第二方向上流過電流的半導體開關電路101～104；檢測流過連接於上述次級繞組的負載FL的電流的電流檢測電路；產生三角波信號CT的三角波信號產生部；比較基於上述電流檢測電路的電流檢測信號IS的誤差信號FB和上述三角波信號CT並產生PWM控制信號的PWM控制信號產生部；包含間歇動作用三角波信號振蕩電路202和電阻131A、產生間歇動作用恆壓BCV的間歇動作用恆壓產生部；比較上述間歇動作用恆壓BCV和脈衝狀的佔空信號Vd-du、產生間歇動作信號BRT的比較部221；和根據上述間歇動作信號BRT，在間歇動作斷開時將上述誤差信號FB實質上設定為零的間歇動作控制部，根據上述PWM控制信號開關上述半導體開關電路。
權利要求3所述的逆變器是權利要求1或2所述的逆變器，其特徵在於，上述PWM控制信號產生部包括比較上述電流檢測信號IS和基準電壓並產生上述誤差信號FB的誤差放大器211、輸入上述誤差信號FB和上述三角波信號CT並產生上述PWM控制信號的PWM比較器214、和包含向上述電流檢測信號IS反饋上述誤差信號FB的反饋用電容器136的反饋電路，上述間歇動作控制部在間歇動作斷開時，在上述誤差信號FB為零的方向上對上述反饋用電容器136進行電荷充電，在間歇動作接通時，在上述誤差信號FB增加的方向上使上述反饋用電容器136的電荷放電。
權利要求4所述的控制器IC是控制驅動負載FL的半導體開關電路101～104的控制器IC200，其特徵在於，包括產生三角波信號CT的三角波信號振蕩電路201；比較基於檢測出流向上述負載FL的電流的電流檢測信號IS的誤差信號FB和上述三角波信號CT並產生PWM控制信號的PWM控制信號產生電路；與外部的間歇動作用電容器131耦合時產生間歇動作用三角波信號BCT、與外部的電阻131A耦合時產生間歇動作用恆壓BCV的間歇動作用三角波信號振蕩電路202；比較上述間歇動作用三角波信號振蕩電路202產生的間歇動作用三角波信號BCT或間歇動作用恆壓BCV和從外部輸入的連續值的佔空信號Va-du或脈衝狀的佔空信號Vd-du，並產生間歇動作信號BRT的比較部221；和根據上述間歇動作信號BRT，在間歇動作斷開時將上述誤差信號FB實質上設定為零的間歇動作控制部，輸出根據上述PWM控制信號開關上述半導體開關電路的驅動信號。
權利要求5所述的控制器IC是根據權利要求4所述的控制器IC，其特徵在於，上述PWM控制信號產生電路包括比較上述電流檢測信號IS和基準電壓並產生上述誤差信號FB的誤差放大器211、輸入上述誤差信號FB和上述三角波信號CT並產生上述PWM控制信號的PWM比較器214、和連接向上述電流檢測信號IS反饋上述誤差信號FB的反饋用電容器136的反饋電路，上述間歇動作控制部在間歇動作斷開時，在上述誤差信號FB為零的方向上對上述反饋用電容器136進行電荷充電，在間歇動作接通時，在上述誤差信號FB增加的方向上使上述反饋用電容器136的電荷放電。
權利要求6所述的控制器IC是根據權利要求4或5所述的控制器IC，其特徵在於，包括連接上述間歇動作用電容器131或電阻131A的間歇動作端子2P、輸入上述連續值的佔空信號Va-du或脈衝狀的佔空信號Vd-du的輸入端子1P。
圖1是本發明的實施例的逆變器的整體結構圖；圖2是圖1的控制器IC的內部結構圖；圖3是關於脈衝串模式的說明用的電路圖；圖4是表示模擬調光時的結構的圖；圖5是說明模擬調光時的動作的時序圖；圖6是表示數字調光時的結構的圖；圖7是說明數字調光時的動作的時序圖。
具體實施例方式
下面參考
本發明的從直流電源產生驅動負載的交流電壓的逆變器及其控制器IC的實施例。
圖1是表示使用絕緣變壓器、全橋(H橋)開關電路進行PWM控制的本發明的實施例的逆變器的整體結構的圖，圖2是表示逆變器控制用的控制器IC的內部結構的圖。
圖1中，由作為第一開關的P型MOSFET(下面叫PMOS)101和作為第二開關的N型MOSFET(下面叫NMOS)102形成流向變壓器TR的初級繞組105的第一方向的電流路徑。由作為第三開關的PMOS103和作為第四開關的NMOS104形成流向變壓器TR的初級繞組105的第二方向的電流路徑。這些PMOS101，103、NMOS102，104分別具有體二極體(body diode)(即，背柵二極體)。通過該體二極體可流過方向與本來的電流路徑相反的電流。可另外設置實現與體二極體相同功能的二極體。
直流電源BAT的電源電壓VCC經PMOS101，103、NMOS102，104供給變壓器TR的初級繞組105，在其次級繞組106中感應出對應繞組比的高電壓。該感應的高電壓供給冷陰極螢光燈FL，冷陰極螢光燈FL點亮。
電容器111、電容器112與電阻117、電阻118一起檢測施加在冷陰極螢光燈FL上的電壓，反饋回到控制器IC200。電阻114、電阻115檢測出流向冷陰極螢光燈FL的電流，反饋回到控制器IC200。電容器111用於藉助其電容和變壓器TR的電感成分共振，冷陰極螢光燈FL的寄生電容也有助於該共振。113，116，119，120是二極體。151，152是電源電壓穩定用的電容器。
控制器IC200具有多個輸入輸出管腳。第一管腳1P是PWM模式和間歇動作(下面叫做脈衝串)模式的切換端子，從外部輸入決定這些模式的切換和脈衝串模式時的佔空的佔空信號DUTY。第二管腳2P是脈衝串模式振蕩器(BOSC)的振蕩頻率設定電容連接端子，連接設定用電容器131，產生脈衝串用三角波信號BCT。
第三管腳3P是PWM模式振蕩器(OSC)的振蕩頻率設定電容連接端子，連接設定用電容器132，產生PWM用三角波信號CT。第四管腳4P是第三管腳3P的充電電流設定電阻連接端子，連接設定用電阻133，流過對應其電位RT和電阻值的電流。第五管腳5P是接地端子，處於接地電位GND。
第六管腳6P是第三管腳3P的充電電流設定電阻連接端子，連接設定用電阻134，通過內部電路的控制，該電阻134並聯連接於設定用電阻133或與其斷開，其電位SRT為接地電位GND或第四管腳4P的電位RT。第七管腳7P是計時器鎖存器設定電容連接端子，連接決定內部的保護動作用的動作時限的電容器135，產生對應電容器135的電荷的電位SCP。
第九管腳9P經電阻140輸入與流向冷陰極螢光燈FL的電流相適應的電流檢測信號(下面叫檢測電流)IS，輸入第一誤差放大器。第八管腳8P是第一誤差放大器輸出端子，該第八管腳8P和第九管腳9P之間連接電容器136。第八管腳8P的電位為反饋電壓FB，為用於PWM控制的控制電壓。下面，各電壓只要不作出特別說明，接地電位為基準電位。
第十管腳10P經電阻139輸入與施加在冷陰極螢光燈FL的電壓相適應的電壓檢測信號(下面叫檢測電壓)VS，輸入第二誤差放大器。第十管腳10P與第八管腳8P之間連接電容器137。
第十一管腳11P是啟動和啟動時間設定端子，通過電阻143和電容器142施加將啟動信號ST延遲了的信號STB。第十二管腳12P是慢啟動設定電容連接端子，與地之間連接有電容器141，產生啟動時慢慢上升的慢啟動用的電壓SS。
第十三管腳13P是同步用端子，與其他控制器IC協同動作時，與其連接。第十四管腳14P是內部時鐘輸入輸出端子，與其他控制器IC協同動作時，與其連接。
第十五管腳15P是外加FET驅動器電路的接地端子。第十六管腳16P是輸出NMOS102的柵極驅動信號N1的端子。第十七管腳17P是輸出NMOS104的柵極驅動信號N2的端子。第十八管腳18P是輸出PMOS103的柵極驅動信號P2的端子。第十九管腳19P是輸出PMOS101的柵極驅動信號P1的端子。第二十管腳20P是輸入電源電壓VCC的電源端子。
在表示控制器IC200的內部結構的圖2中，OSC塊201產生由連接第三管腳3P的電容器132和連接第四管腳4P的電阻133，134決定的PWM三角波信號CT，供給PWM比較器214，同時產生內部時鐘，供給邏輯塊203。
BOSC塊202是脈衝串用三角波信號振蕩電路，產生由連接第二管腳2P的電容器131決定的脈衝串用三角波信號BCT。BCT頻率設定得明顯低於CT頻率(BCT頻率＜CT頻率)。比較器221比較供給第一管腳1P的模擬(直流電壓)的佔空信號DUTY和三角波信號BCT，用該比較輸出經「或」門電路239驅動NPN電晶體(下面叫NPN)234。向第一管腳1P供給數字(PWM形式)的佔空信號DUTY時，第二管腳2P上連接電阻，從BOSC塊202產生脈衝串用規定電壓。
邏輯塊203被輸入PWM控制信號等，根據規定的邏輯生成開關驅動信號，經輸出塊204將柵極驅動信號P1，P2，N1，N2施加到PMOS101，103、NMOS102，104的柵極。
慢啟動塊205被輸入啟動信號ST，當作為通過電容器142、電阻143緩緩上升的電壓STB的比較器217的輸入超出其基準電壓Vref6時，由比較器217的輸出啟動。比較器217的輸出可驅動邏輯塊203。249是反轉電路。通過比較器217的輸出，經「或」門電路243復位觸發(FF)電路242。慢啟動塊205啟動時，慢啟動電壓SS緩緩上升，並作為比較輸入被輸入到PWM比較器214中。因此，啟動時，PWM控制根據慢啟動電壓SS進行。
啟動時，比較器216在輸入超出基準電壓Vref5的時刻經「或」門電路247斷開NMOS246。由此，斷開電阻134，變更PWM用三角波信號CT的頻率。比較器213的輸出也輸入到「或」門電路247。
第一誤差放大器211中輸入與冷陰極螢光燈FL的電流成比例的檢測電流IS，與基準電壓Vref2(例如1.25V)比較，通過對應其誤差的輸出控制連接恆流源I1的NPN235，該NPN235的集電極連接第八管腳8P，該連接點的電位為反饋電壓FB，並作為比較輸入被輸入到PWM比較器214中。
在PWM比較器214中，比較三角波信號CT和反饋電壓FB或慢啟動電壓SS中的較低的一個電壓，產生PWM控制信號，經「與」門電路248供給邏輯塊203。啟動結束後的恆定狀態下，比較三角波信號CT和反饋電壓FB，進行自動控制，使得設定的電流流向冷陰極螢光燈FL。
由於第八管腳8P和第九管腳9P之間連接電容器136，反饋電壓平滑地增加或減少。因此PWM控制沒有衝擊地平滑地進行。
第二誤差放大器212中輸入與冷陰極螢光燈FL的電壓成比例的檢測電壓VS，與基準電壓Vref3(例如1.25V)比較，通過對應其誤差的輸出，控制雙集電極中的一個連接恆流源I1的雙集電極結構的NPN238。該NPN238的集電極仍與第八管腳8P相連，因此也通過檢測電壓VS控制反饋電壓FB。反饋電壓FB超出基準電壓Vref1(例如3V)時，PNP電晶體(下面叫PNP)231接通，限制反饋電壓FB的過度上升。
比較器215比較用電阻240，241分壓電源電壓VCC得到的電壓與基準電壓Vref7(例如2.2V)，在電源電壓VCC到達規定值的時刻，反轉其輸出，經「或」門電路243復位FF電路242。
比較器218比較慢啟動電壓SS和基準電壓Vref8(例如2.2V)，電壓SS大時，經「與」門電路224和「或」門電路239接通NPN234。通過NPN234的接通，二極體232通過電流源I2被逆向偏流，其結果是可進行第一誤差放大器211的通常動作。
比較器219在雙集電極的另一個連接恆流源I3的NPN238由第二誤差放大器212接通時，其電壓低於基準電壓Vref9(例如3.0V)，反轉比較輸出。比較器220比較反饋電壓FB和基準電壓Vref10(例如3.0V)，反饋電壓FB高時，反轉比較輸出。比較器219，220的輸出和比較器218的輸出的反轉信號經「或」門電路245施加到計時器塊206上，測試規定時間後輸出。通過該計時器塊206的輸出設定FF242，通過該FF242的Q輸出停止邏輯塊203的動作。
接著，參考圖3～圖7說明如上構成的逆變器的動作，尤其是佔空信號DUTY按連續值的佔空信號Va-du供給的模擬調光時和按脈衝狀的佔空信號Vd-du供給的數字調光時的各脈衝串模式時的結構和動作。圖3是從圖1和圖2取出與啟動時的慢啟動和脈衝串模式有關的部分的說明用的電路圖。圖4是將模擬調光時的結構與BOSC塊202的內部結構一起表示的圖，圖5是說明其動作的時序圖。圖6是將數字調光時的結構與BOSC塊202的內部結構一起表示的圖，圖7是說明其動作的時序圖。
圖3中，模擬調光時，作為佔空信號DUTY，從外部供給連續值的模擬佔空信號Va-du。該模擬調光的情況下，對應模擬佔空信號Va-du，在BOSC塊202上連接電容器131。通過連接該電容器131，從BOSC塊202輸出脈衝串用三角波信號BCT。在比較器221中，模擬佔空信號Va-du與脈衝串用三角波信號BCT比較，輸出間歇動作信號(脈衝串信號)BRT。脈衝串信號BRT為高(H)電平時，脈衝串接通，為低(L)電平時，脈衝串斷開。
另一方面，數字調光時，作為佔空信號DUTY，從外部供給例如由來自個人計算機的數字數據形成的脈衝狀(PWM形式)的數字佔空信號Vd-du。該數字調光的情況下，對應數字佔空信號Vd-du，在BOSC塊202上連接電阻131A。通過連接該電阻131A，從BOSC塊202輸出脈衝串用恆壓信號BCV。在比較器221中，數字佔空信號Vd-du與脈衝串用恆壓信號BCV比較，輸出脈衝串信號BRT。脈衝串信號BRT為H、L電平時，同樣脈衝串接通、斷開。
參考表示模擬調光時的結構的圖4說明BOSC塊202的內部結構和其動作。
電流值Ib的恆流源IB1串聯連接NPNQB1，電流值2·Ib的恆流源IB2串聯連接NPNQB2。這兩個電晶體的基極彼此連接，NPNQB2的集電極與基極連接。由此，兩個電晶體QB1，QB2成為電流鏡結構。與NPNQB2並聯連接開關SW，該開關SW在其操作信號為H電平時接通、為L電平時斷開，使用例如NPN、NMOS。
恆流源IB1和NPNQB1的連接點的電壓供給比較器CP1的(-)輸入端子和比較器CP2的(+)輸入端子。比較器CP1的基準電壓Vb1設定得大於比較器CP2的基準電壓Vb2(Vb1＞Vb2)，比較器CP1、比較器CP2的輸出輸入到設定—復位型觸發電路FF中。該觸發電路FF的輸出作為開關SW的操作信號供給。該例中，觸發電路FF使用2個與非電路NAND1，NAND2構成。
模擬調光時，BOSC塊202的恆流源IB1上連接電容器131。觸發電路FF的輸出為H電平、開關SW接通時，恆流Ib流入電容器131中，其電壓增加。電容器131的充電電壓到達基準電壓Vb1時，比較器CP1的輸出反轉(H→L)，觸發電路FF的輸出從H電平變為L電平。
觸發電路FF的輸出為L電平、開關SW斷開時，恆流源IB1的恆流Ib和來自電容器131的恆流Ib流入NPNQB1中，電容器131的電壓減少。電容器131的充電電壓到達基準電壓Vb2時，比較器CP2的輸出反轉(H→L)，觸發電路FF的輸出從L電平變為H電平。
這樣，電容器131的電壓在基準電壓Vb1和基準電壓Vb2之間增加或減少，其周期具有由恆流Ib和電容器131的電容決定的周期，產生脈衝串用三角波信號BCT。
接著，參考表示數字調光時的結構的圖6說明BOSC塊202的動作。
數字調光的情況下，BOSC塊202的恆流源IB1上連接電阻131A。脈衝串用恆壓信號BCV由電阻131A的電阻值和恆流Ib的積決定，但其大小設定為處於基準電壓Vb1和基準電壓Vb2之間(Vb1＞BCV＞Vb2)。因此，電阻131A的電阻值通過與恆流Ib的關係進行決定，以滿足這種條件。
此時，觸發電路FF的輸出為H電平、開關SW接通，恆流Ib流入電阻131A中，產生其脈衝串用恆壓BCV。當然恆壓BCV不變化，從而觸發電路FF的輸出固定為H電平。即便觸發電路FF的輸出最初為L電平，也馬上反轉為H電平，並保持該狀態。
首先，關於模擬調光的情況，說明啟動後的動作。在電源電壓VCC被供給控制器IC200的狀態下，啟動信號ST變為H電平時，根據由電阻143、電容器142形成的時間常數，信號STB上升，超出基準電壓Vref6時，比較器217的輸出從H電平變為L電平。由此，解除了系統斷開，向控制器IC200內的其他部分供給電源電壓。
從比較器217向作為慢啟動電路的啟動塊205供給L電平的輸出時，啟動塊205內部的恆流源被驅動，其恆流開始流入電容器141中。通過該恆流電容器141被充電，慢啟動電壓SS開始上升。即，開始啟動時的慢啟動。
輸入PWM比較器214的2個(-)輸入端子之一的反饋電壓FB被供給電源電壓VCC，通過由恆流源I1、NPN235、NPN238所構成的公共電路變為高值(上限值)。該反饋電壓FB的值通過PNP231和基準電壓Vref1，被限制為一定值。
在PWM比較器214中，比較慢慢上升的慢啟動電壓SS和三角波信號CT，輸出對應慢啟動電壓SS的值的PWM控制信號PWM1。PWM比較器214在三角波信號CT小於慢啟動電壓SS和反饋電壓FB時，輸出H電平的PWM控制信號PWM。根據該PWM控制信號PWM在邏輯塊203、輸出塊204中形成柵極驅動信號P1～N2，供給MOSFET101～104，執行逆變動作。
作為逆變器的負載的冷陰極螢光燈FL直到施加的電壓變為規定值以前都不點亮，因此在慢啟動的最初階段，輸出電壓Vo隨著慢啟動電壓SS的上升而上升。因此，不會像以往那樣，隨著處於上限值的反饋電壓FB，有過大的輸出電壓Vo(例如2000～2500V)施加在冷陰極螢光燈FL上。也不會隨著過大的輸出電壓Vo的施加產生衝擊電流，因此明顯降低對冷陰極螢光燈FL、逆變器的主電路部件(MOSFET101～104、變壓器TR、電池BAT等)產生的損傷和破壞。
檢測出輸出電壓Vo、輸出電流Io，該檢測電壓VS、檢測電流IS在第一誤差放大器211、第二誤差放大器212中與基準電壓Vref2、基準電壓Vref3相比，用其比較輸出來控制NPN235、NPN238。控制NPN235、NPN238時，反饋電壓FB從上限值開始降低。
輸出電壓Vo上升、到達啟動電壓(約1000V)時，輸出電流Io開始流動，冷陰極螢光燈FL點亮，同時輸出電壓Vo降低到動作電壓(約600V)。該時刻，也不會有過大的衝擊電流流過。並且，輸出電流Io緩緩上升，另一方面，輸出電壓Vo基本維持在一定的動作電壓。反饋電壓FB在輸出電壓Vo或輸出電流Io上升、NPN235、NPN238被控制時，通過經反饋用的電容器136，137的反饋作用，從上限值緩緩降低。
慢啟動電壓SS上升的同時，輸出電流Io增加，反饋電壓FB降低。在反饋電壓FB等於慢啟動電壓SS的時刻，PWM比較器214中與三角波信號CT的比較對象從此前的慢啟動電壓SS移動到反饋電壓FB。由此，慢啟動結束。該慢啟動需要的時間由於從冷陰極螢光燈FL停止的狀態開始上升，因此比較長。
輸出電流Io被恆定控制為由基準電壓Vref2決定的規定值。冷陰極螢光燈FL的明亮度由流過其的電流決定，為維持該電流，施加大致一定的動作電壓。因此，電壓Vo在啟動時為點亮冷陰極螢光燈FL而被施加高的電壓，一旦點亮後可以是低的動作電壓。因此在穩定狀態下反饋電壓FB根據輸出電流Io決定。
逆變器停止時，為準備再度啟動，在啟動塊205內部設置對電容器141的存儲電荷放電的放電電路。該放電可通過例如啟動信號ST進行。
接著說明脈衝串模式。模擬調光的脈衝串模式情況下，在向控制器IC200提供電源電壓VCC的狀態下，從由作為脈衝串用三角波信號振蕩電路的BOSC塊202、電容器131構成的脈衝串用三角波信號產生部產生規定頻率的脈衝串用三角波信號BCT。脈衝串模式的控制通過變更模擬佔空信號Da-du的電平、與脈衝串用三角波信號BCT是否交叉以及調整交叉的時間來進行。
參考圖5，模擬佔空信號Da-du超出脈衝串用三角波信號BCT的接通期間(ON DUTY)進行PWM控制。另一方面，模擬佔空信號Da-du低於脈衝串用三角波信號BCT的斷開期間(OFF DUTY)停止PWM控制，停止向冷陰極螢光燈FL供電。
PWM用三角波信號CT的頻率例如為120kHz，由於用頻率為例如150Hz的三角波信號BCT對其進行脈衝串控制，所以視覺上沒有任何問題。並且，通過控制模擬佔空信號Da-du的大小，超出通過PWM控制可向冷陰極螢光燈FL供給的範圍，可進一步在寬範圍進行供電，即可進行光量控制。
具體說，觀察電路動作時，參考圖3，圖4，斷開期間中，作為比較器22 1的輸出的脈衝串信號BRT處於L電平，NPN234斷開。
由此，二極體232被恆流源I2正向偏置，反饋電路的電容器136經二極體232從恆流源I2充電。因此，檢測電流IS變為高值，第一誤差放大器211的誤差輸出處於高電平，NPN235接通，因此反饋電壓FB基本為零電壓。
PWM比較器214比較2個負(-)輸入中低的一個的電壓和正(+)的三角波信號CT，因此在斷開期間，不輸出PWM控制信號。
在時刻t1，從斷開期間向接通期間移動時，脈衝串信號BRT從L電平變化為H電平，NPN234接通。由此，從二極體232被恆流源I2正向偏置的狀態解除出來。
向電容器136充電的電荷經由恆流源I1、電容器136、電阻140、電阻116的路徑被放電。隨著該電容器136的電荷放電，檢測電流IS緩緩降低，反饋電壓FB同樣緩緩上升。並且，到達檢測電流IS為設定的規定值的狀態，進行通常的PWM控制。
這樣，從斷開期間向接通期間移動時，反饋電壓FB從基本為零電壓經過電容器136的放電動作的時間(圖5中用α表示)緩緩上升。因此，PWM控制信號的脈衝寬度也從狹窄的狀態慢慢變寬，因此輸出電流Io慢啟動並緩緩增加。從而，不會產生隨著向接通期間的移動而發生的輸出電流Io的過衝(overshoot)。
接通期間，脈衝串信號BRT為H電平，NPN234接通，二極體232被逆向偏置並且斷開。此時，第一誤差放大器211產生對應輸入的檢測電流IS的輸出，控制NPN235的導通程度。由此，從PWM比較器214向邏輯塊203供給PWM控制信號，輸出柵極驅動信號P1～N2，對PMOS101，103、NMOS102，104進行PWM控制。
在時刻t2，從接通期間向斷開期間移動時，脈衝串信號BRT從H電平變化為L電平，NPN234斷開。由此，二極體232通過恆流源I2被正向偏置。
並且，電容器136經由恆流源I2、電容器136、NPN235的路徑被充電。隨著對該電容器136的電荷充電，檢測電流IS緩緩上升，反饋電壓FB同樣緩緩降低(圖5中用β表示)。檢測電流IS變為上限值(恆流源I2的電源電壓；3V)，反饋電壓FB基本為零電壓。此時，停止PWM控制。
這樣，從接通期間向斷開期間移動時，反饋電壓FB從大致PWM控制下的值在電容器136的充電動作的時間內緩緩降低。即，慢結束。因此，PWM控制信號的脈衝寬度也從通常的控制狀態慢慢變窄。從而，隨著向斷開期間的移動，輸出電流Io慢慢減少。
脈衝串模式中，與啟動時不同，冷陰極螢光燈FL已經為點亮狀態，因此慢啟動和慢結束花費的時間比啟動時的慢啟動需要的時間短。
而且，把啟動時的軟啟動用的電路用於脈衝串模式的慢啟動和慢結束時，上升需要的時間α、下降需要的時間β加長，難以正確進行負載控制。相反，把脈衝串模式下的慢啟動和慢結束中使用的電路用於啟動時的軟啟動的情況下，不能有效抑制啟動時的衝擊電流。
脈衝串的慢啟動和慢結束利用設置在反饋電路中的電容器136進行，決定其時間。因此不用另外設置其他電路部件，利用為進行PWM控制而設置的電路元件可適當進行慢啟動和慢結束。
接著參考圖3，圖6和圖7說明數字調光時的動作。此時，與已經詳細說明的模擬調光的情況相比，僅截止到形成脈衝串信號BRT之前不同，其他動作相同。因此僅說明不同點。
由於是數字調光的脈衝串模式，從由作為脈衝串用三角波信號振蕩電路的BOSC塊202、電阻131A構成的脈衝串用恆壓信號產生部產生規定電壓的脈衝串用恆壓信號BCV。脈衝串模式的控制變更數字佔空信號Dd-du的脈衝寬度、脈衝的頻率和脈衝的有無。通過這些變更，調整數字佔空信號Dd-du處於大於脈衝串用恆壓信號BCV的值的時間，進行調光。
參考圖7，數字佔空信號Dd-du超出脈衝串用恆壓信號BCV的接通期間(ON DUTY)進行PWM控制。另一方面，數字佔空信號Dd-du低於脈衝串用恆壓信號BCV的斷開期間(OFF DUTY)停止PWM控制，停止向冷陰極螢光燈FL供電。
從斷開期間(OFF DUTY)向接通期間(ON DUTY)移動的時刻t1和從接通期間(ON DUTY)向斷開期間(OFF DUTY)移動的時刻t2的脈衝串信號BRT、檢測電流IS、反饋電壓FB、輸出電流Io等的各信號也發生與圖5的模擬調光的情況下同樣的變化。該數字調光中，可與模擬調光同樣動作，此外，通過數字控制，可高精度進行調光。
這樣，通過在控制器IC200的BOSC塊202上選擇外加電容器131和電阻131A，可進行模擬調光和數字調光的兩個方式的調光。直接利用用於產生脈衝串用三角波信號BCT的BOSC塊202，可形成數字調光用的脈衝串用恆壓信號BCV，因此不需要為進行數字調光而專門設置恆壓電路。
發明效果根據本發明，在進行PWM控制使得向負載供給的電流為恆流的逆變器及其控制器IC中，通過對半導體開關電路的各開關進行PWM控制及恆流控制，同時兼用間歇動作的控制，加寬可向負載供電的範圍，並且可進行更精細的功率控制。通過在間歇動作斷開時將用於PWM的誤差信號實質上設置為零來控制間歇動作，所以可採用簡單結構。
對應外部連接電容器或電阻來配備產生間歇動作用三角波信號或間歇動作用恆壓的間歇動作用三角波信號振蕩電路，因此可對應從外部輸入的連續值的佔空信號Va-du或脈衝狀的佔空信號Vd-du進行模擬調光和數字調光中的一個調光控制。
間歇動作的控制是在轉移為間歇動作斷開時在PWM控制的誤差信號為零的方向上對反饋電路中包含的電容器充電，在轉移為間歇動作接通時在該誤差信號從零開始增加的方向上使該電容器電荷放電。由此，間歇動作斷開時和接通時，PWM控制的誤差信號緩緩減少或緩緩增加。因此，間歇動作接通時、斷開時，PWM的恆流控制都可通過慢啟動、慢結束進行，從而抑制了控制狀態的急劇變動，可降低輸出電流的過量和變壓器的共鳴聲。
間歇動作的慢啟動、慢結束利用對反饋電路的電容器的充放電進行，從而可相對逆變器啟動時的慢啟動另外設定為任意的短時間。因此，可進行適合於間歇動作的慢啟動、慢結束。
權利要求
1.一種直流—交流變換裝置，其特徵在於，包括具有初級繞組和至少一個次級繞組的變壓器；從直流電源向上述初級繞組的第一方向和第二方向上流過電流的半導體開關電路；檢測流過連接於上述次級繞組的負載的電流的電流檢測電路；產生三角波信號的三角波信號產生部；比較基於上述電流檢測電路的電流檢測信號的誤差信號和上述三角波信號並產生PWM控制信號的PWM控制信號產生部；包含間歇動作用三角波信號振蕩電路和間歇動作用電容器、產生間歇動作用三角波信號的間歇動作用三角波信號產生部；比較上述間歇動作用三角波信號和連續值的佔空信號、產生間歇動作信號的比較部；和根據上述間歇動作信號，在間歇動作斷開時將上述誤差信號實質上設定為零的間歇動作控制部，根據上述PWM控制信號開關上述半導體開關電路。
2.一種直流—交流變換裝置，其特徵在於，包括具有初級繞組和至少一個次級繞組的變壓器；從直流電源向上述初級繞組的第一方向和第二方向上流過電流的半導體開關電路；檢測流過連接於上述次級繞組的負載的電流的電流檢測電路；產生三角波信號的三角波信號產生部；比較基於上述電流檢測電路的電流檢測信號的誤差信號和上述三角波信號並產生PWM控制信號的PWM控制信號產生部；包含間歇動作用三角波信號振蕩電路和電阻、產生間歇動作用恆壓的間歇動作用恆壓產生部；比較上述間歇動作用恆壓和脈衝狀的佔空信號、產生間歇動作信號的比較部；和根據上述間歇動作信號，在間歇動作斷開時將上述誤差信號實質上設定為零的間歇動作控制部，根據上述PWM控制信號開關上述半導體開關電路。
3.根據權利要求1或2所述的直流—交流變換裝置，其特徵在於，上述PWM控制信號產生部包括比較上述電流檢測信號和基準電壓並產生上述誤差信號的誤差放大器、輸入上述誤差信號和上述三角波信號並產生上述PWM控制信號的PWM比較器、和包含向上述電流檢測信號反饋上述誤差信號的反饋用電容器的反饋電路，上述間歇動作控制部在間歇動作斷開時，在上述誤差信號為零的方向上對上述反饋用電容器充電電荷，在間歇動作接通時，在上述誤差信號增加的方向上使上述反饋用電容器的電荷放電。
4.一種控制器IC，控制驅動負載的半導體開關電路，其特徵在於，包括產生三角波信號的三角波信號振蕩電路；比較基於檢測出流向上述負載的電流的電流檢測信號的誤差信號和上述三角波信號並產生PWM控制信號的PWM控制信號產生電路；與外部的間歇動作用電容器耦合時產生間歇動作用三角波信號、與外部的電阻耦合時產生間歇動作用恆壓的間歇動作用三角波信號振蕩電路；比較上述間歇動作用三角波信號振蕩電路產生的間歇動作用三角波信號或間歇動作用恆壓和從外部輸入的連續值的佔空信號或脈衝狀的佔空信號，並產生間歇動作信號的比較部；和根據上述間歇動作信號在間歇動作斷開時將上述誤差信號實質上設定為零的間歇動作控制部，輸出根據上述PWM控制信號開關上述半導體開關電路的驅動信號。
5.根據權利要求4所述的控制器IC，其特徵在於，上述PWM控制信號產生電路包括比較上述電流檢測信號和基準電壓並產生上述誤差信號的誤差放大器、輸入上述誤差信號和上述三角波信號並產生上述PWM控制信號的PWM比較器、和連接向上述電流檢測信號反饋上述誤差信號的反饋用電容器的反饋電路，上述間歇動作控制部在間歇動作斷開時，在上述誤差信號為零的方向上對上述反饋用電容器充電電荷，在間歇動作接通時，在上述誤差信號增加的方向上使上述反饋用電容器的電荷放電。
6.根據權利要求4或5所述的控制器IC，其特徵在於，包括連接上述間歇動作用電容器或電阻的間歇動作端子、輸入上述連續值的佔空信號或脈衝狀的佔空信號的輸入端子。
全文摘要
一種逆變器，在次級繞組連接負載的變壓器的初級繞組上設置半導體開關電路，對該半導體開關電路的各開關進行PWM控制及恆流控制，其中，通過模擬脈衝串控制和數字脈衝串控制把可向負載供電的範圍向下限範圍擴展。進行PWM控制及恆流控制的同時，可選擇模擬脈衝串控制和數字脈衝串控制。脈衝串控制的選擇是通過把連接三角波振蕩電路的元件設置為電容器、產生三角波而進行模擬脈衝串控制；通過把其設置為電阻、產生恆壓而進行數字脈衝串控制。控制器IC在兩個脈衝串控制中共用。
文檔編號H05B41/282GK1510824SQ20031011306
公開日2004年7月7日 申請日期2003年12月25日 優先權日2002年12月25日
發明者福本憲一 申請人:羅姆股份有限公司