一種低功耗高線性度的增益可控有緣正交混頻器的製造方法
2023-05-31 08:08:36 2
一種低功耗高線性度的增益可控有緣正交混頻器的製造方法
【專利摘要】一種低功耗高線性度的增益可控有緣正交混頻器，該混頻器主要用於射頻前端電路中，實現對中頻信號上變頻，將有用信號變頻到射頻域，以便天線將有用信號輻射到傳輸介質中。射頻發射機通路上要處理大信號，而且該信號不能有較大的失真，所以發射通路上的模塊要具有較高的線性度。本發明採用了差分運放和反饋的技術提高了傳統吉爾伯特單元跨導管線的線性度；同時加入了開關電阻陣列實現了對混頻器增益的可配置；正交變頻結構可以有效的抑制鏡像信號的產生，減小了射頻域濾波的壓力。
【專利說明】一種低功耗高線性度的增益可控有緣正交混頻器
【技術領域】
[0001]本發明為射頻前端電路中發射機所用混頻器，屬於射頻通信領域。
【背景技術】
[0002]最近幾十年，無線通信技術得到了迅猛的發展，這主要是由於人們對於無線產品的需求在不斷的增長。與此同時，應用於無線通信的射頻電路也在向著高集成度，低功耗的方向發展。CMOS射頻集成電路在電源電壓一定的情況下，往往通過巧妙的電路技術來實現較高的線性度，但是這經常會犧牲掉一部分功耗。
[0003]射頻前端電路分為發射機和接收機兩個部分。其中發射機的作用是將基帶的信號變頻到射頻域，然後再將射頻域的信號進行放大、濾波等處理以後通過天線將信號輻射的空中進行傳播。接收機的作用正好相反，它對天線接收到的信號進行放大、下變頻等操作，再將信號還原為的基帶信號。出於通信距離的考慮，發射機需要輻射大擺幅的信號，這樣線性度對發射機來說是重要的指標。接收機更關心接收系統的噪聲性能，因為它要把有用信號在噪聲中分離出來。
[0004]超外差結構的發射機是非常常見的一種發射機結構，大概的系統框圖結構如圖1所示。這種發射機結構將模擬信號進行一次上變頻操作，將中頻的模擬信號變頻到射頻域。數字域輸出的信號經過DAC將數位訊號轉化為模擬信號，該模擬信號送進模擬域濾波器進行濾波，以便濾除DAC產生的混疊信號。濾波以後的中頻信號在中頻域經PGA放大以後送入混頻器，經過PA-Driver繼續放大以後，傳給PA，從而將大信號從天線中發射出去。
[0005]這種結構的發射機簡單，但是這種結構的發射機往往在使用的時候需要增加鏡像抑制濾波器，以便壓縮鏡像信號，防止該鏡像信號對其他信道造成幹擾，如圖2所示。由於鏡像信號與有用信號在頻域上的偏差並不是很大，所以這種鏡像抑制濾波器需要有較高的性能，一般來說這種濾波器很難集成在晶片上，從而大大影響了差外插結構的發射機的集成度，最終限制了這種結構的發展。
[0006]直接上變頻結構發射機的結構框圖如圖3所示。基帶信號直接被正交變頻到射頻域，在上變頻的過程中，由於中頻信號與本振信號都是由1、Q兩路組成的復頻信號，所以在上變頻的過程中不會產生鏡像信號，有效的避免了鏡像抑制問題的產生，如圖4所示。但是該結構輸出的I和Q路中頻信號為單端信號，在經過兩路的中頻模塊時，信號上很容易疊加不相干的噪聲，使得信號的信噪比變差；同時，單端的電路的輸出電壓擺幅有限，一定程度上限制了發射機處理大信號的能力。
[0007]傳統的Gilbert單元如圖5所示。Ml和M2管為跨導管，它將有用的電壓信號轉化為相應的電流信號，其轉化的公式為=Ids = (1/2)*gm*(Vin-Vth)。理想情況下，Ml管和M2管的漏端電流Ids會隨著Vin線性的增長；但是在大信號的情況下，跨導管Ml和M2的高階非線性變得明顯，Ids也就不會再隨著Vin線性的增長，致使混頻器的線性度降低。
[0008]為了提高跨導管的線性度，又不影響電壓擺幅，一種較為有效的改進線性度的方式如圖6所示。輸入的電壓信號通過單位反饋放大器加在了跨導管的源極上，並沒有經過跨導管，這使得混頻器在處理大信號不會因為Ml和M2偏離飽和區而引入非線性。連接兩個跨導管源極的可變電阻Re可以用來控制增益，因為此時混頻器的跨導為:gm = 2/Rc。該結構存在的問題是:當混頻器處理大信號時，運放要留有足夠的過驅動電壓，這樣才能處理大信號，避免降低線性度指標；混頻器線性度的提高需要增加兩個運放的功耗。
【發明內容】
[0009](I)發明目的
[0010]針對以上問題，本發明設計了一種混頻器，它實現了正交變頻，有效的抑制了鏡像信號的產生；其次，該混頻器採用了差分運放和反饋電阻組合的技術，降低了運放本身處理大信號的壓力，同時該差分運放實現了圖6中兩個差轉單運放的功能，節省了一個運放的功耗；最後，跨接在跨導管源端的可變電阻陣列可以改變混頻器的增益，實現對發射支路上信號能量的控制。
[0011](2)技術方案
[0012]該混頻器為正交變頻結構。基帶信號為4路，I路的差分信號和Q路的差分信號。基帶信號在和相位相差90度的4路本振信號(LO)混頻之前，差分電路結構會消除掉大部分的幹擾噪聲以及偶次諧波。正交變頻同樣會像直接變頻一樣，有效的抑制鏡像信號的產生，消除了鏡像信號的影響。
[0013]圖6中混頻器的差分輸入端分別採用了一個差分轉單端的運放，這兩個運放和兩個跨導管構成的單位增益結構將輸入信號直接加到了兩個跨導管的源極。為了節省功耗，圖7將輸入端的兩個運放換成了一個全差分的運放，這樣一個Gilbert單元就可以省去了I個運放的功耗，圖7中正交變頻的混頻器結構就可以省去了 2個運放的功耗，既提高了混頻器的線性度，又節省了功耗的開支。
[0014]圖7中，差分運放的輸入端串聯了電阻，並在運放的輸入端到跨導管的源極之間也跨接了電阻。輸入混頻器的電壓信號將會經過R1、運放、跨導管和R2後反饋到運放輸入端，使得有用信號加在兩個跨導管的源極上。在大信號的情況下，信號不會經過運放，不會因為運放處理大信號能力較差而使得混頻器的線性度降低。
[0015]由於對跨導管進行了線性化處理，所以輸入級的跨導就變成了 gm = 2/Rc，其中Re是Gilbert單元跨接在兩個跨導管源極的電阻的阻值。本發明將該電阻設置成了電阻陣列，不同的Re將會有不同的gm，從而控制了混頻器的跨導，最終改變混頻器的增益。
[0016](3)性能仿真
[0017]該混頻器由TSMC65nm工藝實現，電源電壓1.2V。仿真使用的電感，電容和電阻均是TSMC65nm工藝庫的器件。混頻器的中心工作頻率為2.45G。
[0018]線性度仿真結果顯示，混頻器的差分輸出IdB壓縮點為5.83dBm，峰值達到了619mV,結果如圖8所示；圖9為輸出三階交調點的結果，仿真結果顯示該混頻器的輸出三階交調點為15.9dBm ;將跨接在兩個跨導管源極的電阻做成陣列，以便達到混頻器的跨導的控制，仿真結果為圖10，在八個控制位控制下，混頻器在通帶內的增益將會變化8個dB，增益步進為IdB左右。圖11為正交混頻的頻譜圖，本振信號LO為2.4G，有用信號帶寬為50M，上變頻以後的有用射頻信號為2.45G，功率大小為-9.25dBm，而鏡像信號在2.35G處的功率為-67.4dBm，有用信號和鏡像信號功率相差了 58dB。【專利附圖】
【附圖說明】
[0019]圖1超外插結構的發射機系統框圖
[0020]圖2超外插結構發射機工作原理的頻譜示意圖
[0021]圖3直接變頻結構的發射機系統框圖
[0022]圖4直接變頻結構發射機工作原理的頻譜示意圖
[0023]圖5傳統的Gilbert單元電路圖
[0024]圖6利用運放和反饋技術提高線性度的混頻器結構示意圖
[0025]圖7本發明的混頻器的電路結構
[0026]圖8混頻器輸出IdB壓縮點的仿真結果
[0027]圖9混頻器輸出三階交調點的仿真結果
[0028]圖10混頻器增益調節的帶通變化曲線
[0029]圖11混頻器的輸出頻譜中有用信號和鏡像信號的對比
【具體實施方式】
[0030]射頻電路採用深亞微米工藝時，會在一定程度上減小寄生，工作頻率可以更高。但是隨著工藝的進步，管子的工作電壓也在隨之降低，這對射頻電路，尤其是發射機射頻前端來說在設計方面帶來了很多的挑戰，如何在低電源電壓下使得發射機模塊有較好的線性度是特徵尺寸較小工藝下完成發射機設計的難點。
[0031]發射機的功能是將有用的基帶信號變頻到射頻域，射頻域的信號再在射頻放大器的放大下將信號傳送給天線，輻射的傳輸介質中。連接基帶信號和射頻信號的電路部分為混頻器。該模塊將模擬基帶信號與本振信號混頻，實現兩者頻率的相加。
[0032]處於通信距離等因素的考慮，發射機電路往往要處理大信號，保證信號的線性放大，這樣發射機的線性度是衡量發射機性能的重要指標。
[0033]為了降低功率放大器(PA)的增益壓力，與PA相連混頻器也要在具有較高線性度的前提下輸出較大幅度的信號，這對混頻器的線性度提出了要求。在提高混頻器線性度的同時，保證電路的功耗儘可能的小對於設計本身也很重要。
[0034]本發明中提到的混頻器的設計方案如圖7所示。該混頻器由兩個並聯的Gilbert單元組成，分別處理I路(左邊支路)和Q路(右邊支路)的基帶信號，形成正交變頻，射頻域的電流信號降落在負載上形成了射頻電壓信號。
[0035]M13-M16四個NMOS管形成了尾電流源，為Gilbert單元提供穩定的直流電流。
[0036]I支路中，Ml和M2為Gilbert單元的跨導管。運放OPl的兩個差分輸出埠分別接在跨導管Ml和M2的柵極；有用信號通過電阻Rl加到了運放OPl的輸入埠，R2跨接在運放OPl的輸入埠和跨導管Ml和M2管的源極之間，它將輸入混頻器的電壓信號通過反饋的形式加在了 Ml和M2的源極上，電壓轉換增益為:
[0037]Av = -(R2/R1)
[0038]當電阻R[n] I (η為自然數)陣列中某個電阻開啟的時候，跨導管源端的有用信號將會在電阻R[n] I上產生交流電流，由此可以推算出跨導級的跨導大小為:
[0039]Gm = 2*R2/(Rl*R[n]_I)[0040]通過切換R[n] I陣列中開啟電阻的大小，可以改變跨導級的跨導，從而改變混頻器的增益。
[0041]M3-M6為Gilbert單元的開關管，這四個管子的柵極被偏置在一個合適的電位，高頻的本振信號在該偏置的基礎上使得M3-M6向開關管一樣的工作，將中頻基帶信號變頻到射頻域。
[0042]本發明中採用了帶中間抽頭的電感和電容作為諧振負載，他們決定了混頻器工作的頻帶範圍，不同的電感值和電容值可以移動諧振網絡的諧振頻率，工作在其它應用中。負載端還有一個跨接在輸出級正負埠電阻，該電阻用來調整通帶的平整度，當需要通帶內較寬較平的時候，該電阻的阻值要相對較小一點；當需要通帶較窄的時候，該電阻的阻值相對較大。
【權利要求】
1.一種低功耗高線性度的增益可控有緣正交混頻器，該混頻器由跨導級部分、開關級部分和負載級部分組成；跨導級部分作為混頻器的輸入，將送入混頻器的電壓轉換成電流信號，該電流信號送入開關級部分進行混頻，開關級部分混頻後的電流信號流向負載級部分，混頻電流又轉換成電壓信號，混頻器的輸出信號在負載級部分。
2.如權利I要求的一種低功耗高線性度的增益可控有緣正交混頻器，其特徵在於，跨到級部分線性度的提高是通過差分運放opl、op2、Rl、R2、R3、R4組成，線性化的信號降落到可變電阻陣列上，形成電流信號；可變電阻陣列是由開關管和電阻組成的陣列，η為大於等於I整數。
3.如權利I要求的一種低功耗高線性度的增益可控有緣正交混頻器，其特徵在於，開關級部分的8個開關管柵極要加上高頻信號LO_I和LO_Q，其中LO_I和LO_Q是相位相差90度，幅度相同的正弦波或者方波。
4.如權利I要求的一種低功耗高線性度的增益可控有緣正交混頻器，其特徵在於，負載級部分可由電阻、電容和電感任意組合形成。
【文檔編號】H03D7/16GK103684268SQ201210351417
【公開日】2014年3月26日 申請日期:2012年9月18日 優先權日:2012年9月18日
【發明者】孫志剛, 李羅生 申請人:北京中電華大電子設計有限責任公司