內嵌式永磁同步電機轉子位置角估計方法與流程
2023-06-01 16:44:56 2
本發明屬於內嵌式永磁同步無位置傳感器控制領域，涉及一種基於擴張狀態觀測器和高頻旋轉電壓注入的內嵌式永磁同步電機轉子位置角估計方法。
背景技術：
永磁同步電機的高性能控制算法中普遍需要實時檢測轉子的位置和轉速，而採用轉子位置傳感器不僅增加了成本，還增加了故障發生的概率，降低了系統運行的可靠性。因此，不依賴傳感器，而通過檢測電機電流、電壓等物理量來在線實時估計轉子位置的永磁同步電機無轉子位置傳感器控制成為研究的熱點。
當前，永磁同步電機無位置傳感器控制方法主要有滑模觀測器法、模型參考自適應法、高頻信號注入法。其中高頻旋轉電壓注入法適用於磁極內嵌式永磁同步電機，對電機的參數變化不敏感，且在電機低速運轉和起動時具有較高的轉子位置角估計精度，因而該方法在電機起動和低速運轉時具有很大的性能優勢。基於高頻旋轉電壓注入的內嵌式永磁同步電機無位置傳感器控制中，轉子位置角估計值的提取方法主要有龍貝格觀測器法、鎖相環法。自抗擾控制技術自被提出以來，應用範圍不斷延伸，日益受到重視。自抗擾控制中的擴張狀態觀測器(extendedstateobserver，eso)能夠觀測控制系統中難以測量的、未知的變量，並通過對控制量的補償抑制內、外擾動，達到良好的控制效果。然而，採用擴張狀態觀測器提取高頻旋轉電壓注入的內嵌式永磁同步電機的轉子位置角的方法、以及構建基於自抗擾控制的永磁電機無位置傳感器控制系統的方法尚未有人提出。
技術實現要素：
本發明為彌補現有技術的不足，提供了一種基於擴張狀態觀測器和高頻旋轉電壓注入的內嵌式永磁同步電機無轉子位置傳感器控制系統以及轉子位置角估計方法。
本發明是通過如下技術方案實現的：
本發明的內嵌式永磁同步電機無轉子位置傳感器控制系統，其特徵在於：採用擴張狀態觀測器估計和提取通過高頻旋轉電壓注入後包含在電機高頻電流中的轉子位置角的信息，得到轉子位置角的估計值；通過自抗擾控制構建無位置傳感器閉環控制系統，並通過對系統中擾動等不確定量的估計對電磁轉矩的給定值進行補償確保系統穩定運行。
圖1中虛線框內為上述構建的自抗擾控制器adrc。adrc的輸出和作為計算模塊的輸入，用來計算電壓給定的計算方法如下：
首先根據計算然後根據兩相旋轉坐標系下的電壓方程式計算
式中rs為定子繞組電阻，p為微分算子，ωr可用代替。ld、lq分別表示定子d軸和q軸電感，ψf表示轉子永磁體磁鏈。
由adrc生成，包含了對擾動估計量的補償部分，即。
用於估計轉子位置角的擴張狀態觀測器(eso)的方程為：
其中eθ為轉子位置偏差，為轉子位置估計值，θ為轉子位置實際值。eθ由高頻旋轉信號注入法求得。為轉子電角速度估計值，q為系統中擾動的估計值。β01、β02、β03均為大於1的參數；α1取值0.5；α2取值0.25；參數δ取值0.05。表示轉子位置角估計值的導數，pn為電機極對數，te為電磁轉矩，表示未知量的導數估計值。
函數fal(ε,α,δ)：
式中α為非線性因子，ε一般為系統某變量的偏差。
以下為eθ的計算。在兩相靜止坐標系下注入高頻旋轉電壓信號：
式中，u1為高頻旋轉電壓信號的幅值，ω1為其角頻率。t是時間。產生的高頻電流響應在兩相靜止坐標系下的表達式為：
式中i1α和i1β分別為高頻電流在α、β軸的分量，i1p和i1n分別為正、負序分量的幅值。θ為轉子位置實際值。ω1為電壓的角頻率，t為時間。
由本文採用以下方法計算：
將i1α和i1β代入式計算得
將式(6)由兩相靜止坐標系變換到以角頻率-ω1旋轉的兩相負序同步旋轉坐標系下，通過高通濾波可濾除式(6)第一項，然後再經過坐標反變換至兩相靜止坐標系下。這樣可得到
同樣，將i1α和i1β代入式可計算得
採用與(6)式類似的方法做坐標變換和濾波處理，可得到系統調節過程中，與θ的值非常接近，因而
本發明的有益效果是，不依賴傳感器，而通過檢測電機電流、電壓等物理量來在線實時估計轉子位置的永磁同步電機無轉子位置傳感器控制，採用擴張狀態觀測器配合高頻電壓信號注入法提取估計的轉子位置，讓該估計的轉子位置替代傳統的靠轉子位置傳感器硬體檢測到的轉子位置檢測值，實現電機運行。節約了成本，還減少了故障發生的概率，提高了系統運行的可靠性。
附圖說明
圖1為基於擴張狀態觀測器和高頻旋轉電壓注入的內嵌式永磁同步電機無轉子位置傳感器控制系統結構圖。
具體實施方式
附圖為本發明的一種具體實施例。
本發明的內嵌式永磁同步電機無轉子位置傳感器控制系統，包括跟蹤微分器、擴張狀態觀測器和非線性反饋控制律三部分，轉子電角速度給定值作為跟蹤微分器的輸入，採用擴張狀態觀測器估計和提取通過高頻旋轉電壓注入後包含在電機高頻電流中的轉子位置角的信息，得到轉子位置角的估計值；通過自抗擾控制構建無位置傳感器閉環控制系統，並通過對系統中擾動等不確定量的估計對電磁轉矩的給定值進行補償確保系統穩定運行。
圖1中，和分別為定子兩相旋轉坐標系(d-q系)d軸和q軸電流的給定值；id、iq分別為d軸和q軸電流檢測值；和分別為d軸和q軸電壓的給定值；和分別為兩相靜止坐標系(α-β)下的α、β軸電壓給定值；iα、iβ分別為α、β軸電流的檢測值；u1α和u1β為在兩相靜止坐標系下注入的高頻正弦電壓；為電磁轉矩給定值；eθ為轉子位置偏差，為轉子位置估計值，θ為轉子位置實際值。eθ由高頻旋轉信號注入法求得。為轉子電角速度估計值，為轉子電角速度估計值的導數；q為系統中擾動的估計值；pn為電機定子極對數，j為電機軸上的轉動慣量。2r表示兩相旋轉坐標系，2s表示兩相靜止坐標系，3s表示三相靜止坐標系，表示由兩相旋轉坐標系變換到兩相靜止坐標系。ia表示定子a相電流，ib表示定子b相電流、表示補償前的電磁轉矩給定值、ω1表示安排過渡過程之後的電角速度，為其導數。、ε1為ω1的偏差，ε2為的偏差。ω*為轉子電角速度給定值。為轉子電角速度估計值。
圖1中虛線框內為上述構建的自抗擾控制器adrc。
本發明的內嵌式永磁同步電機無轉子位置傳感器控制系統的轉子位置角估計方法，採用d軸電流檢測值id＝0控制策略，計算得到兩相旋轉坐標系下的q軸和d軸電壓的給定值和後，經2r/2s變換後得到兩相靜止坐標系下的α、β軸電壓給定值和在兩相靜止坐標系下分別加上注入的高頻電壓u1α和u1β，將得到的總電壓vdc輸入svpwm波生成模塊，用於計算逆變器各開關管的驅動信號佔空比。
本發明的內嵌式永磁同步電機無轉子位置傳感器控制系統的轉子位置角估計方法，自抗擾控制器adrc的輸出和作為計算模塊的輸入，用來計算電壓給定的計算方法如下：
首先根據計算然後根據兩相旋轉坐標系下的電壓方程式計算
式中rs為定子繞組電阻，p為微分算子，ωr可用代替；ld、lq分別表示定子d軸和q軸電感，ψf表示轉子永磁體磁鏈。
由adrc生成，包含了對擾動估計量的補償部分，即；
用於估計轉子位置角的擴張狀態觀測器(eso)的方程為：
其中eθ為轉子位置偏差，為轉子位置估計值，θ為轉子位置實際值；eθ由高頻旋轉信號注入法求得；為轉子電角速度估計值，q為系統中擾動的估計值；β01、β02、β03均為大於1的參數；α1取值0.5；α2取值0.25；參數δ取值0.05；表示轉子位置角估計值的導數，pn為電機極對數，te為電磁轉矩，表示未知量的導數估計值。
函數fal(ε,α,δ)：
式中α為非線性因子；ε一般為系統某變量的偏差。
以下為eθ的計算；在兩相靜止坐標系下注入高頻旋轉電壓信號：
式中，u1為高頻旋轉電壓信號的幅值，ω1為其頻率；t是時間。產生的高頻電流響應在兩相靜止坐標系下的表達式為：
式中i1α和i1β分別為高頻電流在α、β軸的分量，i1p和i1n分別為正、負序分量的幅值；θ為轉子位置實際值。ω1為電壓的角頻率，t為時間。
由本文採用以下方法計算：
將i1α和i1β代入式計算得
將式(6)由兩相靜止坐標系變換到以角頻率-ω1旋轉的兩相負序同步旋轉坐標系下，通過高通濾波可濾除式(6)第一項，然後再經過坐標反變換至兩相靜止坐標系下；這樣可得到
同樣，將i1α和i1β代入式可計算得
採用與(6)式類似的方法做坐標變換和濾波處理，可得到系統調節過程中，與θ的值非常接近，因而
該方法對電機電流正弦度的依賴較小。在擴張狀態觀測器中，電流正弦度影響的僅僅是電磁轉矩te的精度，而te的計算值的偏差可看作系統內部擾動，可通過對q的觀測之後，通過對控制量補償來抑制該擾動。此外，電流正弦度影響uq、ud的計算，而這影響的是轉速環，且該影響可通過轉速環的閉環調節來抑制。因此該方法能夠將起動和負載變化過程中電流正弦度變差對轉子位置角估計值精度的影響降到最低，因而提高了位置角估計的精度，保證了系統穩定運行。
跟蹤-微分器：
公式(8)中是v2的導數、是v1的導數。這實現的是將一個可能突變的變量變成一個平滑變化但快速跟蹤原變量的量，並給出它的導數。v是輸入信號，是變量。v1是v的跟蹤信號，v2是v1的導數。
式中函數fhan為參考文獻[1](韓京清.自抗擾控制技術估計補償不確定因素的控制技術[m].北京：國防工業出版社，2008.)中給出的最速綜合函數，fhan(x1,x2,r0,h)表達式為：
式中x1為最速跟蹤信號與給定信號之差，x2為最速跟蹤信號的導數，r0為跟蹤速度因子，h為步長，d、a0、m、a1、a2、sy、a、sa、均為中間變量；sign為符號函數，即當t＞0時，sign(t)＝1；當t＝0時，sign(t)＝0；當t＜0時，sign(t)＝-1；
非線性反饋控制律：
式中函數fhan與式(9)中的為同一函數，但參數取值不同；其中c為阻尼係數。z1為v1的估計值；z2為v2的估計值。