降壓型dc－dc變流器的製作方法
2023-06-17 00:57:06 4
專利名稱：降壓型dc－dc變流器的製作方法
技術領域：
本發明涉及降壓型DC-DC變流器，尤其涉及能夠在寬的輸入電壓範圍中取出穩定的電壓的降壓型DC-DC變流器。
背景技術：
已經公知的降壓型DC-DC變流器使用切換元件使輸入電壓斷續來將其變換成低於輸入電壓的直流電壓。例如，特開平5-91732號公報(文獻1)所公開的降壓型DC-DC變流器使用N溝道型FET作為切換元件，將在該FET(FETField effect transistor場效應電晶體)斷開期間在電抗器中所蓄積的能量產生的電壓與輸入電壓相加，提供給FET驅動用的PWM(PWMPulse-width modulation脈寬調製)驅動電路。
而且，特開平8-33322號公報中公開的降壓型DC-DC變流器設有對應於作為半導體開關的P溝道型FET的接通/斷開進行充放電的電路，在該充放電電路的充電電壓示出異常值時停止輸出，以便能夠可靠地防止過壓。
如上所述，以往，使用N溝道型或P溝道型FET作為降壓型DC-DC變流器的切換元件。在驅動N溝道型FET的情況下，為了向柵極施加比作為電源電壓的漏極電壓高的電壓，必須有上述文獻1中所記載的升壓電路。
與此相對，P溝道型FET由於只要使柵極的電壓低於源極就可以驅動，因此電路結構比較簡單。
但是，在FET的結構上，難以製作出比N溝道型FET具有良好接通特性和切換特性的P溝道型FET，並且存在耐壓低和電流容量低的傾向，因此不能作出特性良好的電路。
尤其是，在輸入電壓變動的用途中要求良好的動作時是不夠的。例如，在使用反衝起動器進行起動操作的發動機發電機中使用的降壓型DC-DC變流器中，必須在低旋轉範圍內開始發動機控制，在起動後也必須與高發動機轉數產生的發生功率相對應。作為一例，對降壓型DC-DC變流器的輸入電壓在5～450伏(V)的範圍內變動，但在使用N溝道FET的電路中，根據這樣的電壓範圍的輸入來構成發動機發電機的控制電源是非常困難的。
並且，為了從發動機轉數低且DC-DC變流器不能輸出最大的電壓的早期開始最大限地取出發電機的輸出電壓，要求使FET為接通狀態(實質性的100％佔空比)。但是，在以往的N溝道FET驅動方式中，因為在FET斷開的期間對升壓電路進行充電，因此必須有FET的斷開期間，不能夠以100％佔空比來驅動。
發明內容
本發明的目的是提供一種能夠確保穩定的輸出電壓，並且結構簡單，電壓上升特性良好的降壓型DC-DC變流器。
為了達到上述目的，本發明的第1特徵在於，具有開關單元，由連接直流電源的至少一個MOS電晶體構成；至少一個電抗器，在上述MOS電晶體接通期間利用直流電源充電；輸出用電容器，通過上述MOS電晶體和上述電抗器與上述直流電源連接，向負載供給電流；和脈衝寬度調製電路，輸入與該輸出用電容器的輸出電壓對應的電壓，將預定佔空比的脈衝信號加到上述MOS電晶體的柵極上，上述MOS電晶體是N溝道型，在上述直流電源的負極側和上述輸出用電容器的負極側之間順序串聯連接上述N溝道型MOS電晶體和上述電抗器，在上述直流電源的正極側和負極側之間提供施加到上述N溝道型MOS電晶體的柵極上的脈衝信號的電源。
並且，本發明的第2特徵在於，上述脈衝寬度調製電路的脈衝信號是由與上述輸出用電容器的輸出電壓對應的電壓形成的，通過絕緣電路將上述脈衝信號輸入給上述N溝道型MOS電晶體的柵極。
根據第1特徵，能夠使用容易獲得良好的接通特性和切換特性的N溝道型MOS電晶體製作出具有良好的特性的電路。而且，由於將該N溝道型MOS電晶體設置在直流電源的負極側，所以不需要用於把高於輸入電壓的驅動電壓施加到柵極上的電路。
而且，在輸入電壓低於要求輸出電壓低時，可以以100％佔空比來驅動MOS電晶體，可以大幅度地改善輸出電壓對輸入電壓的上升特性。
根據第2特徵，可以用例如光電耦合器等絕緣電路調整N溝道型MOS電晶體的漏極側、輸出用電容器、N溝道型MOS電晶體的源極側的電位差異。
圖1是表示包括本發明的一實施方式的電源裝置的發動機發電機的主要部分的結構的方框圖。
圖2是表示降壓變流器的基本結構的電路圖。
圖3是降壓變流器的具體的電路圖。
圖4是RCC的具體的電路圖。
圖5是表示電源電路的動作的流程圖。
圖6是表示發電機轉數和發電機輸出電壓、降壓變流器的輸出電壓、以及RCC的輸出電壓的關係的圖。
具體實施例方式
下面參照附圖對本發明的一實施方式進行詳細說明。圖1是表示使用了包括本發明的一實施方式的N溝道型MOSFET的電源裝置的發動機發電裝置的結構的方框圖。作為發動機發電裝置，最好是，例如，不具備電池，或雖然具備電池，但具有在電池過放電的情況下可以通過手動來起動的反衝起動器。該發動機發電機具有發電機1、整流電路2、DC-DC降壓變流器電路3、自激振蕩型變流器(RCC)4及ECU5。發電機1由發動機進行驅動，例如在額定運轉狀態中輸出交流320V的3相交流。該3相交流由整流電路2進行整流，變成例如直流450V的電壓輸入到降壓型DC-DC變流器電路(以下，簡稱為「降壓變流器」)3中。降壓變流器3通過利用半導體開關的切換(switching)進行的佔空比控制，將輸入的交流降壓為規定的直流電壓，例如40V。
降壓變流器3的輸出側與RCC4的一級側連接，RCC4的二級側與驅動發電機1的發動機的控制裝置即ECU5連接。這樣，將在發電機1中產生的3相交流整流，利用降壓變流器3降壓為例如40V，進而，在RCC4中作為例如15V的穩定電壓的控制電源，提供給ECU5。
圖2是表示降壓變流器3的基本電路結構的圖。該降壓變流器3是無變壓器的非絕緣型。圖中，在所述整流電路2的輸出側(電壓Vin)的正極側和負極側之間，設有輸入用電容器6、續流二極體7、輸出用電容器8、輸出電壓檢測用電阻9、10。
在直流電源的負極側和輸出用電容器8的負極側之間，串聯連接有N溝道型MOS-FET11和降壓用的扼流線圈(電抗器)12。為了向FET11的柵極施加電壓而設置了驅動電路13。驅動電路13輸出用於使FET11導通/截止(接通/斷開)的驅動信號。設有用於形成PWM信號(脈衝寬度調製信號)的PWM電路14，該PWM信號決定驅動電路13所輸出的驅動信號的佔空比(接通時間比)。PWM電路14具有產生基準電壓(三角波)Vref的振蕩電路(詳細情況參照圖3)23，該基準電壓Vref決定PWM信號的佔空比。設有將該基準電壓Vref和由電阻9、10分壓後的電壓進行比較的比較器15。
在由電阻9、10分壓後的電壓小於三角波的基準電壓Vref時，由於PWM電路14維持FET11的接通狀態，所以以100％的佔空比輸出PWM信號。另一方面，在由電阻9、10分壓後的電壓大於三角波的基準電壓Vref時，PWM電路14以根據基準電壓Vref和電阻9、10的分壓所決定的不到100％的佔空比輸出PWM信號。
根據從PWM電路14輸出的PWM信號，驅動電路13向FET11的柵極供給驅動信號，輸出用電容器8以與FET11的接通時間比相對應的電壓充電。由輸出用電容器8平滑後的平均充電電壓為輸出電壓Vout。輸出電壓Vout與RCC4的一級側連接。
圖3是整流電路2及降壓變流器3的電路圖，圖4是表示RCC4的具體的電路圖示例，和圖1、圖2相同的符號表示相同和等同的部分。圖3中，整流電路2由二極體橋電路構成。輸入用電容器6對由整流電路2整流後的發電機1的輸出進行充電和平滑，形成直流電壓。驅動電路13包括光電耦合器16、反相緩衝器17、形成反相緩衝器17的電源電壓的齊納二極體18和電容器19。當向反相緩衝器17供給電源電壓時，反相緩衝器17的輸出被供給FET11的柵極，FET11接通。輸出用電容器8僅在FET11接通的期間充電。
光電耦合器16具有發光二極體20和光電電晶體21，發光二極體20的陰極與PWM電路14的比較器15的輸出側相連接。因此，在來自PWM電路14的PWM信號為接通的期間，發光二極體20被驅動，當光電電晶體21導通，反相緩衝器17的輸入反轉時，FET11斷開。
光電耦合器16的發光二極體20由來自PWM電路14的PWM信號所激勵，根據該PWM信號的佔空比決定光電電晶體21的接通時間比即FET11的佔空比。
在代表輸出電壓Vout的電壓(由電阻9和10分壓)超過了振蕩電路23中形成的三角波的基準電壓Vref時，PWM電路14以不到100％的佔空比輸出PWM信號。對由電阻9、10進行的分壓進行設定使得在輸出電壓Vout超過了規定值(例如40V)時輸出所述100％佔空比的PWM信號，決定佔空比使得輸出電壓總是限制在40V。
在圖4中，RCC4具有由一級側線圈24、25和二級側線圈26、27構成的變壓器28。一級側線圈24、25與具有FET29、電晶體30、及光電電晶體31的自激振蕩電路連接。光電電晶體31和輸出側的齊納二極體32及發光二極體33一起，構成將二級側控制為恆定電壓的反饋電路。
與RCC4的一級側連接的降壓變流器3的輸出用電容器8的充電電壓即輸出電壓Vout由電阻34a、34b及34c分壓後被施加到FET29的柵極上。當FET29接通時，電流流過線圈24，在線圈25中產生與繞線比相對應的電壓。線圈25中產生的電壓使得電容器35的電壓上升，電晶體30接通。由於電晶體30接通FET29斷開。當電晶體30接通時，電容器35通過其基極進行放電，經過規定時間後電晶體30斷開。由此，FET29再次接通。
由於FET29斷開，在二級側的線圈26、27中產生與各自的繞線比對應的電壓，輸出用電容器36、37被充電。當輸出用電容器37的電壓超過規定值(例如15V)時，發光二極體33被激勵(付勢する)，光電電晶體31接通。這樣，電容器35被充電，此時電晶體31以恆量接通，FET29的柵極電壓降低，FET29再次斷開。結果，在一級線圈24中無電流通過，在二級側上產生的電壓降低。
這樣，RCC4進行自激振蕩。並且，包括二級側線圈27的二級側電路的輸出電壓保持在規定值即15V。可以從二級側線圈26獲得與線圈27的輸出電壓不同的輸出電壓(例如17V)。
二級側線圈26、27的輸出電壓作為用於起動和控制發動機發電機的電源被使用。
利用流程圖來說明上述動作。在圖5中，在步驟S1開始發電，輸入電力。在步驟S2，把PWM電路14的佔空比設定為100％。另外，這裡的100％是指用於將FET11實質性地維持在接通狀態的佔空比，例如，也包括佔空比在95％左右。通過將PWM電路14設定為100％佔空比，當FET11實質性地接通時，隨著發電機的輸出電壓的上升，輸出電壓Vout增大。在輸出電壓增大到大於等於規定值(例如40V)以前維持步驟S1，如果輸出電壓Vout增大到大於等於規定值，步驟S3為肯定，進入到步驟S4。在步驟S4，PWM電路14輸出佔空比不到100％的PWM信號，驅動電路13根據該PWM信號切換FET11。即，控制切換的佔空比使輸出電壓Vout維持在40V。
圖6示出發電機1的轉數和電壓的關係。圖中，電壓Vin表示發電機1的輸出電壓，電壓Vout表示降壓變流器3的輸出電壓，電壓VRCC表示包括RCC4的二級側線圈27的二級側電路的輸出電壓。如圖所示，隨著發電機1的轉數上升，電壓Vin增大，然而Vout與發電機1的轉數增大無關，通過佔空比控制來將其限制在規定值(例如40V)，抑制其上升。並且，電壓VRCC通過RCC4的自激振蕩作用，穩定在規定值(例如，15V)。
在電壓Vout達到規定值即40V以前RCC4開始動作，設定FET29的柵極電壓使電壓VRCC產生規定值即15V。如圖6所示，電壓VRCC在小於等於使電壓Vout達到40V的轉數的低轉數範圍內產生15V的穩定電壓。這樣，由於自激振蕩型變流器具有變壓器的升壓功能，從而可以通過該升壓功能在低轉數範圍內得到超過電壓Vin的穩定的輸出電壓VRCC。
根據本實施方式，象使用反衝起動器進行發動機的起動操作時那樣，在發動機的低旋轉範圍內，利用由發電機感應的低電壓也能夠得到足夠的輸出電壓，可以確保用於使ECU上升的穩定的電源。
另一方面，在發動機起動後，隨著轉數的上升，在從發電機產生了高輸出電壓之後，也可以通過使用N溝道FET的高速切換來限制輸出電壓，利用小型的自激振蕩型變流器進行高效率的運轉。
此外，包括本發明的降壓變流器的控制電源除了發動機發電機的ECU以外，可以作為發動機的扼流開度控制用電動機、點火裝置、電池充電用、發動機的起動器用電源等各種電源裝置來使用。
權利要求
1.一種降壓型DC-DC變流器，具有開關單元，其由連接直流電源的至少一個MOS電晶體構成；至少一個電抗器，其在上述MOS電晶體接通的期間利用上述直流電源進行充電；輸出用電容器，其通過上述MOS電晶體和上述電抗器與上述直流電源連接，向負載供給電流；脈衝寬度調製電路，其輸入與該輸出用電容器的輸出電壓對應的電壓，將預定佔空比的脈衝信號施加到上述MOS電晶體的柵極上，上述MOS電晶體是N溝道型，在上述直流電源的負極側和上述輸出用電容器的負極側之間順序串聯連接上述N溝道型MOS電晶體和上述電抗器，在上述直流電源的正極側和負極側之間提供施加到上述N溝道型MOS電晶體的柵極上的脈衝信號的電源。
2.根據權利要求1所述的降壓型DC-DC變流器，上述脈衝寬度調製電路的脈衝信號是由與上述輸出用電容器的輸出電壓對應的電壓形成的，通過絕緣電路將上述脈衝信號輸入到上述N溝道型MOS電晶體的柵極上。
全文摘要
本發明提供一種降壓型DC－DC變流器。不用設置高於輸入電壓的特別的電壓電路，而使用N溝道型MOS電晶體構成具有良好特性的DC－DC變流器。在直流電源的負極側和輸出用電容器(8)的負極側之間，串聯連接N溝道型MOS電晶體(11)和扼流線圈(12)。具有根據電阻(9、10)對輸入電壓的分壓向MOS電晶體(11)的柵極施加脈衝信號的PWM電路(14)。在直流電源的正極側和負極側之間提供向MOS電晶體(11)的柵極施加脈衝信號的電源。PWM電路(14)的脈衝信號是由與輸出用電容器(8)的輸出電壓對應的電壓形成的，通過光電耦合器(16)將該脈衝信號輸入到N溝道型MOS電晶體(11)的柵極上。
文檔編號H02M3/04GK1677822SQ20051006377
公開日2005年10月5日 申請日期2005年3月31日 優先權日2004年3月31日
發明者稻川敏規, 清水元壽, 上村健二 申請人:本田技研工業株式會社