用於同步升壓變換器的同步整流器控制的製作方法

2023-07-19 02:06:21

專利名稱：用於同步升壓變換器的同步整流器控制的製作方法
用於同步升壓變換器的同步整流器控制技術領域本公開的主題涉及電源電路，更具體地涉及用於控制同步升壓變換器 中的同步整流器的電路和方法。
背景技術：
在傳統的升壓變換器中，其輸出處的電壓Vout—般遠遠大於其輸入 處的電壓Vin。脈寬調製(Pulse Width Modulation, P麗)用於控制變 換器的功率開關以調節輸出電壓Vout。在穩態^S^作中，功率開關的佔空 比D由下式給出D 一 Fowf —隨著輸入電壓Vin接近輸出電壓Vout,佔空比D減小到零。然而， 實際上，所有的實際變換器具有一些有限的最小導通時間。在電壓模式控 制中，可以使最小導通時間非常小，但是在電流模式控制中，最小導通時 間一般比較長，這是因為其包括電流感測PWM比較器的消隱時間段和延遲 時間段。典型地，在電流模式控制中，最小導通時間至少是50ns，通常 是100ns或者更長。最終，當Vin接近Vout時，最小導通時間變得太大 以致於不能產生所需要的佔空比。這時，升壓變換器將開始突發脈衝串 (bursting )導通和關斷以通過使沒有開關的時間段和接近最小佔空比開 關的時間段交替來在平均上實現所需要的小佔空比。然而，由於輸入-輸 出電壓的差非常小，所以電感器在同步整流器的導通時間中幾乎不放電。 其結果是，電感器電流在功率開關的每一個接近最小導通時間的脈衝期間 建立，但是在該時間段的其餘時間僅輕#*故電。經過脈衝串中的幾個開 關周期過程，電感器電流顯著增大，然後在脈沖串的非開關部分期間對輸 出放電。這導致大的電感器電流漂移和顯著的輸出電壓紋波。圖U~1D圖解了低開銷(overhead) ^Mt中具有這種突發脈衝串行 為的傳統同步升壓變換器的仿真。在該例子中，Vin-3.95V, Vout=4. OOV。電感器的電感等於4jxH，輸出電容器的電容 等於4. 7juF，開關頻率是lMHz，最小導通時間段是90ns。在圖的左邊緣， 輸出電壓Vout(圖1A)從大於4.0V的調節電壓開始，逐漸下降到低於調 節電壓。這時，誤差放大器的輸出處的電壓Vcomp (圖1C)急劇地傾斜上 升，功率開關開始導通接近最小導通時間90ns的短持續時間，如圖1B 中的開關電壓Vsw所示。幾個周期之後，電感器電流L(圖1D)由於電 感器放電非常小的斜率而基本建立(這是由於在該開關時間段的這部分期 間電感器上的電壓僅僅為50mV)。最終，增大的電感器電流驅動輸出電壓 上升，而誤差放大器的輸出減小。當功率開關的指令導通時間下降到90ns (最小導通時間)以下時，所有的開關動作停止並且電感器將其建立的電 J5lUt電到輸出，使得輸出電壓基本上超過調節電壓。這種行為通常導致不 期望的大的輸出電壓紋波。這種行為的起始點取決於功率開關的最小導通時間、電感器放電i^ 的總的串聯電阻(電感器電阻和同步整流器電阻)和開關頻率。較高的串 聯電阻通過在放電階段提供較大的反向電壓以復原(reset)電感器電流 來改善這種情況。較高的開關頻率增大了這個問題的可能性，這是因為相 同的最小導通時間轉變為給出較短的開關時間段的較大佔空比。目前，當開銷電壓(Vout-Vin)小於某個小的閾值電壓(例如200mV) 時，本申請的受讓人凌力爾特公司(Linear Technology Corporation) 製造的一些同步升壓DC/DC變換器通過完全使同步整流器無效來消除該 問題。將該閾值選擇為在最壞的情況下仍提供充分復原電感器電流的開銷 電壓。在使同步整流器無效的情況下，電感器上的反向電壓被顯著增加， 使得在每一個周期期間產生充分的電感器放電來消除不期望的突發脈衝 串行為。另外，在使同步整流器無效的情況下，有效輸出電壓更大，從而 需要變換器以大於最小導通時間的佔空比工作。這種方法的缺點是在使同 步整流器無效的情況下，導致效率急劇降低，應當指出，上述突發脈衝串行為類似於DC/DC變換器在輕負載下以不 連續傳導模式工作時的脈衝跳躍(pulse skipping)行為。然而，在變換 器以不連續傳導模式工作的情況下，由於輕負載而不是由於輸入電壓接近 於輸出電壓而達到最小導通時間。此外，在不連續傳導^Mt時，由於電感 器電流在每一個開關時間段完全復原並且不能像在低開銷操作中那樣建 立，因此脈衝跳躍行為不產生顯著的輸出電壓紋波。通常，與升壓變換器 在低開銷工作時的突發脈衝串行為不同，由於深度不連續操作而產生的脈衝跳躍不是嚴重的性能問題。因此，希望消除升壓變換器的低電壓開銷突發脈沖串行為及其相關聯 的電流和電壓紋波，同時仍保持高效率的工作。發明內容根據本公開， 一種同步升壓DC/DC變換系統包括輸入，用於接收 DC輸入電壓；輸出，用於產生DC輸出電壓；功率開關，可控制為調節變 換系統的輸出信號；以及電感器，耦合到輸入。當功率開關導通時，輸出 與輸入隔離，輸入電壓對電感器充電，增大流過電感器的電流。同步整流 器可被配置為當功率開關關斷時在電感器和輸出之間提供傳導路徑以使 電感器放電。提供控制電路，用於當輸入電壓接近和超過輸出電壓時控制 同步整流器，以便在電感器的放電時間段中調節傳導路徑的平均阻抗。具體地，隨著輸入電壓接近和超過輸出電壓，控制電路可以連續或者 遞增地減小平均阻抗。根據本公開的一個方面，控制電路可以根據輸出電壓和輸入電壓之間 的差調節平均阻抗。根據4^^開的另 一個方面，控制電路可以根據功率開關的傳導時間段 調節平均阻抗。同步整流器可以包括提供在電感器和輸出之間的同步開關。控制電路 隨著輸入電壓接近和超過輸出電壓而可以逐漸減小同步開關的傳導時間 段。如果同步開關包含MOS元件，則控制電路隨著輸入電壓接近和超過輸 出電壓而可以逐漸減小M0S元件的柵源電壓。如果同步開關包含P溝道MOSFET元件，則控制電路可以使開關在周 期的一部分中導通。在周期的其餘時間，可以連接MOSFET元件的柵極以 接收輸入電壓，以這種方式保證充分的電壓降來復原電感器電流。根據>^^開的實施例，控制電路可以向同步開關提供脈寬調製(PWM) 信號，以便隨著輸入電壓接近和超過輸出電壓而減小同步開關的傳導時間 段。具體地，控制電路可以包括脈寬調製器，所述脈寬調製器用於產生具 有隨著閾值電壓可變的佔空比的PWM信號，該閾值電壓對應於輸入電壓和輸出電壓之間的差。閾值電壓可以與輸入電壓和輸出電壓及第一偏移電壓的和之間的差成比例。控制電路可以包括跨導放大器，所i^導放大器用 於產生與閾值電壓成比例的輸出電流。脈寬調製器可以包括比較器，所述比較器用於比較鋸齒信號和與閾值 電壓相對應的信號，以產生用於控制同步整流器的信號。根據另 一個實施例，控制電路可以包括根據輸出電壓和輸入電壓之間 的差而可控的多開關元件。可以根據查找表中的數據來控制開關元件，所 述查找表包含與輸出電壓和輸入電壓之間的預先確定的差值相對應的控 制值。根據又一個實施例，控制電路可以使同步整流器在與功率開關的傳導 時間勤目對應的持續時間中無效。具體地，同步整流器可以在與功率開關 的傳導時間段和預先設置的時間段之間的差成比例的持續時間中無效。根據4^Hf的方法，執行以下步驟，以《更使用功率開關、電感器和同 步整流器將DC輸入電壓變換為DC輸出電壓-控制功率開關以調節輸出電壓，以及-隨著輸入電壓接近輸出電壓，在電感器的放電時間段中調節同步整流器 的平均阻抗。可以根據輸出電壓和輸入電壓之間的差調節平均阻抗。可替選地，可以根據功率開關的傳導時間段調節平均阻抗。可以調節平均阻抗，以便隨著輸入電壓接近和超過輸出電壓而連續或 者遞增地減小平均阻抗。具體地，可以隨著輸入電壓接近和超過輸出電壓 而逐漸減小同步整流器的傳導時間段。根據下面的詳細說明，本公開的其它優點和方面對本領域技術人員將 變得很明顯，其中，僅通過對用於實踐本公開所期望的最佳模式進行說明來示出並描述4^iHf的實施例。如將要描述的，4^^開能夠實現其它和不 同的實施例，可以對其幾個細節在各種明顯的方面上進行變形而不脫離本 公開的精神。因此，將附圖和說明書視為本質上是說明性的，而非限制性 的。


結合下面的附圖閱讀時可以更好地理解下面對本公開的實施例的詳 細說明，其中，特徵不必按照比例繪製，而是繪製成最佳地示出相關的特徵，其中圖1A 1D示出在低開銷狀態中工作的傳統升壓變換器的仿真。 圖2示出根據^^開的示例性同步升壓DC/DC變換器的框圖。圖3A 3C示出說明根據4^^開的升壓變換器的操作的波形。圖4示出用於控制根據4^>開的同步整流器的電路的示例性實施例。圖5示出用於控制根據4^>開的同步整流器的電路的另一個示例性實施 例。圖6示出用於控制根據>$^>開的同步整流器的電路的又一個示例性實施 例。圖7示出說明圖6中的控制電路的操作的波形。圖8A和8B示出與傳統的升壓變換器相比，4^>開的升壓變換器性能的改 進。圖9A~9C示出本公開的升壓變換器響應輸入電壓從3. 95V改變到3. 7V 而ii行的操作。圖10A~ 10C示出本公開的升壓變換器響應輸入電壓從3. 95V改變到3. 5V 而進行的^Mt。圖11A和llB示出升壓變換器響應電感器放電i^的串聯電阻的變化而進 行的操作。
具體實施方式
使用用於當輸入電壓接近和超過輸出電壓時控制同步升壓變換器中 的同步整流器的傳導的電路的具體例子來進行4^Hf。然而，顯而易見的 是4^〉開的構思可以應用於用於控制開關電路中的同步整流器的平均阻 抗的任何電路。圖2示出4L/;S開的同步升壓DC/DC變換器10的構思的框圖，同步升 壓DC/DC變換器10響應提供到其輸入的輸入電壓Vin而在其輸出處產生 輸出電壓Vout。升壓變換器10包括主功率開關SW1、同步整流器SW2、 電感器L和輸出電容器C. ^^饋控制電路U1控制主功率開關SW1，反饋控制電路U1調節SW1的佔空比以便調節或者控制輸出電壓。例如，控制電 路U1可以使用電壓模式控制或者電流模式控制來調節變換器10的輸出信 號。同步整流器SW2可以是設置在電感器L和輸出之間的開關，以在升壓 變換器10的電感器放電電路上提供低電阻傳導路徑，從而提高其功率變 換效率。主開關SW1和同步整流器SW2可以使用諸如MOSFET電晶體、DM0S 電晶體和雙極型電晶體的可控元件來實現。例如，主功率開關SW1可以是 N溝道MOSFET開關，同步整流器SW2可以是P溝道MOSFET開關。阻抗Zl可以並聯連接到同步整流器SW2。當同步整流器SW2處於傳 導狀態時，阻抗Z1可以大於同步整流器SW2的阻抗。如果SW2被實現為 P溝道MOSFET元件，則Zl可以是MOSFET元件的體二極體。此外，Zl可 以實現為固定電阻、電子開關、各個阻抗的組合，如與電阻串聯的二極體、 或者當同步整流器SW2處於傳導狀態時提供具有大於同步整流器SW2的阻 抗的電流路徑的任何其它分流器。可替選地，變換器10可以在沒有阻抗Z1的情況下工作。具體地，如 果SW2被實現為P溝道MOSFET，則可以配置為在SW2的關斷時間期間將 其柵極連接到Vin。以這種方式，SW2本身而不是外部5^提供高阻抗放 電膝擇以復原電感器電流。控制電路U2可以調節由同步整流器SW2在電感器L和輸出之間建立 的傳導路徑的平均阻抗以提供電感器L的放電。平均阻抗可以限定為電感 器L的放電時間段中傳導路徑阻抗的平均值。如果阻抗Zl跨越SW2連接， 則U2可以調節SW2和Zl的並聯組合所提供的路徑的平均阻抗。如稍後更 詳細討論的，隨著輸入電壓Vin接近和超過輸出電壓Vout，電路U2遞增 或者連續地增大點Pl和P2 (圖2 )之間的平均阻抗，以便保證足夠的反 向電壓來復原電感器電流。可以以閉環或者開環方式進:行阻抗調節。如果 整流器SW2是M0SFET開關，則電路U2可以隨著輸入電壓接近和超過輸出 電壓而逐漸減小施加到M0SFET元件的柵源電壓。可替選地，同步整流器SW2可以持續關斷足夠復原電感器電流的時 間，然後在時間段的其餘時間導通。以這種方式，充分地復原電感器電流 以消除突發脈衝串行為，但是同步整流器SW2最大程度地保持導通以使效 率最大化。在圖3A 3C中示出這種方法的開關波形。在正常的操作中，當輸入電壓Vin遠遠小於輸出電壓Vout時(圖3A), 變換器用作傳統的升壓變換器，同步整流器在整個放電階段(除了開關 SW1和SW2的非重疊(non-overlap)時間段期間可能非常短的持續時間之外)保持導通。當輸入電壓Vin接近於輸出電壓Vout時(圖3B )， SW1 的佔空比開始接近SW1的最小導通時間。在這種情況下，同步整流器SW2 在放電階段的一部分中保持關斷以便復原電感器電流，但是在放電時間段 的其餘時間導通以使效率最優化。當Vin變為等於Vout時(圖3C)，同 步整流器SW2在更長的持續時間中保持關斷(通過元件Zl傳導)以便仍 然復原電感器電流.在這些情況中的每一種情況下，同步整流器SW2^ 復原電感器電流所需的開關周期的持續時間中關斷，從而通過儘可能最大 程度地保持同步整流器傳導來優化效率。控制電路U2的輸出可以是控制SW2傳導的時間段的數位訊號。可替 選地，電路U2可以產生直接控制整流器SW2的阻抗的模擬信號。如果變 換器10以不連續傳導模式(discontinuous conduction mode, DCM)工 作，則電路U2可以通過SW2感測電流，並且當電流下降到可以設置在零 電平附近的預定閾值以下時，使SW2無效。為了使能稍後將要更詳細地說明的控制SW2的各種方式，可以在控制 電路U2和同步整流器SW2之間提供諸如N0R門的邏輯電路12。邏輯電路 12可以具有連接到電路U2的輸出的一個輸入、連接到控制電路Ul的輸 出的另 一個輸入和用於控制同步整流器SW2的輸出。根據圖4所示的本公開的示例性實施例，控制電路U2可以基於輸入 電壓Vin和輸出電壓Vout之間的差來提供同步整流器SW2的PWM控制。 具體地，電路U2可以包括跨導放大器U3，跨導放大器U3具有提供有輸 入電壓Vin的非《jt目輸入和響應輸出電壓Vout的及j目輸入。可以在輸出 電壓端和U3的反相輸入之間插入偏移電壓源V0S1。跨導放大器U3產生 與其輸入處的電壓差成比例的輸出電流。閾值電壓Vthresh在耦合到跨導放大器U3的輸出的電阻器R處產生。 U3的輸入處的電壓差相對應的閾值電壓Vthresh可以如下限定為Vthresh = f (Vin - Vout + VOS1)其中，Gm是跨導放大器U3的跨導，以及 R是電阻器R的電阻。因此，閾值電壓Vthresh隨著輸入電壓Vin接近和超過輸出電壓Vout而 增大。高增益比較器U4可以耦合到U3的輸出以執行脈衝寬度調製。可以在 U4的非反相輸入和U3的輸出之間插入偏移電壓源V0S2。向U4的反相輸 入提供鋸齒信號Vsaw。 U4的輸出產生具有隨著閾值電壓Vthresh變化的 佔空比的方波信號。對於Vthresh-OV,小的偏移電壓V0S2保證U4的輸出持續為低並且 同步整流器SW2根本不失效。隨著Vthresh增大到V0S2以上，同步整流 器SW2的傳導時間段逐漸減小，使得同步整流器SW2逐漸在越來越長的時 間段內失效。當Vthresh超過鋸齒信號Vsaw的峰值電壓時，同步整流器 SW2變為持續失效.當同步整流器SW2失效時，僅通過元件Zl，如可以用 於實現SW2的P溝道M0SFET的體二極體，來提供點Pl和P2 (圖2 )之間 的傳導。因此，隨著輸入電壓Vin接近和超過輸出電壓Vout,圖4中的控制 電路U2執行同步整流器SW2的PWM控制，以便在電感器放電時間段期間 逐漸增大SW2的平均阻抗。根據圖5所示的4L/〉開的另一個示例性實施例，控制電路U2可以包 括並聯連接在輸入和輸出之間的一組多個開關，所述輸入響應輸出電壓 Vout和輸入電壓Vin之間的差，所述輸出產生用於控制同步整流器SW2 的傳導時間段的控制信號。例如，該組開關可以包括開關SWIO、 SW20、 SW30和SW40。可以提供查找表以保持用於控制開關SW10~SW40的值。對於Vout 和Vin之間的差的特定範圍，查找表可以包含使特定開關或者開關的組合 導通的各個預編程的控制值，以產生所希望的同步整流器控制信號。可以 針對特定的應用來選擇Vout和Vin之間的差的範圍。例如-如果(Vout-Vin)超過0.2V,則開關SW10導通以產生使同步整流器SW2 在整個放電狀態中保持導通狀態的控制信號；-如果(Vout-Vin)在0. 2V和0. OV之間的範圍內，則開關SW20導通以產生 使SW2的傳導時間段減小的控制信號，以便SW2在選擇的預定時間段內無 效以在開關周期期間最壞的情況下復原電感器電流；-如果(Vout-Vin)在0. 0V和-0. 5V之間的範圍內，則可以導通開關SW30 以減小SW2的傳導時間段，以便使SW2在開關周期期間更長的時間段內失 效；-如果(Vout-Vin)小於-0. 5V,則可以導通開關SW40以產生持續4吏SW2無效的控制信號。因此，隨著輸入電壓Vin接近和超過輸出電壓Vout，圖5的控制電 路U2遞增地減小SW2的傳導時間段，以便在電感器放電時間段內逐漸增 大SW2傳導路徑的平均阻抗。根據圖6所示的又一示例性實施例，控制電路U2基於功率開關SW1 的導通時間段來控制同步整流器SW2。具體地，控制電路U2可以包括由 反相器62和與(AND)門64構成的輸入邏輯電路。與門64的第一輸入耦 合到提供有On信號的反相器62 (圖7 )， On信號表示開關SW1的導通時 間段，即開關SW1在開關周期期間導通的時間段。向與門64的第二輸入 供給Ton-min信號(圖7)， Ton—min信號是從SW1的開關周期的開頭開始 的固定脈衝並具有預先確定的最小持續時間Tmin。 Ton-min信號限定同步 整流器SW2開始關斷的佔空比D。可以將持續時間Tmin設置為大於在最 壞的情況下所預期的SW1的最小導通時間段的值。與門64的輸出控制將將電流源II連接到電容器Cl的開關SWIOO。 電流源12並聯連接到電容器Cl。電容器Cl和電流源12經由偏移電壓源 V0S3連接到比較器U5的非反相輸入。U5的反相輸入可以接地。如圖7中的波形所示，如果在Tmin之前功率開關SW1關斷，則電容 器C1開始以電流源Il設置的固定速率充電(電容器電壓Vcap增大)。然 後，在時間Tmin處，電容器Cl開始以電流源12 i殳置的速率放電。在電 壓Vcap大於零的整個持續時間期間，同步整流器SW2被無效，並且僅經 由諸如PM0S開關的體二極體的元件Zl傳導。偏移電壓V0S3對比較器U5 提供輕微的偏移以當電容器Cl對M電時保持其低電平的輸出。當功率開關SW1的導通時間段大於Tmin時，電容器C1不充電，同步 整流器SW2根本不失效。在這種情況下，同步整流器SW2在整個電感器放 電周期中保持導通。然而，如果SW1的導通時間段不超過Tmin，則同步整流器SW2在電 感器放電周期的一部分時間內關斷。隨著Vin接近Vout,功率開關SW1 的導通時間段變得更短，同步整流器SW2在電感器放電周期中更長的部分 中關斷。因此，在同步整流器SW2被無效期間的持續時間與Tmin和SW1 的導通時間之間的差成比例。隨著SW1的導通時間段變短，同步整流器 SW2被無效期間的持續時間將變得更長，以防止SW1的導通時間段達到最 小導通時間Tmin。電流II和12的值之間的比率確定同步整流器SW2的傳導時間段與SW1的導通時間教:短於Tmin的數量之間的關係。可以選擇 該比率以提供充分長的SW2的傳導時間段，以便在考慮到SW1的最低功率 電路串聯電阻和最大的最小導通時間段的最壞的情況下復原電感器電流。圖8A和8B通過比較在低開銷操作中的傳統升壓變換器和使用圖6 所示的同步整流器控制電路的類似升壓變換器的仿真來示出由於本公開 的同步整流器控制而獲得的性能增強。兩種變換器具有相同的電路參數 (電感器L的電感等於4pH，輸出電容器C的電容等於4.7pF，開關頻率 為lMhz，負載電流I,為200mA，以及最小導通時間段為90ns ),並且兩 者都以低開銷電壓工作(Vin=3. 95V， Vout=4.0V)。如圖8A和8B所示，根據4L/iHf的對同步整流器傳導時間段的控制導 致突發脈衝串行為的完全消除，結果電感器電流lL變化很小並且輸出電 壓Vout的紋波明顯減小.在這個例子中，同步整流器SW2在電感器放電 周期期間保持關斷的時間為大約450ns以俊^提供充分復原的電感器電流。 然而，同步整流器SW2仍在電感器放電周期的相當一部分時間中導通。其 結果是，與同步整流器被連續無效的變換器相比，充分地提高了功率變換 效率。圖9A-9C示出表示具有圖6所示的同步整流器控制電路U2的同步升 壓變換器10對輸入電壓從3. 95V階躍到3. 7V的響應的仿真結果。當輸入 電壓Vin階躍到3. 7V時，反向電壓較大，同步整流器SW2不需要關斷在 Vin=3. 95V時的情況下那麼長時間。該仿真示出，在輸入電壓降落時，電 路通過使同步整流器SW2導通更長的持續時間來自動響應減小的輸入電 壓。圖IOA-IOC示出表示當輸入電壓Vin從3. 95V階躍到3. 5V時具有圖 6所示的同步整流器控制電路U2的同步升壓變換器10的響應的仿真結 果。在Vin=3. 5V的情況下，功率開關導通時間段等於170ns。在該例子 中，Tmin可以設置為150ns，以便使能同步整流器SW2以在放電階段的整個持續時間中保持導通，也就是說，輸入-輸出電壓差足以復原電感器電 流而根本不需要同步整流器SW2關斷。圖11A和11B的仿真結果示出具有圖6所示的同步整流器控制電路 U2的同步升壓變換器10自動補償電感器放電5M^的串聯電阻的變化的能 力。在第一仿真中，將電感器電阻RL設置為50mQ。在第二仿真中，該參 數增大為350mO。在具有更大電阻的電感器的情況下，需要更少的SW2 的傳導時間來復原電感器電流。控制電路U2通過減小在同步整流器SW2被無效期間的時間來自動響應電感器L的電阻的增大。應當注意，在不連續傳導模式(DCM)下，每當功率開關的導通時間 小於Tmin時，圖6中的控制電路U2可以使同步整流器SW2無效持續一些 時間。其結果是，即使Vin大大低於Vout，同步整流器SW2也將被無效。 顯然，這是不期望的，因為會減小DCM操作期間的效率。為了解決這個問 題，每當變換器10在DCM中工作時，可以使控制電路U2無效。可以通過 修正控制電路U2來實現這種無效，使得如果電感器電流在最後一個周期 期間達到零電流，則同步整流器SW2不受電路U2控制。應當注意，在DCM 中，因為電感器電流在每一個周期中放電到零，所以電感器電流無法建立。 因此，當變換器10在DCM中工作時，可以安全地使控制電路U2無效。前述說明示出並描述了本發明的各個方面。另夕卜^^開僅僅示出並 描述了優選實施例，但是才艮據前面所描述的，應當理解，能夠在各種其它 組合、變形和環境中使用本發明，並且能夠在此所表述的發明構思、上述 教授的等同方案和/或相關技術的技能和知識的範圍內進行變化或者變 形。以上描述的實施例旨在進一步解釋所知道的實施本發明的最佳模式， 並且4吏得本領域技術人員能夠以這些或者其它實施例以及通過本發明的 特定應用或者使用所需的各種變形來利用本發明.因此，本i兌明書不旨在將本發明限制於在此所^Hf的形式。此外，所 附權利要求將被解釋為包括可替選的實施例。
權利要求
1.一種同步升壓DC/DC變換系統，包括輸入，用於接收DC輸入電壓，電感器耦合到所述輸入；輸出，用於產生DC輸出電壓；功率開關，可控制為調節變換系統的輸出信號；同步整流器，可配置為在電感器和輸出之間提供傳導路徑；以及控制電路，用於當輸入電壓接近或者超過輸出電壓時控制同步整流器，以便在電感器的放電時間段中調節傳導路徑的平均阻抗。
2. 根據權利要求1所述的系統，其中，控制電路配置為隨著輸入電 壓接近輸出電壓而連續減小平均阻抗。
3. 根據權利要求l所述的系統，其中，控制電路配置為隨著輸入電 壓接近輸出電壓而遞增地減小平均阻抗。
4. 根據權利要求l所述的系統，其中，控制電路配置為根據輸出電 壓和輸入電壓之間的差來調節平均阻抗。
5. 根據權利要求1所述的系統，其中，控制電路配置為根據功率開 關的傳導時間段來調節平均阻抗。
6. 根據權利要求l所述的系統，其中，同步整流器包^i殳置在電感 器和輸出之間的同步開關。
7. 根據權利要求6所述的系統，其中，控制電路配置為隨著輸入電 壓接近輸出電壓而逐漸減小同步開關的傳導時間段。
8. 根據權利要求6所述的系統，其中，同步開關包含MOS元件。
9. 根據權利要求8所述的系統，其中，控制電路配置為隨著輸入電 壓接近輸出電壓而逐漸減小M0S元件的柵源電壓的幅值。
10. 根據權利要求2所述的系統，其中，控制電路配置為向同步開關 提供脈寬調製(PWM)信號，以便隨著輸入電壓接近輸出電壓而減小同步 開關的傳導時間段。
11. 根據權利要求IO所述的系統，其中，同步開關並聯連接到具有 阻抗比同步開關在傳導狀態下的阻抗高的分流元件。
12. 根據權利要求10所述的系統，其中，同步開關包括具有柵極的P溝道MOSFET元件，所述Jfr極被配置為用於在開關周期的復原部分期間 接收輸入電壓以提供反向電壓，使得復原流過電感器的電流。
13. 根據權利要求10所述的系統，其中，控制電路包括脈寬調製器， 所述脈寬調製器用於產生具有佔空比隨著閾值電壓變化的PWM信號。
14. 根據權利要求13所述的系統，其中，閾值電壓對應於輸入電壓 和輸出電壓之間的差。
15. 根據權利要求14所述的系統，其中，閾值電壓與輸入電壓和輸 出電壓及第一偏移電壓的和之間的差成比例。
16. 根據權利要求14所述的系統，其中，控制電路包括跨導放大器， 用於產生與閾值電壓成比例的輸出電流。
17. 根據權利要求14所述的系統，其中，脈寬調製器包括比較器， 步整流器的信號。
18. 根據權利要求l所述的系統，其中，控制電路包括根據輸出電壓 和輸入電壓之間的差而可控的多個開關元件。
19. 根據權利要求18所述的系統，其中，控制電路配置為根據查找 表中的數據來控制開關元件，所述查找表包含與輸出電壓和輸入電壓之間 的預先確定的差值相對應的控制值。
20. 根據權利要求l所述的系統，其中，控制電路配置為使同步整流 器在與功率開關的傳導時間斜目對應的持續時間中無效。
21. 根據權利要求20所述的系統，其中，控制電路配置為使同步整 流器在與功率開關的傳導時間段和預先設置的時間段之間的差成比例的 持續時間中無效。
22. —種使用功率開關、電感器和同步整流器將DC輸入電壓變換為 DC輸出電壓的方法，所述方法包括如下步驟控制功率開關以調節輸出電壓；以及隨著輸入電壓接近輸出電壓，在電感器的放電時間段中調節同步整流 器的平均阻抗。
23. 根據權利要求22所述的方法，其中，根據輸出電壓和輸入電壓 之間的差來調節平均阻抗。
24. 根據權利要求22所述的方法，其中，根據功率開關的傳導時間 段來調節平均阻抗。
25. 根據權利要求22所述的方法，其中，調節平均阻抗以便隨著輸 入電壓接近輸出電壓而連續地減小平均阻抗。
26. 根據權利要求22所述的方法，其中，調節平均阻抗以便隨著輸 入電壓接近輸出電壓而遞增地減小平均阻抗。
27. 根據權利要求22所述的方法，其中，調節平均阻抗以便隨著輸 入電壓接近輸出電壓而減小同步整流器的傳導時間段。
28. 根據權利要求22所述的方法，其中，通過提供同步整流器的PWM 控制來調節平均阻抗。
全文摘要
本發明公開了一種用於同步升壓變換器的同步整流器控制。根據本發明的一種同步升壓DC/DC變換系統，包括輸入，用於接收DC輸入電壓；輸出，用於產生DC輸出電壓；功率開關，可控制為調節變換系統的輸出信號；以及電感器，耦合到輸入。同步整流器可配置為在電感器和輸出之間建立傳導路徑以提供電感器放電。提供控制電路，以便隨著輸入電壓接近輸出電壓來控制同步整流器，從而在電感器的放電時間段中調節傳導路徑的平均阻抗。
文檔編號H02M3/155GK101277061SQ20081008456
公開日2008年10月1日 申請日期2008年3月25日 優先權日2007年3月27日
發明者大衛·查爾斯·薩萊諾, 約翰·克里斯多福·坎菲爾德 申請人:凌特公司