單載波頻域均衡系統中實現物理層安全傳輸的預編碼方法與流程
2023-07-28 04:01:47 2
本發明屬於通信技術領域，尤其涉及一種單載波頻域均衡系統中實現物理層安全傳輸的預編碼方法。
背景技術：
單載波頻域均衡技術，不僅可以有效抵抗無線信道的頻率選擇性衰落，實現高速率、大容量的寬帶無線傳輸，而且能夠克服單載波時域均衡技術的實現複雜度較高以及正交頻分復用技術的信號峰均比高的不足。單載波頻域均衡技術已經成為寬帶無線接入系統物理層的重要組成技術，並且已經被納入IEEE802.16(WiMAX)標準中。目前，無線信道的開放性、通信的廣播特性、終端的移動性、網絡拓撲結構的多樣性及無線傳輸的不穩定性等因素使得移動通信網絡面臨者更多的安全威脅，比如竊聽和假冒。傳統通信系統的安全機制是建立在物理層之上，並且假設物理層能夠提供一條無差錯的數據傳輸鏈路，通過合法用戶之間的密鑰共享來實現保密通信。然而目前大量出現的分布式通信系統，如移動Ad-hoc網絡、用戶直連通信系統，由於其成本低、功能簡單，使得傳統的加密技術無法實施。因此，研究新型的物理層安全機制來保證信息傳輸的安全性已引起人們的關注和重視。物理層傳輸的安全性是在沒有引入合法通信雙方共享密鑰的條件下，通過物理層的編碼、調製和傳輸設計來實現的。關於物理層信息安全的研究最早可以追溯到1949由香農奠定的安全信息理論。在此基礎上，1975年，Wyner定義了竊聽信道模型，建立了不依賴秘鑰共享就可以提供安全通信鏈路的可能性。近些年，物理層傳輸技術的發展為物理層安全的研究和應用提供了廣泛的空間。現有的物理層安全傳輸方案根據發射端是否已知竊聽端的信道狀態信息(CSI)可以分為兩大類。第一類方案要求發射端已知竊聽信道的全部或者部分CSI，利用預編碼設計或者天線選擇策略來實現物理層的安全傳輸。例如，文獻Khisti A.,Womell G.,Wiesel A.,et.al.,"On the Gaussian MIMO wiretap channel,」In Proceedings of IEEE International Symposium on Information Theory 2007(ISIT),Cambridge.MA,USA,June 2007,pp.2471-2475.利用對合法信道和竊聽信道進行廣義奇異值分解，提出了可實現安全信道容量最大化的預編碼方案。不過這裡需要指出，在多數場景下竊聽端只是被動竊聽而並不會主動發射信號，因此在實際的應用場景中發射端很難獲取竊聽信道的CSI。而第二類方案不要求發射端已知竊聽信道的CSI，利用人工加噪或者空時編碼的方法實現物理層安全傳輸。例如，文獻Goel S.,Negi R.,"Guaranteeing secrecy using artificial noise,」IEEE Transaction on Wireless Communication,7(6),June 2008,pp.2180-2189。提出了人工加噪的傳輸方案，並證明該方案在高信噪比下的漸進最優性。在該策略中人工噪聲位於合法信道矩陣的正交空間內，所以人工噪聲只會降低竊聽信道的接收性能。不過該方案要求竊聽端的天線數目要嚴格小於發射端的天線數目。
現有的物理層安全傳輸方案是利用多天線系統的空域自由度來增強無線傳輸的物理層安全，而單載波頻域均衡系統屬於單天線系統，即發射端和接收端均採用單個天線，因此上述兩種方案並不適用於單載波頻域均衡系統。
技術實現要素：
本發明的目的在於提供一種針對單載波頻域均衡系統的預編碼方法，旨在解決單載波頻域均衡系統物理層傳輸的安全性問題。
本發明的基本原理是發射端根據合法信道的CSI對發送信號進行預編碼使得合法接收端可以正確解調信號；而竊聽端由於無法獲取合法信道的CSI，所以竊聽端即使接收到發射端的信號也無法正確解調，從而在物理層實現發射端與合法接收端的安全傳輸。
為實現上述目的，所述單載波頻域均衡系統中實現物理層安全傳輸的預編碼方法具體包括以下步驟：
步驟1，利用衰落信道的互易性，發射端利用合法接收端的反饋信號估計合法信道的時域衝擊響應，即h＝[h(0),h(1),…,h(D-1)]T以及信道的總功率其中D為信道衝擊響應的長度。
步驟2，利用離散傅立葉變換(DFT)，發射端計算步驟1中h的頻域等價信道矩陣，即Λ＝UHHeqU＝diag{λ0,λ1,…,λN-1}，其中，Heq是h等效的託普利茨(Toeplitz)矩陣形式，U為DFT矩陣，H表示矩陣的共軛轉置，diag{}表示對角矩陣。
步驟3：利用步驟1得到的Ptot和步驟2得到的Λ，發射端計算發送信號的頻域預編碼矩陣C＝diag{c0,c1,…,cN-1}，其中，且λk(0≤k≤N-1)為Λ主對角線上的元。
步驟4，利用步驟3得到的預編碼矩陣C，發射端對發送信號進行頻域預編碼，並將編碼後的信號再次轉換成時域信號，即其中，U為DFT矩陣，x為發射端的時域發送信息；
步驟5，發射端對步驟4的時域信號前面添加循環前綴(CP)得到然後通過合法信道將發送至合法接收端，其中CP的長度不少於步驟1中信道h的長度D；
步驟6，根據最小均方誤差準則，合法接收端將時域接收信號轉換成頻域信號，然後再進行頻域均衡，即其中，為合法接收端去除CP後的時域接收信號，U為DFT矩陣，W＝[ρΩHΩ+I]-1ΩH為頻域均衡矩陣，其中，Ω＝CΛ，ρ是接收信號的平均信噪比，合法接收端可以利用接收信號中的導頻信號並通過步驟1到步驟3所述的方法來估計C和Λ；
步驟7，利用離散反傅立葉變換，合法接收端將步驟6得到的頻域信號轉換成時域信號，即然後對其進行判決得到發射端發送的信息，其中，U為DFT矩陣。
在多數物理層安全通信的應用場景中，竊聽端只是被動竊聽而並不會主動發射信號，所以發射端很難獲取竊聽信道的CSI。本發明針對單載波頻域均衡系統，提供的預編碼方法並不依賴於竊聽信道的CSI，所以發射端在進行預編碼時無需獲取竊聽信道的CSI，這使得本發明提供的預編碼方法具有較高的實用價值。
附圖說明
圖1是本發明實施例提供的實施例所採用的信道模型示意圖。
圖2是本發明實施例提供的單載波頻域均衡系統中實現物理層安全傳輸的預編碼方法流程圖。
圖3是本發明實施例提供的合法接收端與竊聽端的信道容量的比較示意圖。
圖4是本發明實施例提供的合法接收端與竊聽端的誤碼率的比較示意圖。
具體實施方式
為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合實施例，對本發明做進一步詳細的說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。
本發明採用的信道模型如圖1所示，發送端Alice將包含機密信息的信號通過多徑衰落信道發送給合法接收端Bob。由於無線信道的開放性，Alice發送的信號也將被竊聽端Eve接收到。這裡可以認為Alice和Bob之間的合法信道是互易的，即上下行信道的衰落係數相同，其次合法信道與竊聽信道的信道衰落係數是相互獨立的。
如圖2所示，本發明實施例的單載波頻域均衡系統中實現物理層安全傳輸的預編碼方法實現步驟如下：
步驟1，根據衰落信道的互易性，Alice可以利用Bob的反饋信號來估計合法信道的衝擊響應h＝[h(0),h(1),…,h(D-1)]T以及信道的總功率其中D為信道衝擊響應的長度。
Alice估計合法信道衝擊響應的算法可以參考文獻：Lam C T,Falconer D D,Danilo-Lemoine F,et al.Channel estimation for SC-FDE systems using frequency domain multiplexed pilots[C]//Vehicular Technology Conference,2006.VTC-2006 Fall.2006 IEEE 64th.IEEE,2006:1-5.
步驟2，利用DFT，Alice計算步驟1中h的頻域等價信道矩陣Λ，詳細步驟如下：
2a)將步驟1得到的h補零至長度為N，即h′＝[h(0),h(1),…,h(D-1),0,…,0]T；
2b)再將h′寫成Toeplitz矩陣的形式，即
2c)利用公式Λ＝UHHeqU，計算Heq的頻域等價信道矩陣，即Λ＝diag{λ0,λ1,…,λN-1}，其中，U為N階的DFT矩陣，且U的第m行n列的元為而H表示矩陣的共軛轉置，diag{}表示對角矩陣。
步驟3：利用步驟1得到的Ptot和步驟2得到的Λ，Alice計算發送信號的頻域預編碼矩陣C＝diag{c0,c1,…,cN-1}，其中且0≤k≤N-1；
步驟4，利用步驟3得到的頻域預編碼矩陣C，Alice對發送信號進行頻域預編碼，具體步驟如下：
4a)利用DFT，Alice將時域發送信息x＝[x(0),x(1),…,x(N-1)]T轉換成頻域發送信號，即得到其中，U為N階的DFT矩陣；
4b)利用步驟3的頻域預編碼矩陣C，Alice對步驟4a)得到的頻域信號進行頻域預編碼，即得到
4c)利用離散反傅立葉變換(IDFT)，Alice將步驟4b)的頻域信號再轉換成時域信號，即得到其中，U為N階的DFT矩陣；
步驟5，Alice對步驟4c)得到的時域信號前面添加CP，即得到其中CP的長度Γ不少於步驟1中信道h的衝擊響應長度D，然後將通過合法信道發送至Bob；
步驟6，根據最小均方誤差準則，Bob對接收信號進行頻域均衡，具體步驟如下：
6a)Bob去除接收信號中長度為Γ的CP，得到時域信號
6b)利用DFT，Bob將步驟6a)得到的時域信號轉換成頻域信號，即其中，U為N階的DFT矩陣；
6c)Bob對步驟6b)得到的信號進行頻域均衡，即其中，W＝[ρΩHΩ+I]-1ΩH為頻域均衡矩陣且Ω＝CΛ，ρ是接收信號的平均信噪比。
Bob可利用Alice發送的導頻信號來估計合法信號的衝擊響應h，並按照步驟1到步驟3所述的方法分別計算Λ和C從而得到Ω。另外，ρ可通過以下參考文獻的方法來估計：Xu H,Wei G,Zhu J.A novel SNR estimation algorithm for OFDM[C]//Vehicular Technology Conference,2005.VTC 2005-Spring.2005 IEEE 61st.IEEE,2005,5:3068-3071.
步驟7，利用IDFT，Bob將步驟6c)頻域均衡後的信號轉換成時域信號，即其中，U為N階的DFT矩陣。然後Bob對y進行判決，最終得到Alice發送的信息。
下面結合仿真對本發明的應用效果作詳細的描述。
1)仿真條件：
假設在單載波頻域均衡系統中，發射端的信號幀長為N＝16，合法信道的長度為D＝4，即h＝[h(0),h(1),h(2),h(3)]T且信道的總功率歸一化為1，即
2)仿真內容與結果：
仿真1，針對採用本發明提出的預編碼方法的單載波頻域均衡系統，利用計算機對合法信道和竊聽信道的信道容量進行了比較，仿真結果如圖3所示。在仿真中，系統的安全信道容量定義為合法信道與竊聽信道的信道容量之差。從圖3可以看出，隨著信噪比的增加，系統的安全信道容量也隨之增加。當信噪比達到30dB時，合法信道的信道容量是竊聽信道的信道容量的2.5倍，此時系統的安全信道容量可以達到4.4bits/s/Hz。
仿真2，針對採用本發明提出的預編碼方法的單載波頻域均衡系統，利用計算機對合法接收端和竊聽端的誤碼率進行了比較，仿真結果如圖4所示。在仿真中，合法接收端如前所述採用基於最小均方誤差準則的頻域均衡器，而竊聽端採用性能更好的迭代判決反饋均衡器。從圖4可以看出，合法接收端的誤碼率性能明顯優於竊聽端的誤碼率性能，而且竊聽端即使增加了均衡器的迭代次數，誤碼率性能並沒有明顯改善。也就是說，當發射端與合法接收端可以正常通信的同時，竊聽端卻無法正確接收發射端的信號，從而在實現了單載波頻域均衡系統的安全通信。
以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。