數字補償的直接轉換接收器的製作方法
2024-02-15 08:29:15 1
專利名稱：數字補償的直接轉換接收器的製作方法
背景本發明涉及無線電通信系統，例如可攜式蜂窩電話，無繩電話，尋呼機等的直接轉換接收器。
第一代蜂窩系統是採用模擬頻率調製進行語音傳輸的現已發展了幾種標準，例如，NMT450，NMT900，AMPS和ETACS。
第二代蜂窩系統，例如在歐洲的全球移動通信系統(GSM)，和在北美的美國數字蜂窩系統(ADC)，採用數字語音傳輸和一些數字服務，例如傳真及簡短的信息服務。
在蜂窩系統和其它上述領域最好採用小而輕且成本低的接收器。為了使象手持電話這樣的可攜式接收器體積更小，成本更低，已經做了許多研究來提高電話不同部分的集成水平。但是以前的接收器一直採用常規的外差類型，對於應用在小的，低成本的可移動的通信系統中，這樣的接收器因使用昂貴的和不可集成的元件，例如帶通濾波器，而造成了高額的生產費用。
為了克服這樣的缺陷，開發了一種可供選擇的、基於直接轉換原理的接收器結構。在此原理中，本地振蕩器的頻率和接收到的無線電載波頻率相同。因而，接收到的無線電信號直接一步向下變頻到一個基帶上。直接轉換接收器沒有任何中間頻率級，所以許多濾波器可以省掉或者簡化。
直接轉換是在二十世紀五十年代為單邊帶接收提出來的，但此技術並沒有被局限於這樣的系統。直接轉換能被用於許多不同的調製方案，也特別好地適用於當今的正交調製方案，例如最小移位鍵控(MSK)和正交幅度調製(QAM)。直接轉換接收器或零拍接收器的各個方面在U.S.專利申請No.08/303,183中，由當前的申請人中二人給題名為「無線接收器」中有描述。
常規的直接轉換接收器的操作可通過參考
圖1a描述如下。一具有中心頻率fc和帶寬BWrf的射頻信號，被天線10接收，然後經過帶通濾波器20濾波。由帶通濾波器產生的濾波後的信號經放大器30放大，這樣它就有很好的低噪聲來改善接收器總的噪聲品質。
然後由放大器30放大後的濾波信號在同相(I)信道和正交相位(Q)信道由平衡混頻器40，50下變頻到基帶。本地振蕩器60產生的正弦信號給一個合適的分配器和移相器70，產生的各自的正弦(I)和餘弦(Q)部分來驅動混頻器。依據這個原理，LO信號也具有頻率Fc。
混頻器45，50有效地把從放大器30來的信號與本地振蕩器的I和Q部分相乘。每個混頻器產生一個信號，它的頻率含有經放大濾波的接收信號與本地振蕩器信號的和與差。其差(向下變頻)信號每個都有一個頻譜，它在零頻(d.c.)附近摺疊，它的範圍從d.c.(直流)到1/2BWrf。
由混頻器產生的I和Q信號由低通濾波器80，90濾波。低通濾波器去除和(向下變頻)信號，以及是因附近射頻產生的頻率分量。在射頻附近。濾波器80，90設置噪聲帶寬，這樣也就設置了在接收器裡總的噪聲功率。然後I和Q的基帶信號通常被放大器100，110放大。並且，提供給產生解調的輸出信號的進一步的處理元件。這樣的進一步處理可以包括相位解調，幅度解調，頻率解調或混合解調方案。
直接轉換接收器的一個主要問題是混頻器會產生的二階幹擾(例如，在同一或附近射頻通信信道上的信號)的二階產物。這些二階產物的一部分位於基帶，這樣幹擾有用基帶信號降低其性能。在某些情況下，上述問題使用了當今時分多址(TDMA)數字蜂窩系統中的高性能直接轉換接收器中的通信被阻塞。
對於一個輸入信號Vin，一個非線性器件，例如混頻器，理論上由下列表達式給出由其產生的輸出信號VoutVout＝aVin+bV2in+……式1如果輸入信號Vin是下列給出的幹擾信號Vin＝Vmcos(ωct)式2其中Vin是幹擾信號的最大幅度，ωc與載波頻率fc一致。給出二階產物bVin2bVin2=bVm22[1+cos(2ct)]]]>式3從式3可以清楚地看出，右邊第一項是例如在通過混頻器40，50之後的有用信號在基帶上的失真。右邊第二項可以被忽略，因為它代表集中在二倍載頻附近的被濾波器80，90去除的上變頻(和)信號。
如果幹擾信號或者僅僅是一個載波fc或者是一個經頻率或相位調製的恆定包絡的信號，那麼失真是直流成分。這樣的直流偏移是可以被去除的，在例如美國專利No.5,241,702 to Dent中描述了有關方法，該方法在此直接收作為本申請的參考文獻。
如果幹擾信號在某種程序上是一幅度調製(AM)信號，即，如果Vin不是一恆定的，二階產物不再簡單地引入一直流偏移，而是在感興趣的頻帶(d.c.到1/2BWrf)上的引入了失真。這在所有數字通信系統中都有發生，因為這些系統使用真實的調幅信號和/或因為這些系統要接通或斷開單個載波或調頻或調相信號。儘管人們知道直接轉換接收器，但沒有指出如何處理上述幹擾中的高的二階產物。
現今，直接轉換接收器未被用於高性能蜂窩移動接收器。然而，如果使用的話，則要求有用信號和幹擾信號有一大比率和/或有一個高的二階截點(＞60dBm)。目前認為在象ADC，GSM和DSC1800這樣適合高要求的系統中，採用直接轉換方案是不現實的，但直接轉換可用於諸如尋呼機和DECT這樣截點要求很低的系統中。
概要本發明的一項目標是減小調幅信號二階產物的影響，它們引起直接轉換接收器中有用信號在譜帶上的幹擾。
本發明的一項進一步的目標是實現一用於現代蜂窩通信系統中不因強調幅幹擾信號而降低性能的直接轉換接收器。
這些目標可由允許模擬電路在有用信號帶上通過一些二階產物達到。(無論如何，因為在二次截點上的實際局限，二階產物不可能被徹底消除。)這樣，包含著有用信號和幹擾二階產物的有用頻帶被數位化，二階產物在數字域中被數位訊號處理器估值和去除。
在本申請人的發明的一個方面，在直接轉換接收器中提供一數字補償幹擾信號的設備。該設備包括一產生基帶同步信號和基帶正交信號的數字抽樣的部件和一檢測由幹擾信號產生的二階產物信號存在的部件。該設備還包括一個通過去除二階產物信號數字來補償數字抽樣，進而產生補償了的數字抽樣的部件。
在本申請人的發明的另一個方面，在通過把調製過的載波信號分離為一基帶同步信號和一基帶正交信號來接收信號的方法中，提供了一種數字補償的方法。該方法包括產生基帶同步信號和基帶正交信號的數字抽樣的步驟以及檢測幹擾信號產生的二階產物信號的存在的步驟。在該方法中，數字抽樣通過去除二階產物信號來被數字補償，因而產生補償了的數字抽樣。
被轉換的，幅度恆定的幹擾信號所產生的二階產物信號的估測取樣可這樣形成平均一個第一時間周期的和一個第二時間周期的數字抽樣，和決定基帶同步信號和基帶正交信號中在第一和第二時間周期之間的斜坡何時出現。此外，對數字抽樣微分，並將結果予以平滑以確定斜坡的時間。
在申請人的發明的又一方面中，數字補償調幅幹擾信號的設備包括一產生基帶同步信號和基帶正交信號的數字抽樣的部件，和一產生調幅幹擾信號所致的二階產物信號的估值抽樣的部件，和一從數字抽樣中去除估值抽樣進而產生補償了的數字抽樣的部件。估測抽樣生成器包括一個平均同步信號和正交信號各自數字抽樣之差的平方進而決定調製的載波信號的幅度的部件，和一結合幅度和數字抽樣進而生成估值抽樣的部件。
在專利申請的發明的再一方面，數字補償調幅幹擾信號的方法包括如下步驟產生基帶同步信號和基帶正交信號的數字抽樣；產生調幅幹擾信號所致二階產物信號的估值抽樣；從數字抽樣中去除估值抽樣進而產生補償了的數字抽樣。估值抽樣的產生辦法如下平均同步信號和正交信號各自數字抽樣之差的平均，進而決定調製的載波信號的幅度；結合幅度和數字抽樣進而生成估值抽樣。
附圖的簡要描述在結合附圖閱讀了下面的詳細描述後，可更好地理解本申請人的發明，其中圖1a，1b是直接轉換接收器的框圖；圖2a，2b是直接轉換接收器中I和Q信道信號的時序圖；圖3a～3b是微分的滑動平均和及其產物；圖4顯示了實際的二階產物和估值的二階產物；圖5a，5b是依據本發明的方法的流程圖6是依據本發明的另一個方法的流程圖。
詳細描述依據本申請人的發明的一個方面，直接轉換接收器包括模數轉換器120，122和一個數字處理器(DSP)部件130，如圖1b所示。在圖1a和1b中具有相同功能的部件被相同的數字標明。如圖1b所示的配置，幾乎任何類型的調製都可以通過對DSP部件130編程，適當地處理正交的I和Q信號的數字抽樣來檢波。若DSP部件130用硬布線邏輯電路實現，或者，更可取地，用一集成的數位訊號處理器諸如一專用集成電路(ASIC)將是很有價值的。當然，這也可以被理解為一個ASIC可以包括硬布線邏輯電路來優化執行一需要的功能，這是當速度或其它性能參數比可編程數位訊號處理器的通用性更重要時通常被選擇的一種安排。
在數字域估計和去除二階產生在某些方面可能被有利地執行，這也正是本發明的精髓所在。下面詳細地描述兩個例子。第一個例子特別適用於GSM直接轉換接收器。第二個例子顯示了一個對一任意的AM幹擾信號的更通用的數字補償技術。GSM中二階產物的數字補償在GSM中，接收信號是使用GMSK的調相鄰號，理想情況下，在935-960MHz的接收器中無調幅存在。雖然如此，在一強的調相干擾信號(在接收帶內的阻塞信號)可以在基帶引入一直流偏移，這樣幹擾有用信號。接通和斷開這樣一個強幹擾信號會引入調幅(即意，在兩個不同直流偏移間的步進)。在GSM中，接通和斷開的時間是特定的，這樣可以知道在時域中的調幅失真。(大約影響三比特周期。)對一個GSM移動接收器而言，也已經知道這樣一個幹擾在一個接收短脈衝串期間只能接通或斷開一次；這樣在任何接收短脈衝串中只能有一個直流偏移步。
所有這些知識可以用於任何一個完整的短脈衝串中估計二階產物。如圖2a和2b所示，在基帶I和Q信道信號中產生二階產物的幹擾信號在時域表現為具有已知特性的由一斜坡(由於接通或斷開產生)連接的兩個不同的直流電平。在圖中，理想信號是沒有二階產物的信號，而總的接收信號是理想信號和二階產物的總和。橫坐標的時間刻度和縱坐標的幅度刻度是任意的。
可以認識到，從某種意義上說，產生二階產物的幹擾信號並不是調幅的；事實上，依據GSM該信號是一恆定包絡的調相信號。雖然如此，從另一意義上說，幹擾信號可以被認為僅僅在兩個不同的直流電平之間的斜坡上被調幅了。這樣，由此幹擾信號產生的二階產物僅在斜坡期間變化，在其餘時間為一常量。
在估值二階產物時，對斜坡時間位置的足夠精確的估值可以簡單地通過一儘可能平滑的I或Q信道信號的產物信號來決定。圖3a和3b顯示了由一個這樣處理圖2a和2b中的I和Q信道信號的例子所產生的信號。在圖3a和3b中，曲線是微分一個四個符號周期的滑動平均的結果。在一個完整的GSM短脈衝串大約有160個符號周期。微分平滑信號的最大絕對值可以被用來指示存在斜坡(最通常情況)，而最大絕對值的時間位置粗略地示出了斜坡出現的時間。在圖3a和3b中，可以看出微分平滑基帶信號的最大值出現的時間位置在二十五到三十個符號周期之間。這正是圖2a和2b所示的階躍的時間位置。
應該認識到，微分和平滑(濾波)是線性操作，所以這些功能的執行順序不會影響結果，這將是非常有價值的。在一個實際實現中，可以設計出同時執行微分和濾波的濾波器。而且，取一個信號的滑動平均僅僅是平滑的一個方面；另一方面，可以用平滑一個信號來取代形成一個滑動平均。
一般說來，未知的有用信號調製限制了在每個信道中估計斜坡時間位置的準確度。這在圖3a和3b中當微分的平滑信號的幅度變化時可以看出。這種誤差可以利用I和Q信道中斜坡基本上是相同的這一事實而大大減少，因為二次積與本地振蕩器的相位(和頻率)無關。從圖3c中可見，代表微分的平滑信號結果的信號的幅度變化要小得多，這樣可以更加準確地估測斜坡時間位置。
可以理解的是在整個短脈衝串期間的整個二階產物是通過估測兩個直流偏移電平和它們之間的斜坡被估測的。在用上述確定了對時間斜坡位置的估測之後，通過求取I信道和Q信道在斜坡前的給定時間內和斜坡之後的給定時間內的各自抽樣平均的差值而可容易地估測兩個直流電平。如下所述，估測的斜坡為線性是最為方便的，所以將估值的時間位置被用作為斜坡的中點(在時間分量和幅度)位置，而斜坡的斜率則可根據直流電平和已知斜坡特性來確定。
DSP部件130然後從A/D轉換器120，122產生的I和Q信道信號中以逐一取樣的基礎上減去二階產物的估值，由此產生數字補償的、「正常的」I和Q信道信號，該信號可在DSP部件130中被進一步處理以獲得有用信息信號。
在每個抽樣周期中抽取多少個I和Q信道信號的抽樣(即抽樣速率)在形成平均時需要抽樣的總數影響估計二階產生的準確度。可以預計，可用的抽樣越多，準確度越好。抽樣速率經常由其它系統的要求設定，而且如果因為抽樣太少二次積補償得不好，則抽樣速率可能不得不以折衷的方式進行修訂以提高抽樣速率。而且，在信號的「恆定」部分用於平均的可用抽樣數量取決於斜坡在哪出現，而這是超出接收器的控制的。當前認為，大約只要十個抽樣足以形成這樣一個平均，儘管可期望其它抽樣數目也可以被使用。
減去經估值的、有斜坡的、恆定包絡信號可能在I和Q信道中留下、甚至產生一些二次積失真，而失真的情況取決於估值信號與實際幹擾信號的近似程度。圖4中顯示了有一線性斜坡的估值信號和有一稍微彎曲斜坡的實際信號。在最差情況下，因為在估測的和實際的幹擾信號之間的差異將會丟失少量信息符號。在有著可靠的信道編碼和交叉通信系統中，例如GSM和DCS1800系統，這一點可以被忽略。
斜坡的精確曲率取決於幹擾發信機增大或減小其輸出功率。在例如GSM的通信系統中，幹擾輸出功率的變化的特性是特定的，這樣斜坡的通常特性，例如它的時間寬度，是事先知道的，但精確曲率不知道。此外，接收信號依據接收器的脈衝響應被「濾波」，而且斜坡的曲率相應地進一步改變。如果這些現象之一或全部的精確知識可用，它將被用於估計二階產物。然而，通常幹擾的不精確知識限制了接收器脈衝響應的甚至是精確知識的有用性。相應地，典型地使用一線性斜坡形成二階產物的估值就足夠了。
當斜坡的時間寬度不能從例如從通信系統的知識中求知時，只是用斜坡前後的直流偏移電平之差(例如是圖2a)除以斜坡時間寬度所得的斜坡斜率可用DSP裝置130以幾種方式確定。例如DSP部件130可以通過確定超出預定的閾值的微分的平滑信號抽樣的產物信號(圖3c)或者微分的平滑信號抽樣本身的絕對值(圖3a或3b)部分的時間寬度來估值斜坡的時間寬度。
如上所述，微分的平滑信號的最大絕對值的大小可以被用作表明斜坡的存在，而這可以初始化本應用所描述的進一步的信號處理。當DSP部件130確定最大絕對值超出了另一個預定的閾值時，可以說DSP部件130已經檢測到幹擾信號或二次積信號的存在。可以認為，DSP部件130還可以用其它方法檢測幹擾信號或二階產物信號的存在。例如通過檢測下列之一超出閾值或降至閾值以下微分的平滑信號的二階產物(圖3c)；微分的平滑信號(圖3a，3b)中之一或全部；和基帶信號(圖2a，2b)中之一或全部。
執行這些補償方法中DSP部件130執行的步驟如圖5a和5b的流程圖所示。在圖5a中方法以步驟502中的抽樣I和Q信道信號和步驟504中的檢測上述的幹擾信號的存在開始。當一個幹擾信號已經被檢測，相關信號斜坡的出現時間和斜坡出現之前和之後的信道信號電平就被確定了(步驟506，508)，所以幹擾信號的估測抽樣可以被確定(步驟510)。被估測的抽樣被從信道信號抽樣中去除(步驟512)，而且例如，為檢測和恢復傳送的信息信號，進一步處理所得到的補償信道信號抽樣。
圖5b表明了上述用來確定由於幹擾信號的信號斜坡的出現時間的其中一個方法(圖5a中步驟506)。I信道和Q信道的信號抽樣在步驟507例如通過形成滑動平均被平滑。平滑的信道信號在步509被微分。微分信號後的結果如上所述在步驟517中逐個抽樣形成，而斜坡出現的時刻則在步驟513中根據生成信號的最大值的時間位置予以確定(見圖3c)。隨意調幅幹擾信號的數字補償對於連續的、完全的調幅幹擾信號，上述估值幹擾信號(二階產物)的簡單方法對GSM是不適當的。把一個AM信號加到有用信號上使得單信道移動不可能。如上所述，用於GSM(和所有的正交調製方案)的直接轉換接收器有兩個基帶信道，I和Q信道。而且，在這樣的接收器中，一個AM幹擾信號的二階產物在兩個信道中應該是一樣的。因為該產物僅與非線性設備的二階產物失真(對匹配混頻器來講應該是相等的)有關，而且與本地振蕩器的相位(和頻率)無關。這可以描述如下yI(t)＝I(t)+P2(t)yQ(t)＝Q(t)+P2(t)
式4其中yI(t)是I信道中的基帶信號在時間t抽取的抽樣值，I(t)是I信道信號抽樣的理想值，而P2(t)是二階幹擾產物的值。Q信道的表達式中參數同樣定義。
可以理解，I和Q信道不必如在正交調製信號接收器中那樣是正交的。
儘管本申請人的發明必須在一個有兩個信道的接收器內實現，但信道跨越I-Q平面就足夠了。這樣，術語「同步信號」和「正交信號」不必被理解為需要正交，除非當用於與其它結合時，例如「正交調製」，這常規地被理解為需要這樣一種關係。
在本說明書中假設噪聲不構成幹擾。噪聲降低性能，但是並不很多，因為它通常比有用信號小得多。例如，在GSM中輸入信噪比(SNR)通常至少有10dB。
二階產物在兩信道中可以被看作一共模失真。可以看出，圖4是一個兩個等式含有三個未知數的系統，這樣需要再一個等式來實施這個系統。幹擾信號的特性的知識可以產生這樣一個第三等式，但是在本例中這些特性被假定為任意的。雖然如此，有用信號的輸入幅度可被用來獲得又一個關係式，可被如下著名的等式描述r2(t)＝I2(t)+Q2(t)式5其中r(t)是輸入信號的幅度，而I(t)和Q(t)正如在式4中所定義的那樣。熟悉先有技術的人們可以確認式5描述的信號軌跡是複平面上半徑為r的一個圓。輸入信號幅度的平方r2(t)可以被I和Q信道上輸入信號差的平方確定；這由下面的表達式給出[yI(t)-yQ(t)]2＝r2(t)-2I(t)·Q(t)式6如果有用信號僅為頻率或相位調製的，即，如果信號幅度r(t)是大體上是恆定的，信號幅度可以通過在一特定的時間周期內的均方差來確定。這由下面的表達式給出r2=1ni=1n[yI(iT3)-yQ(iT3)]2=constant]]>式7其中n是在用於形成平均的抽樣周期Ts內獲得的抽樣總數。
現在式4確定的系統可以完全被實現了。在應用了二次公式之後，二階產物幹擾信號的抽樣可以由如下等式表達P2(t)=yI(t)+yQ(t)2-r22-yI(t)-yQ(t)4]]>式8其中參數正如在前述等式中所定義的那樣。
從式8可以看出任何任意的AM幹擾信號的二次產物可以在數字域被去除，如果有用信號在幅度上基本上是恆定的話。編程DSP部件130以根據I和Q信道的基帶信號的抽樣yI(t)和yQ(t)確定抽樣P2(t)，然後基於逐個抽樣的方式從yI(t)和yQ(t)的抽樣中減去P2(t)的抽樣來生成補償了的I和Q信道信號的I(t)和Q(t)，只是一簡單不過的事情。此處甚至不必檢測幹擾信號和二次產物信號的存在，因為依據式8的補償並不如專用於GSM及類似通信系統的補償那樣依賴於幹擾的同一特性。這樣，數字補償的直接轉換接收器可以比常規模擬接收器更能抵抗AM幹擾。
由DSP部件130執行的完成此補償方法的步驟在圖6中描述。此方法開始於在步驟602中的抽樣I信道和Q信道和在步驟604中的通過平均各自抽樣的差來確定有用信號的幅度。然後，在步驟606中二階產物信號的估計抽樣由有用信號的幅度和信道信號抽樣產生。在步驟608中補償的抽樣通過從信道信號抽樣中去除這些估計的抽樣而產生。
可以理解，衰落和時間擴散都可以影響數字補償的精確度。可以理解，從本申請人的發明所要補償的二階產物信號的變化中分離出這樣的信號變化，如果不是不可能的，那它通常也是非常困難的。儘管如此，還是有許多系統，在這些系統中衰落和/或擴散不會導致嚴重的問題。例如，當數據段足夠短(或者接收器的速率低)時，衰落不會嚴重地影響補償。而且，當接收器靠近發信機(這通常是二階產物較強時的唯一時間)時，時間擴散很低。
本申請人的發明的具體實施例已經被描述和說明，本領域的普通技術人員可以做出修改。於是，專利申請的發明的範圍僅限於本申請的要求書，而且落在這些要求的精神和範圍之內的任何和所有修改是等同於本申請的公開和保護範圍。
權利要求
1.在一個從一個被信息信號調製過的載波信號中復原信息信號的直接轉換接收器中，在該接收器中被調製的載波信號被分離為一個基帶同步信號和一個基帶正交信號，一個數字補償幹擾信號的設備包括第一部件，用於生成基帶同步信號和基帶正交信號的數字抽樣；用於檢測由幹擾信號產生的二階產物信號存在的部件；與第一部件和檢測部件通信的部件，用於通過去除二階產物信號數字補償數字抽樣，進而產生補償的數字抽樣。
2.權利要求1的設備，其中二階產物信號由一個帶斜坡的、恆定包絡的、有幹擾的信號產生，而且補償部件包括用於檢測基於至少基帶同步信號和基帶正交信號之一的二次產物信號的時間位置的部件，用於平均至少一個信號的數字抽樣的部件，平均部件在時間位置之前的第一個時間期間形成數字抽樣的第一個平均和在時間位置之後的第二個時間期間形成數字抽樣的第二個平均，第二組部件，用於根據時間位置和第一和第二個平均產生二次產物信號的估值抽樣，和用於從數字抽樣中減去估值抽樣的部件。
3.權利要求2的設備，其中檢測部件包括用於平滑至少一個信號的數字抽樣的部件，用於微分至少一個信號的平滑後的數字抽樣的部件，和用於確定至少一個信號的微分和平滑後的數字抽樣的最大值的時間位置的部件。
4.權利要求2的設備，其中檢測部件包括用於平滑基帶同步信號和基帶正交信號的數字抽樣的部件，用於微分基帶同步信號和基帶正交信號的平滑後的數字抽樣的部件，用於形成同步信號和正交信號的微分的平滑的抽樣的產物的部件，和確定上述產物的最大值的時間位置的部件，和平均部件，用於在時間位置之前的第一時間期間形成基帶同步信號的數字抽樣的第一個平均和基帶正交信號的數字抽樣的第一個平均，以及在時間位置之後的第二時間期間形成基帶同步信號的數字抽樣的第二個平均和基帶正交信號的數字抽樣的第二個平均，第二部件根據時間位置，第一個平均、和第二個平均，產生二次產物信號的估值抽樣，和補償部件通過從數字抽樣中減去估值抽樣去除二階產物信號。
5.權利要求1的設備，進一步包含用於把調製過的載波信號分離為基帶同步信號和基帶正交信號的部件，其中基帶同步信號和基帶正交信號實際上是正交的。
6.在從被信息信號調製過的載波信號中恢復出信息信號的方法中，該方法包括把被調製過的載波信號分離為一個基帶同步信號和一個基帶正交信號，在上述方法中的一個數字補償幹擾信號的方法，包括以下步驟生成基帶同步信號和基帶正交信號的數字抽樣；檢測由幹擾信號產生的二階產物信號的存在；和通過去除二階產物信號數字補償數字抽樣，進而產生補償的數字抽樣。
7.權利要求6的方法，其中二階產物信號由一個帶斜坡的、恆定包絡的幹擾信號產生，補償步驟包括以下步驟檢測二次產物信號的時間位置，在時間位置之前的第一時間期間形成數字抽樣的至少基帶同步信號和基帶正交信號之一的數字抽樣的第一平均，在時間位置之後的第二個時間期間的至少一個信號的數字抽樣的第二平均，根據時間位置的二次產物信號和第一和第二平均的估值抽樣，和通過從數字抽樣中減去估值抽樣去除二次產物信號。
8.權利要求7的方法，其中檢測時間位置的步驟包括以下步驟平滑至少一個信號的數字抽樣，微分至少一個信號的平滑的數字抽樣，和確定至少一個信號的微分的平滑的數字抽樣的最大值的時間位置。
9.權利要求7的方法，其中檢測時間位置的步驟包括以下步驟平滑基帶同步信號和基帶正交信號的數字抽樣，微分同步信號和正交信號的平滑的數字抽樣，形成同步信號和正交信號的微分的平滑的抽樣的產物信號，和確定上述產物信號的最大值的時間位置，和在時間位置之前的第一時間期間形成基帶同步信號的數字抽樣的第一平均和基帶正交信號的數字抽樣的第一平均，在時間位置之後的第二時間期間的基帶同步信號形成數字抽樣的第二平均和基帶正交信號的數字抽樣的第二平均，根據時間位置，第一平均，和第二平均生成二階產物信號的估值抽樣，和通過從數字抽樣中減去估值抽樣產生二階產物信號。
10.權利要求6的方法，進一步包括把被調製過的載波信號分離為基帶同步信號和基帶正交信號的步驟，其中基帶同步信號和基帶正交信號實際上是正交的。
11.在一個從被信息信號調製過的載波信號中恢復出信息信號的直接轉換接收器中，在該接收器被調製的載波信號被分離為一個基帶同步信號和一個基帶正交信號，一個數字補償幅度調製幹擾信號的設備包括第一部件，用於生成基帶同步信號和基帶正交信號的數字抽樣；第二部件，用於生成由調幅幹擾信號產生的二次產物信號的估值抽樣，其中第二部件包括第一部件，用於平均同步信號和正交信號各自數字抽樣的差方，進而確定被調製的載波的幅度；和用於組合幅度和抽樣進而生成估值抽樣的組合部件；和用於從數字抽樣中去除估值抽樣進而生成補償的數字抽樣的部件。
12.權利要求11的設備，其中組合部件包括第二部件，用於平均同步信號和正交信號各自的數字抽樣，和用於生成的同步信號和正交信號各自數字抽樣之差的部件，和去除部件，用於從數字抽樣中減去估值抽樣。
13.權利要求11的設備，進一步包含用於把調製過的載波信號分離為基帶同步信號和基帶正交信號的部件，其中基帶同步信號和基帶正交信號基本上是正交的。
14.在用於從一個被信息信號調製過的載波信號中恢復出信息信號的直接轉換接收器中，在該接收器中被調製的載波信號被分離為一個基帶同步信號和一個基帶正交信號，一個數字補償調幅幹擾信號的方法包括以下步驟生成基帶同步信號和基帶正交信號的數字抽樣；產生由幅度調製幹擾信號產生的二次產物信號的估值抽樣的步驟包括平均同步信號和正交信號各自數字抽樣的差的平方，進而確定已調載波信號的幅度；和組合該幅度和數字抽樣，進而生成估值抽樣；和從數字抽樣中去除估值抽樣，進而生成估值的數字抽樣。
15.權利要求14的方法，其中組合步驟包括以下步驟平均同步信號和正交信號各自的數字抽樣，和生成同步信號和正交信號各自數字抽樣信號的差，和通過減法被從數字抽樣中去除估值抽樣。
16.權利要求14的設備，進一步包含用於把已調載波信號分離為基帶同步信號和基帶正交信號的步驟，其中基帶同步信號和基帶正交信號實際上是正交的。
全文摘要
一數字補償的直接轉換接收器包括用於生成基帶同步信號和基帶正交信號的數字抽樣的部件和用於檢測由幅度調製的幹擾信號產生的二階產物信號存在的部件。而且,該設備包括一個用於通過去除二階產物信號數字補償數字抽樣,進而產生補償的數字抽樣的部件。在數字補償一信息信號正交調製載波信號的抽樣的一個方法中,從一轉換的載波信號的二階產物的估值抽樣,通過在兩個時間周期期間平均數字抽樣和通過確定在同步信號和正交信號上斜坡由於幹擾信號而出現的時間形成。在確定斜坡時間時,數字抽樣可能被微分,結果可能被平滑。在另一設備中,二階產物信號的估值抽樣通過一個平均同步信號和正交信號各自數字抽樣的差的平方進而確定幅度調製載波信號的幅度的部件,和一個結合幅度和數字抽樣進而生成估值抽樣的部件形成。
文檔編號H04B1/26GK1175328SQ9519764
公開日1998年3月4日 申請日期1995年12月19日 優先權日1994年12月28日
發明者B·林奎斯特, M·伊斯伯格, H·溫德爾魯帕, M·塞倫哈格, K·古斯塔夫森 申請人:艾利森電話股份有限公司