影像信號多路復用傳輸裝置和具備它的攝像裝置製造方法

2023-12-01 03:43:51 2

影像信號多路復用傳輸裝置和具備它的攝像裝置製造方法
【專利摘要】改善影像信號多路復用數字傳輸系統的電纜長延長時的傳輸波形。在一個75Ω的傳輸路徑中對數字影像信號進行時分雙向切換收發的多路復用傳輸裝置中，在傳輸路徑兩側的末端具有進行時分雙向切換的NMOS總線開關IC，在接收側具有波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，將NMOS總線開關IC的正電源（Vcc）設為+3.3V，將負電源（Vee）設為－1.7V，將減去了NMOS總線開關IC的導通電阻的平均值7Ω所得的75－7=68Ω設為末端電阻值（Rz）。進而，具有模擬切換器的導通電阻低的對信號波形極性進行壓縮的接地的肖特基勢壘二極體和電阻的串聯連接。
【專利說明】影像信號多路復用傳輸裝置和具備它的攝像裝置
【技術領域】
[0001]本發明涉及一種在攝像機裝置等攝像裝置中使用的影像信號多路復用傳輸裝置的傳輸方法的改進。
【背景技術】
[0002]以前，在攝像機系統中，通過一條三芯同軸(Triple Axis)電纜的傳輸路徑在攝像頭和攝像機控制單元之間傳輸幹線影像信號、回送影像信號、聲音信號、控制用串行數據信號、電源。作為簡單方法，有時在傳輸路徑中也使用通常的同軸電纜。通常，對這些信號進行頻率調製來進行頻率多路復用傳輸、或數字地進行時分多路復用(雙向切換)傳輸。
[0003]對於主要的影像信號，作為SDTV存在有效掃描線485線的NTSC和有效掃描線575線的PAL，作為HDTV存在有效掃描線720線和有效掃描線1080線，作為SHDTV存在有效掃描線2160線，作為UHDTV存在有效掃描線4320線。
[0004]從攝像部輸出的NTSC的10比特4:2:2的包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的影像串行數字接口(SDI)信號有輸出振幅為0.8Vp-p的270Mbps的數據量，回送的影像信號即使進行數據壓縮也有約50Mbps的數據量。在時分雙向傳輸的情況下，對影像信號進行時間壓縮，成為約360Mbps的信號來短時間間歇地從攝像頭向攝像機控制裝置進行傳輸。另外，在由於時間壓縮而空閒的期間，從攝像機控制裝置向攝像頭的方向短時間間歇地傳輸被時間壓縮為360Mbps的回送的影像信號。通過輸入輸出切換器以I秒鐘數次的速度對該處理進行切換，來實現時分多路復用(雙向切換)傳輸(專利文獻I)。HDTV用的SDI(HD-SDI)信號有1500Mbps的數據量。3G的SDI信號有2970Mbps的數據量。UHDTV用的SDI信號有約24000Mbps的數據量。
[0005]將脈衝波形的再生稱為波形均衡。通常直徑8.6mm的三芯同軸電纜的300MHz的衰減量在IOOm時為12dB，lkm時大到120dB，在現在市場銷售的波形均衡器中，對於直徑
8.6mm的三芯同軸電纜,在攝像頭和攝像機控制單元之間只能延長約500m左右。在通過插入中繼電纜進行延長時，必須根據所傳輸的基準信號預先對數字影像信號的電纜頻率特性的惡化進行修正。還提出了在SDI影像信號中重疊電源的監視用途的同軸重疊(參照非專利文獻I)。
[0006]對於SDI信號，在模擬信號處理電路中經常使用反轉放大器，因此麻煩的是要始終注意信號的極性。因此，通過採用基於G (x)= (x9+x4+l) (x+1)這樣的生成多項式的自同步型擾碼(Non Return To Zero:不歸零)NRZ_I代碼，將數據的0/1置換為O — 1、1 — O的反轉信息，來實現極性不受制約頻譜均勻分布的SDI信號。如果施加這樣的自同步型擾碼，則在串行傳輸路徑上，在I條水平線上，有時產生在I比特的I之後接著19比特的O的模式(或其反轉模式)的信號，或在連續20比特的I之後連續20比特的O的模式(或其反轉模式)的信號。這些模式被稱為病態模式(pathological pattern)。因此,如果根據病態模式的最大長度20、SDI信號的基本時鐘頻率1/20傳輸3倍的高次諧波頻率，則能夠無誤地傳輸SDI信號(參照非專利文獻2)。HD-SDI信號也同樣。[0007]當發送電路和接收電路的阻抗偏離電纜阻抗75 Ω時，產生反射傳輸錯誤增加。為了對SDI信號進行長距離電纜傳輸，理想的是在需要的頻率內儘量使發送電路和接收電路的阻抗與電纜阻抗750 Ω —致(參照非專利文獻2)。
[0008]即使在2970Mbps的3G的SDI信號接收中通過將傳輸同軸電纜長度從IOOm改進為200m的波形均衡器來進行波形均衡，在270Mbps的SDI信號接收中，傳輸同軸電纜長度也只是從350m稍微延長為400m (參照非專利文獻3和非專利文獻4)。在包含波形均衡器的接收器中，在270Mbps的SDI信號接收中，傳輸同軸電纜長度也只是稍微延長為480m(參照非專利文獻5)。
[0009]電流反饋運算放大器(Operational Amplifier:0p Amp)在0.2Vp-p的小振幅下，如果放大倍數為I倍(OdB)，則能夠放大1.8GHz左右以內的高頻，如果放大率為2倍(+6dB)，則能夠放大1.2GHz左右以內的高頻，如果是2Vp-p的大振幅，則能夠放大750MHz左右以內的高頻，有時還具有關機(SD:shut down)功能(參照非專利文獻6)。
[0010]但是，電流反饋運算放大器內部的放大電晶體的發射極與負輸入端子連接，如果高頻成分不是電阻成分，則負輸入端子的連接阻抗容易在高頻下引起振蕩。因此，通過電容將電流反饋運算放大器的負輸入端子接地，難以實現放大高頻成分的放大電路。
[0011]但是，最近為了降低不必要的輻射，各公司以多個種類批量生產了在低頻時為低阻抗，從特定頻率開始阻抗急劇升高，電阻成分大的鐵氧體磁環。鐵氧體磁環的近似等價電路是將電感、電容、電阻的並聯電路與電阻串聯連接所得的電路(非專利文獻7)。還提出了使用鐵氧體磁環的電纜修正(參照專利文獻2 )。
[0012]在圖2中說明現有的一個實施例的概要和動作。圖2是表示現有的一個實施例的三芯同軸攝像機系統的框圖。在圖2中，三芯同軸攝像機系統由攝像部1、三芯同軸電纜2、控制部3構成。
[0013]攝像部I的攝像元件102把通過鏡頭部101成像後的入射光進行光電變換後，輸出到數字影像信號處理部204。數字影像信號處理部204實施影像信號的電平放大、輪廓增強等處理後進行輸出。在傳輸路徑2長的情況下，通過影像壓縮部105進行影像壓縮，在短的情況下，直接輸出到時分雙向切換部210。在時分雙向切換部210中，對數字影像信號和數字聲音信號進行時分多路復用，進行雙向傳輸。從攝像部I輸出的串行數位訊號經由三芯同軸電纜2傳輸到控制部3。傳輸到控制部3的串行數位訊號通過時分雙向切換部216進行分解，解調為原來的數字影像信號和數字聲音信號，進行影像伸縮，通過數位訊號處理部217進行信號處理後，通過D/A變換器128變換為模擬影像信號，來輸出影像信號。另外，從控制部3輸入而從攝像部I輸出的外部影像信號也與上述同樣地傳輸。
[0014]時分雙向切換部210和216使用高速的NMOS (N-channel Metal OxidizeSemiconductor Field Effect Transistor:N溝道金屬氧化物半導體場效應電晶體)總線開關的1C，當NMOS總線開關的IC內的NMOS源-柵間電壓不確保約IV以上時，NMOS總線開關不導通。另外，在NMOS總線開關IC內的NMOS的源-柵間電壓為約2V時，NMOS總線開關的導通電阻Rd高。另外，當NMOS總線開關IC內的NMOS的源-柵間電壓不確保約2.5V以上時，NMOS總線開關的導通電阻Rd不降至最低。因此，通過時分雙向切換部的信號從NMOS總線開關IC的正電源電壓被大幅壓縮約2.5V的低電壓以內，從NMOS總線開關IC的正電源電壓被大幅壓縮約2V的低電壓以內，從NMOS總線開關IC的正電源電壓被限制為約IV的低電壓以下。具體的NMOS總線開關IC的導通電阻Rd如本發明的一實施例的NMOS總線開關IC的導通電阻特性的模式圖的圖8A所示那樣，根據NMOS總線開關IC的正電源電壓，在2.1V時為10 Ω，在2.5V時為8 Ω，在2.9V時為7 Ω，在3.3V時為6 Ω，在3.7V時為5 0，在4.3￥時為40 (參照非專利文獻8)。
[0015]即，在進行時分雙向切換的情況下，接地電位的SDI信號為0.8Vp-p時的導通電阻Rd在NMOS總線開關中為10 Ω~7 Ω，相對於三芯同軸電纜或同軸電纜的傳輸路徑的特性阻抗Rz=75Q，為5%以上的無法忽視的電阻值，產生阻抗失配而產生因反射導致的波形失真。並且，SDI信號的振幅值為0.8Vp-p時的電阻值變化在NMOS總線開關IC中相對於3 Ω和75Ω為約4%的無法忽視的變化，產生上下非對稱的波形失真。在為了在接收側對接收信號的高頻成分進行放大等的頻率特性修正、為了 2970Mbps的3G的SDI信號的接收而改進的均衡器的波形均衡中，殘留因阻抗失配的反射造成的波形失真、因上下非對稱的波形失真造成的相位變化，無法進行修正。因此，難以延長傳輸電纜長度。
[0016]改進後的5V低電容總線開關IC也被產品化，如本發明的一實施例的低電容總線開關IC的導通電阻特性的模式圖的圖SB所示，根據正電源電壓，在IV時為6Ω，在1.5V時為6.8 Ω，在2V時為5 Ω，在2.1V時為4.8 Ω，在2.5V時為4.3 Ω，在2.7V~3.5V時為
4.2Ω，在3.9V時為4Ω，在4.5V時為3.8Ω (參照非專利文獻9)。
[0017]現有技術文獻
[0018]專利文獻
[0019]專利文獻1:特開平7-203399號公報
[0020]專利文獻2:特開2010-021993號公報
[0021]非專利文獻
[0022]非專利文獻1:Gennum Security&Surveillance
[0023]http://www.gennum.com/applications/security-surveillance/hdcctv
[0024]非專利文獻2:ARIB-B07
[0025]http://www.arib.0r.jp/english/html/overview/doc/4-TR-B07v2_0.pdf
[0026]非專利文獻3:Texas Instruments 制 LMHOOM
[0027]http://www.t1.com/lit/ds/symlink/lmh0024.pdf
[0028]非專利文獻4:Texas Instruments 制 LMHO3M
[0029]http://www.t1.com/lit/ds/symlink/lmh0394.pdf
[0030]非專利文獻5 =Gennum 制 GS2971A
[0031]http://www.gennum.com/extranet/document/55977
[0032]非專利文獻6:Texas Instruments 制 LMH6703
[0033]http://www.t1.com/lit/ds/symlink/lmh6703.pdf
[0034]非專利文獻7:TDK制mmz2012均衡器電路
[0035]http://www.tdk.c0.jp/etvcl/equivalent/mmz2012.pdf
[0036]非專利文獻8:Renesas technology高速總線開關HD74CBT系列
[0037]http://hk.renesas.com/products/standard_ic/logic/hd74cbt/index, jsp
[0038]非專利文獻9:東芝5V低電容總線開關TC7SB66CFU、TC7SB67CFU
[0039]http: //www.semicon.toshiba.c0.jp/does/datasheet/en/LogicIC/TC7SB66CFU_TC7SB67CFU_en_datasheet_110401.pdf
【發明內容】

[0040]發明要解決的問題
[0041]在現有的三芯同軸系統的數字傳輸中，通過270Mbps以上的高頻下的比特率進行傳輸，因此電纜中的衰減量增大，難以延長電纜長度。特別在進行時分雙向切換的情況下，相對於三芯同軸電纜或同軸電纜的傳輸路徑的特性阻抗，模擬切換器的導通電阻為無法忽視的電阻值。並且，通過SDI信號的振幅，電阻值變化。因此，難以延遲傳輸電纜長度。
[0042]本發明的目的在於，提供一種能夠去除這些缺點，在時分雙向切換的數字傳輸中也能夠以長的電纜長度使用的三芯同軸系統。
[0043]解決問題的技術手段
[0044]本發明為了達到上述目的，一種影像信號多路復用傳輸裝置，其是經由一個傳輸路徑，對包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號進行時分雙向切換收發的數字影像信號多路復用傳輸裝置，其特徵為在上述傳輸路徑的兩側的末端具有切換時分多路復用的模擬切換器的1C，在接收側具有波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，將上述模擬切換器的電源電壓的正電源Vcc設定得高，以使上述包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號的上述模擬切換器的導通電阻的平均值為上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz的約1/10以下，並且上述包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號的上述模擬切換器的導通電阻的變化為上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz的約1/30以下，針對上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz，具備以下至少一個單元:對因上述模擬切換器的導通電阻造成的末端電阻的增加進行修正的單元；對因上述模擬切換器的導通電阻的變化造成的末端電阻的偏差所引起的信號波形的失真進行修正的單元。
[0045]一種影像信號多路復用傳輸裝置，其經由一個傳輸路徑，對包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號進行時分雙向切換收發，該數字影像信號多路復用傳輸裝置的特徵為，在上述傳輸路徑的兩側的末端具有切換時分多路復用的模擬切換器的NMOS總線開關1C，在接收側具有波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，將上述模擬切換器的NMOS總線開關IC的電源電壓的正電源Vcc設為+2.9V以上，並將正電源Vcc和負電源Vee之間的差Vab設為4.5V以上5.5V以下，或者，在上述傳輸路徑的兩側的末端具有切換時分多路復用的模擬切換器的5V低電容總線開關1C，在接收側具有波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，將上述模擬切換器的5V低電容總線開關IC的電源電壓的正電源Vcc設為+2.5V以上，並將正電源Vcc和負電源Vee之間的差Vab設為4.5V以上5.5V以下，針對上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz，具備以下至少一個單元:對因上述模擬切換器的導通電阻造成的末端電阻的增加進行修正的單元；對因上述模擬切換器的導通電阻的變化造成的末端電阻的偏差所引起的信號波形的失真進行修正的單元。
[0046]另外，在上述的影像信號多路復用傳輸裝置中至少具有以下的至少一個:為使上述包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號的上述模擬切換器的總線開關IC的導通電阻的變化為上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz的約1/100以下，設定了上述模擬切換器的總線開關IC的電源電壓的正電源Vcc的上述模擬切換器的總線開關IC ;從上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz中減去上述模擬切換器的導通電阻的平均值Rd所得的電阻值Rz - Rd的末端電阻；上述模擬切換器的接收側的上述模擬切換器的導通電阻低(未將信號波形壓縮)的對信號波形極性進行壓縮的接地的肖特基勢壘二極體與電阻的串聯連接。
[0047]在上述影像信號多路復用傳輸裝置中，特徵為具有:放大器，其在接收側的波形均衡器或包含波形均衡器的接收器之前對上述數位訊號的波形進行放大；以及組抗體，其表示為與對上述數位訊號的波形進行放大的放大器的(非反轉放大的負輸入的接地電阻或非反轉放大的正輸入的接地電阻或反轉放大的輸出與反轉極性的輸入的輸入電阻或放大器的輸出電阻或兩級的放大電路間的連接電阻等的)電路特性電阻相比，上述數位訊號的波形的時鐘基波頻率的阻抗低，上述數位訊號的波形的時鐘高次諧波頻率的阻抗高的電感、電容器以及電阻的並聯連接的電路與電阻串聯連接後的電路的近似的等價電路(以下稱為組抗體)，進行以下至少一方:使向上述波形均衡器或包含波形均衡器的接收器輸入的、上述數位訊號的波形的時鐘基波頻率以下的低頻成分衰減，增強上述數位訊號的波形的時鐘高次諧波成分，通過肖特基勢壘二極體和電阻(在上述模擬切換器中未被壓縮)在上述模擬切換器中對負方向的信號振幅進行壓縮；或者，關於上述模擬切換器的5V低電容總線開關IC的電源電壓，在正電源Vcc約為3.2V時將負電源Vee設為正電源Vcc和負電源Vee之間的差Vab在4.5V以上5.5V以下。(減少傳輸信號振幅為0.8Vp-p時的切換器的導通電阻的變化)。
[0048]並且，在上述的影像信號多路復用傳輸裝置中，特徵為具有:放大器，其在發送側的上述模擬切換器之前對上述數位訊號的波形進行放大；以及上述阻抗體，使向發送側的上述模擬切換器輸入的、上述數位訊號的波形的時鐘基波頻率以下的低頻成分衰減，增強上述數位訊號的波形的時鐘高次諧波成分。
[0049]另外，在上述影像信號多路復用傳輸裝置中，上述數位訊號是(25Mbps、50Mbps、100Mbps、270Mbps、1500Mbps、2970Mbps等的)串行數字接口(SDI)信號，上述阻抗體是鐵氧體磁環、鐵氧體磁環和電阻、以及電感和電阻中的至少一種。
[0050]另外，一種影像信號多路復用傳輸裝置，其經由一個傳輸路徑，對包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號進行時分雙向切換收發，該數字影像信號多路復用傳輸裝置的特徵為，在上述傳輸路徑的兩側的末端具有切換時分多路復用的模擬切換器的總線開關1C，在接收側具有波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，針對上述傳輸路徑的上述傳輸路徑的特性阻抗電阻，具備以下至少一個單元:對因上述模擬切換器的總線開關IC的導通電阻造成的末端電阻的增加進行修正的單元；對因上述模擬切換器的總線開關IC的導通電阻的變化造成的末端電阻的偏差所引起的信號波形的失真進行修正的單元。
[0051]並且，一種攝像裝置，其特徵為具備:具有攝像元件、影像信號處理部、CPU (中央處理單元)的攝像部；上述的影像信號多路復用傳輸裝置；以及具有影像信號處理部、影像信號輸入輸出部、CPU的控制部，對影像信號進行時分雙向多路復用傳輸。
[0052]發明效果
[0053]如以上說明的那樣，根據本發明，能夠改善由於進行時分雙向切換的模擬切換器的NMOS總線開關IC或5V低電容總線開關IC的導通電阻引起的阻抗失配而產生的反射失真、或由於信號電壓造成的導通電阻的變化引起的信號波形的非對稱惡化，能夠延長數字影像信號多路復用傳輸裝置的電纜長度。【專利附圖】

【附圖說明】
[0054]圖1是本發明的一個實施例的整體結構的框圖。
[0055]圖2是表示現有的一個實施例的整體結構的框圖。
[0056]圖3A是本發明的一個實施例的反轉放大電路和切換器的框圖。
[0057]圖3B是本發明的一個實施例的非反轉放大電路和切換器的框圖。
[0058]圖3C是本發明的一個實施例的驅動電路、波形均衡器或包含波形均衡器的接收器、切換器的框圖。
[0059]圖3D是本發明的一個實施例的驅動電路、波形均衡器或包含波形均衡器的接收器、切換器的框圖。
[0060]圖3E是本發明的一個實施例的反轉放大電路和切換器的框圖。
[0061]圖3F是本發明的一個實施例的反轉放大電路和切換器的框圖。
[0062]圖4A是本發明的一個實施例的反轉放大電路的輸入輸出波形圖。
[0063]圖4B是本發明的一個實施例的非反轉放大電路的輸入輸出波形圖。
[0064]圖4C是本發明的一個實施例的驅動電路、波形均衡器或包含波形均衡器的接收器的輸入輸出波形圖。
[0065]圖4D是本發明的一個實施例的驅動電路、波形均衡器或包含波形均衡器的接收器的輸入輸出波形圖。
[0066]圖4E是本發明的一個實施例的反轉放大電路的輸入輸出波形圖。
[0067]圖5是本發明的一個實施例的鐵氧體磁環的頻率特性的模式圖。
[0068]圖6是現有的驅動電路、波形均衡器、切換器的框圖。
[0069]圖7是現有的驅動電路、波形均衡器、切換器的輸入輸出波形圖。
[0070]圖8A是本發明的一個實施例的NMOS總線開關IC的導通電阻特性的模式圖。
[0071]圖SB是本發明的一個實施例的低電容總線開關IC的導通電阻特性的模式圖。
【具體實施方式】
[0072]在進行時分雙向切換的情況下，如【背景技術】的第0014段落那樣，由於模擬切換器的導通電阻而產生阻抗失配，產生因反射造成的波形失真。進而，由於模擬切換器的導通電阻變化，產生上下非對稱的波形失真。因此，在接收側對接收信號的高頻成分進行放大等頻率特性修正、為了接收2970Mbps的3G的SDI信號而改進的均衡器(Equalizer)(參照非專利文獻4)或包含波形均衡器的接收器(Receiver)(參照非專利文獻5)中的波形均衡中，會殘留因反射造成的波形失真或因上下非對稱的波形失真造成的相位變化，無法修正。因此，如果由於因阻抗失配的反射造成的波形失真、模擬切換器的導通電阻的變化，產生上下非對稱的波形失真，則難以延長傳輸電纜長度。
[0073]因此，在本發明中，將SDI信號0.8Vp-p時的模擬切換器的導通電阻造成的阻抗失配降低為傳輸路徑的特性阻抗Rz=75Q的約1/50以下，進而進行修正以便將模擬切換器的導通電阻變化降低為Rz=75Q的約1/30以下。
[0074]具體地說，在經由一個傳輸路徑，對包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號進行時分雙向切換收發的數字影像信號多路復用傳輸裝置中，在傳輸路徑的兩側的末端具有分時切換兩個方向的模擬切換器的非專利文獻8的NMOS總線開關1C，在接收側具有波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，關於NMOS總線開關IC的電源電壓，將正電源Vcc設為+2.9V以上，將正電源Vcc和負電源Vee之間的差Vab設為4.5V以上5.5V以下，相對於進行傳輸的SDI信號的振幅0.8Vp-p直流電位OV的各電壓-0.4V至+0.4V,使NMOS總線開關的導通電阻為8 Ω~6Ω導通電阻的變化為2 Ω，相對於傳輸路徑的特性阻抗75Ω減少約2.7%。或者，NMOS總線開關IC具有約3V以上的正電源，將通過上述NMOS總線開關IC的數位訊號偏壓為比該正電源電壓低約2.5V以上的(負)電壓。[0075]另外，相對於上述傳輸路徑的特性阻抗Rz=75 Ω，通過NMOS總線開關IC的導通電阻的平均值Rd降低約7 Ω後的Rso=Rz-Rd=75_7=68，將68 Ω設為末端電阻值，取得阻抗匹配，降低反射失真。
[0076]或者，在上述傳輸路徑的兩側的末端具有切換時分多路復用的模擬切換器的非專利文獻9的5V低電容總線開關1C，在接收側具有波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，關於5V低電容總線開關IC的電源電壓，將正電源Vcc設為+2.5V以上，將正電源Vcc和負電源Vee之間的差Vab設為4.5V以上5.5V以下，相對於上述傳輸路徑的特性阻抗Rz=75Q，通過5V低電容總線開關的4.8Ω~4.2 Ω的導通電阻Rd降低了平均值約4.5 Ω後的Rso=Rz - Rd=75 — 4.5=70.5 ^ 71 ^ 68+2.7，將68Ω和2.7 Ω的串聯設為末端電阻值，按照平均誤差0.2Ω的0.3%的誤差範圍以下的精度，取得阻抗匹配，降低反射失真。
[0077]輸出末端電阻和模擬切換器的導通電阻的合計值、接收末端電阻和模擬切換器的導通電阻的合計值、三芯同軸電纜或同軸電纜的傳輸路徑的特性阻抗75 Ω大致相等，因阻抗失配和反射造成的波形失真降低。進而，在SDI信號的振幅值0.8Vp-p時，電阻值的變化相對於75 Ω，在NMOS總線開關IC中降低約2.7%，在5V低電容總線開關IC中降低約0.8%，上下非對稱的波形失真降低。
[0078]但是，本發明並不限於NMOS總線開關IC和5V低電容總線開關1C，可以使用導通電阻低高速的模擬切換器的1C。根據導通電阻低高速的模擬切換器的IC的導通電阻的特性，將正電源Vcc和負電源Vee的值、輸出末端電阻和接收末端電阻的值、上述模擬切換器的電源電壓的正電源Vcc設定得高，以使SDI信號的振幅值0.8Vp-p時的上述模擬切換器的導通電阻的平均值為上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz的約1/10以下，並且SDI信號的振幅值0.8Vp-p時的上述模擬切換器的導通電阻的變化為上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz的約1/30以下。結果，降低了 SDI信號0.8Vp-p時的模擬切換器的導通電阻導致的阻抗失配，進而降低了模擬切換器的導通電阻變化。
[0079]進而，具有接收側的上述模擬切換器的導通電阻低，對信號波形未被壓縮的信號波形的極性進行壓縮的接地的肖特基勢壘二極體與電阻的串聯電路，通過切換器對沒有壓縮的信號進行壓縮，取得信號波形的上下的平衡。
[0080]或者，如果利用非專利文獻9的5V低電容總線開關IC的導通電阻Rd在正電源電壓為2.7V~3.5V時為4.2Ω恆定的情況，使用5V低電容總線開關，進而在正電源Vcc為+3.2V時設為Vee為一 1.3V~一 2.3V，則接地電位的SDI信號的0.8Vp-p時的導通電阻Rd為4.2Ω恆定，沒有電阻值的變化，上下非對稱的波形失真消失。
[0081]結果，在接收側，在SDI信號接收用的均衡器(均衡)IC或包含波形均衡器的接收器IC中，容易通過恢復為發送時的波形的波形均衡來進行SDI信號的修正。因此，能夠使波形均衡造成的惡化成為最小，因此能夠進行與長的電纜對應的波形均衡。電纜2不只是三芯同軸電纜，對於通常的同軸電纜，也可以使用比現有技術長的電纜進行傳輸。進而，與電纜內的傳輸波形獨立地修正信號惡化，因此能夠容易地應對由於插入中繼電纜造成的長度的變更，不只是三芯同軸電纜，對於通常的同軸電纜，能夠修正比現有技術長的電纜。另夕卜，在為了接收2970Mbps的3G的SDI信號而改進的均衡器或包含波形均衡器的接收器中，波形均衡是有效的，能夠修正更長的電纜。
[0082]進而，在1500Mbps 的 HD-SDI 信號、2970Mbps 的 3G 的 SDI 信號、約 24000Mbps 的UHDTV用的SDI信號的傳輸中，對於三芯同軸電纜、通常的同軸電纜，能夠使用比現有技術長的電纜進行傳輸。
[0083]以下，在圖1中說明本發明的一個實施例的三芯同軸攝像機系統的整體，然後使用圖3A?圖3C、圖4A?圖4C說明本發明的一個實施例的反轉放大電路和非反轉放大電路的框圖、輸入輸出波形圖、動作的模式圖。
[0084]圖1是表示本發明的一個實施例的三芯同軸攝像機系統的整體的框圖，由攝像部
1、三芯同軸電纜2、控制部3構成。101是用於對未圖示的入射光進行成像的鏡頭部，102是對通過鏡頭部101成像的光進行光電變換的攝像元件，103是將影像信號變換為數字影像信號的A/D變換器，104和127是將數字影像信號放大到預定的電平，或實施輪廓增強等處理的影像處理部。105和136是進行影像的壓縮的影像壓縮部，107和135是對數字影像信號、數字聲音信號、控制信號((PU數據)進行多路復用的編碼部，108和133是對數位訊號進行放大的放大部，109和134是修正三芯同軸電纜2的頻率特性的放大部，位於接收側的波形均衡器或包含波形均衡器的接收器之前。關於該放大部的切換，與電纜2的長度對應地通過來自攝像部I或控制部3的CPUl 13和130的控制，如果放大部由具有關機功能的放大器或具有切換功能的放大器或低阻抗的切換IC構成，則通過放大部108、109、133、134進行該放大部的切換。雙向部112和121是時分多路復用的模擬切換器，在具有長電纜用和短電纜用各2組的108、109、133、134的放大部的情況下，也可以通過雙向部112和121進行切換。113和130是用於控制的CPU (中央處理單元)，120是將攝像部I和三芯同軸電纜2連接的接頭，142是連接三芯同軸電纜2和控制部3的接頭，112是對攝像部I生成的影像信號、從控制部3傳輸來的外部影像信號進行時分切換的雙向部，121是進行外部影像信號和從攝像部I傳輸來的影像信號的切換的切換部，119和122是進行傳輸來的信號的波形均衡的波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，116和125是解調為原來的數字影像信號和數字聲音信號的解碼部，115和126是進行影像的伸展的影像伸展部，114和128是將數字影像信號變換為模擬影像信號的D/A變換器(DAC)，138是放大器。
[0085]接著，說明本發明的一個實施例的動作。
[0086]在接通電源時，通過由攝像部I的CPU113或控制部3的CPU130測定電纜2的延遲量或衰減量，來檢測電纜2的長度。把檢測出的電纜2的長度傳輸到攝像部I或控制部3的CPU，在攝像部I和控制部3中共用電纜2的長度。
[0087]如【背景技術】的非專利文獻I那樣，影像串行數字接口(SDI)信號採用基於G (x) =(x9+x4+l) (x+1)這樣的生成多項式的自同步型擾碼(Non Return To Zero)NRZ_I代碼,將數據的0/1置換為O — 1、1 — O的反轉信息，由此實現極性自由頻譜均勻分布的SDI信號。如果施加這樣的自同步型擾碼，則在串行傳輸路徑上，在I個水平線上，有時產生在I比特的I後接著19比特的O的模式(或其反轉模式)的信號、在連續20比特的I後連續20比特的O的模式(或其反轉模式)的信號。將這些模式稱為病態模式。因此，如果根據病態模式的最大長度20、SDI信號的基本時鐘頻率的1/20傳輸3倍的高次諧波頻率，則能夠無誤地傳輸SDI信號。在生成SDI信號時，如果使用使病態模式的最大長度更短的自同步型擾碼，則能夠進一步使頻帶變窄。
[0088]在此，通過攝像部生成的正向的SDI信號在NTSC時有270Mbps的數據量，在HDTV時有1500Mbps的數據量。3G的SDI信號有2970Mbps的數據量。UHDTV用SDI信號預想有24000Mbps的數據量。另外，從控制部向攝像部回送傳輸的回送的影像信號在通過MPEG2壓縮時，影像壓縮比大致為1/5，進行正向的SDI信號和壓縮後的回送SDI信號的時分切換或頻率挑選的雙向部理想是時分的模擬切換器的1C。在通過H.264壓縮時，相對於通過攝像部生成的正向的SDI信號的1500Mbps，回送方向的影像壓縮後的SDI信號為25Mbps影像壓縮比為1/60，也能夠成為病態模式的最大長度20與高次諧波次數3的乘積60倍的倒數1/60以下。將聲音信號、控制信號(CPU數據信號)重疊在SDI信號中，因此進行正向的SDI信號和壓縮後的回送SDI信號的時分切換或頻率挑選的雙向部也可以是通過高通濾波器(HPF)使正向的SDI信號通過，通過低通濾波器(LPF)使回送方向的影像壓縮後的SDI信號通過，對正向的SDI信號和回送方向的影像壓縮後的SDI信號進行雙向傳輸的組合。
[0089]另外，從控制部3輸入回送到攝像部I並從攝像部I輸出的外部數字影像信號也與上述同樣地進行傳輸。在圖1中，回送方向的影像壓縮在影像壓縮部136中進行壓縮，但也可以輸入壓縮後的外部數字影像信號。
[0090]攝像部I的攝像元件102對通過鏡頭部101成像的入射光進行光電變換，輸出到數字影像信號處理部104。數字影像信號處理部104實施影像信號的電平放大、輪廓增強等處理來進行輸出。在影像壓縮部105中，在HDTV的SDI信號和3G的SDI信號的情況下進行低延遲的影像壓縮，在UHDTV用SDI信號的情況下，進行H.264等的高壓縮比的影像壓縮，將SDI信號壓縮為270Mbps，NTSC的SDI信號的270Mpbs直接輸出到編碼部107。在編碼部107中，對數字影像信號、數字聲音信號、CPU數據進行多路復用。多路復用後的信號在電纜2長的情況下，通過放大部108和109進行放大。在短的情況下，設為恆定的低放大率。從攝像部I輸出的修正數位訊號波形經由電纜2傳輸到控制部3。
[0091]以上說明了 270Mbps的NTSC的4:2:2影像信號的傳輸，但對於HDTV的影像信號的 HD-SDI 的 1500Mbps (4:2:2),3000Mbps (4:4:4)、SHDTV、預想有 24000Mbps 的數據量的UHDTV的SDI，如果A/D變換器、D/A變換器、放大器、波形均衡器或包含波形均衡器的接收器、總線開關IC等高速化，則也能夠適用。
[0092]進而，如果具備具有攝像元件、影像信號處理部、CPU (中央處理單元)的攝像部(Camera Head攝像頭)、影像信號多路復用傳輸部(Camera Adaptor攝像機接合器)、具有影像信號處理部、影像信號輸入輸出部、CPU的控制部(Camera Control Unit攝像機控制單元)，則能夠實現在運動設施、大廳的內部無需重新鋪設光纜，使用在運動設施、大廳中已經鋪設的三芯同軸電纜，對影像信號進行時分雙向多路復用傳輸，能夠通過運動設施、大廳的外部的有線(光纖網)或無線(Field Pick Up室外拍攝)的影像信號傳輸單元傳輸到廣播電視臺、或能夠進行錄像即進行所謂的播放中繼的攝像裝置(攝像機)。
[0093]實施例1
[0094]如在【背景技術】中說明的那樣，電流反饋運算放大器如果是小振幅、放大率為2倍，則能夠對直到1.2GHz左右的高頻進行放大。但是，電流反饋運算放大器內部的放大電晶體的發射極與負輸入端子連接，如果高頻成分不是電阻成分，則負反饋輸入端子的連接阻抗容易在高頻上引起振蕩。因此，不使用電容將電流反饋運算放大器的負反饋輸入端子接地，而是在電流反饋運算放大器的輸出和電流反饋運算放大器的負輸入之間，設置本發明的一實施例的鐵氧體磁環的頻率特性的模式圖的圖5那樣的大致25MHz或270MHz或1500MHz或3000MHz的時鐘基波頻率Fe下的阻抗(電阻)比上述電流反饋運算放大器的非反轉放大的負輸入的接地電阻或反轉放大的負輸入的輸入電阻低，時鐘高次諧波頻率下的阻抗(電阻)比非反轉放大的負輸入的接地電阻或反轉放大的負輸入的輸入電阻高的鐵氧體磁環，使傳輸信號的低頻成分衰減，放大高頻成分。在高頻的輸出阻抗上升的情況下，追加電流緩衝器1C。
[0095]進而，在波形均衡器或包含波形均衡器的接收器(以下稱為波形均衡器)的輸入振幅沒有餘裕的情況下，只在傳輸路徑(三芯同軸電纜或同軸電纜)長，傳輸路徑的損失大時，提高放大率，在傳輸路徑短，傳輸路徑的損失小時，將放大率設為OdB(如果排除特性匹配損失，則為+6dB)附近。
[0096]傳輸到控制部3的數位訊號波形在電纜2長的情況下，通過放大部109使基波頻率以下的低頻成分衰減，增強三次以上的高次諧波成分後，通過波形均衡器122進行波形均衡，然後，通過解碼部125解調為原來的數字影像信號和數字聲音信號，通過影像伸縮部126進行影像伸縮，通過數位訊號處理部127進行信號處理後，通過D/A變換器128變換為模擬影像信號，從放大器138輸出。另外，也從解碼部125再生CPU數據、聲音數據。在放大部108和109、波形均衡器119和122的性能提高，能夠傳輸1500Mbps等的高數據量的情況下，降低影像壓縮部105的壓縮比而成為更低的延遲。如果能夠以低延遲進行高壓縮比的影像壓縮，則將影像壓縮部105的輸出SDI信號壓縮為25Mbps、50Mbps等IOOMbps以下，通過本發明的一實施例的鐵氧體磁環的頻率特性的模式圖的圖5 (c)那樣的在低頻率下阻抗變化的鐵氧體磁環，使SDI信號的時鐘基波頻率以下的低頻成分衰減，增強高次諧波成分。
[0097]雙向部112和121由HPF和LPF構成，雙向部112和121是時分的模擬切換器的NMOS總線開關IC或5V低電容總線開關。在通過信號振幅沒有餘裕的情況下，在電纜2的長度長時，在發送側在三次高次諧波以內的頻率下使放大率恆定，防止過衝來限制振幅，在接收側使基波頻率以下的低頻成分衰減，增強三次以上的高次諧波成分。
[0098]以下，為了簡化說明，通過寬帶的普通電流反饋運算放大器進行說明。用可以使用寬帶的電壓反饋運算放大器。
[0099]圖3A是本發明的一個實施例的反轉放大電路的框圖，圖3B是本發明的一個實施例的非反轉放大電路的框圖，圖4A是本發明的一個實施例的反轉放大電路的輸入輸出波形圖，圖5是本發明的一個實施例的鐵氧體磁環的頻率特性的模式圖。本發明所使用的阻抗體是圖5表示鐵氧體磁環的頻率特性例子的模式圖那樣的鐵氧體磁環、或表示與圖5同樣的頻率特性例子的電感與電容的並聯連接以及電阻。
[0100]圖3A和圖3B是使用能夠在反轉+6dB、非反轉+12dB下確保頻帶3Fc的電流反饋運算放大器或電流反饋運算放大器和電流緩衝器IC的ICl的情況。如在【背景技術】中說明的那樣，電流反饋運算放大器在0.2Vp-p的小振幅下，如果是OdB則能夠對直到1.SGHz左右的高頻進行放大，如果是+6dB則能夠對直到1.2GHz左右的高頻進行放大，如果是2Vp-p的大振幅，則能夠對直到750MHz左右的聞頻進彳丁放大。因此，聞頻放大可以有餘裕，因此如果鐵氧體磁環的頻率特性的阻抗變化大，則能夠修正更長的電纜。
[0101]在圖3A~圖3F中，IC2、IC5~IC14是NMOS總線開關IC，D10、D11是肖特基勢壘二極體(以下稱為SBD)，ZU Z2、Z5~Z24是圖5的頻率特性的模式圖那樣的鐵氧體磁環，Cl~C14、Co是電容，Ro是輸出電阻，Rso是輸出末端電阻，Rl~R7、R11、R12是電阻。Vin是發送側輸入信號，Vso發送側輸出信號，Vrin發送側輸入信號，Vro是接收側放大輸出信號。Vo是接收側輸出信號。 [0102]圖3A和圖3B的放大部134的輸出電阻Ro與下一個均衡器122的輸入的特性電阻一致，但如果放大部134的放大器的輸出和下一個均衡器122的輸入的布線長度是數位訊號的波形的時鐘基波頻率的波長的1/8 (如果是270MHz則為154_)以下，則輸出電阻Ro可能短路。如圖3A和圖3B那樣，在作為放大器108使用的情況下，輸出末端電阻Rso成為傳輸路徑2的一般的特性電阻Rz75 Ω減去NMOS總線開關IC的導通電阻Rd所得的值。NMOS總線開關IC的導通電阻Rd根據正電源電壓Vcc，在2.5V時為8 Ω，在2.9V時為7 Ω，在3.3時為6Ω。因此，在圖3A和圖3B的模擬切換器中使用了 NMOS總線開關IC的情況下，根據正電源Vcc+2.9V時的直流電位SDI信號的振幅下的導通電阻Rd的8 Ω~6 Ω，平均為7 Ω。輸出末端電阻Rso是從75 Ω減去7 Ω所得的值，為68 Ω。圖3A的接收末端電阻R6為68 Ω左右，圖3B的接收末端電阻R3和接收末端電阻R4的合計為68 Ω是最優的，但根據33+36=69，即使是69 Ω左右，誤差約1.3%也能夠允許。
[0103]NMOS總線開關IC的導通電阻Rd根據正電源電壓，在2.9V時為7 Ω，在3.3V時為6 Ω，在3.7V時為5 Ω，因此如果將正電源Vcc提高為3.3V以上，則輸出末端電阻Rso為減去了導通電阻Rd的平均6 Ω的69Ω是最優的，但即使是68 Ω，誤差約1.3%也能夠允許。
[0104]另外，在圖3A和圖3B的模擬切換器中使用非專利文獻9的5V低電容總線開關的情況下，導通電阻Rd根據正電源電壓Vcc，在2.1V時為4.8Ω，在2.5V時為4.3 Ω，在2.7V~3.5V時為4.2 Ω。因此，正電源Vcc為+2.5V時的直流電位SDI信號的振幅下的導通電阻Rd為4.8Ω~4.2Ω，平均為4.5Ω。從Rz減去Rd，為75 —
4.5=70.5=33+36+1.5 ^ 68+2.7，R6 為 68 Ω 和 2.7 Ω 的串聯，與 Rz75Q 的誤差為 0.2 Ω ,為0.3%在誤差範圍以內，R3為33Ω，R4為36Ω和1.5Ω，與Rz75Q沒有誤差。
[0105]即，使Rso+Rd=Rz、R6+Rd=Rz、R3+R4+Rd=Rz為誤差範圍以下，取得阻抗匹配，降低反射失真。
[0106]進而，通過接收側的模擬切換器的導通電阻低而對信號波形沒有被壓縮的信號波形極性進行壓縮的接地的肖特基勢壘二極體DlO和電阻Rll的串聯連接，取得信號波形的上下的平衡。
[0107]利用非專利文獻9的5V低電容總線開關的C的導通電阻Rd根據正電源電壓在2.7V~3.5V時恆定為4.2Ω的情況，使用5V低電容總線開關，進而如果在正電壓Vcc為+3.2V時，將Vee設為一 1.3V~一 2.3V，則接地電位的SDI信號的0.8Vp-p時的導通電阻恆定為4.2 Ω，沒有電阻值的變化，沒有上下非對稱的波形失真。因此，不需要上下非對稱的波形失真的修正的DlO和RlI，斷開DlO或RlI。
[0108]在圖3A、圖3B、圖4A、圖4B中，通過總線開關器IC2的切換，在傳輸電纜為近距離時，根據運算放大器的負輸入的接地電阻或負輸入的輸入電阻的Rl與運算放大器的輸出和運算放大器的負輸入之間的反饋電阻的R2的值的比，放大率(增益)與頻率無關地恆定，輸出為0.8Vp-p。另外，在傳輸電纜為遠距離時,例如對於SDI,根據運算放大器的輸出和運算放大器的負輸入之間的反饋的鐵氧體磁環Zl的頻率特性，低頻衰減，高頻增強。具體地說，對於本發明的一實施例的鐵氧體磁環的頻率特性的模式圖的圖5 (a)的BLM15BA220SN，在基波附近的300MHz下，基波成分的振幅大致減少0.4Vp-p，在三倍的高次諧波附近的1000MHz下為505 Ω，三倍高次諧波成分的振幅大致增大1.4Vp-p。另外，對於HD-SDI，鐵氧體磁環Zl如本發明的一實施例的鐵氧體磁環的頻率特性的模式圖的圖5 (b)的MMMZ0603F100C那樣並聯3個，在基波附近的1500MHz下為66 Ω，基波成分的振幅大致減少0.4Vp-p，在三倍的高次諧波附近的4500MHz下為220 Ω，三倍高次諧波成分的振幅大致增大1.2Vp-p。通常直徑8.6mm的三芯同軸電纜的300MHz的衰減量在IOOm時是12dB。因此，如果使低頻衰減6dB，高頻放大6dB，則對於SDI，即使是大致延長了 IOOm的電纜，也能夠進行波形均衡。如果在發送和接收的雙方設置圖3A或圖3B的本發明的一實施例的放大電路，則修正量和電纜延長量成倍，對於SDI，即使是大致延長了 200m的電纜，也能夠進行波形均衡。
[0109]只在電纜2的長度長的情況下，在發送側增強高頻成分，衰減低頻成分，由此因接收側的波形均衡造成的修正量減少，因此能夠使波形均衡造成的惡化成為最小限，因此，能夠進行與長的電纜對應的波形均衡。進而，與基波的頻率一致地選擇鐵氧體磁環的特性，由此能夠進行與更長的電纜對應的波形均衡。
[0110]如果是基波頻率阻抗為負輸入電阻的一半以下、三次高次諧波頻率阻抗為負輸入電阻的2倍以上的鐵氧體磁環，則是實用的。
[0111]在圖3C和圖4C中，進行計算，例如對於SDI，鐵氧體磁環Zl在模式圖的圖5 (a)的BLM15BA220SN、IOOMHz時能夠無視，在電阻R5=220Q與電阻R2=680Q的並聯時約為167 Ω，基波成分的振幅大致為0.4Vp-p，在三倍高次諧波附近的1000MHz時為505 Ω，在725 Ω與電阻R2=680 Ω的並聯時約為351 Ω，三倍高次諧波成分的振幅大致為0.8Vp-p。另夕卜，對於HD-SDI，可以將鐵氧體磁環Zl設為並聯3個本發明的一實施例的鐵氧體磁環的頻率特性的模式圖的圖5 (b)的MMMZ0603F100C。另外，H.264等影像壓縮維持高畫質並且高壓縮比，成為更低的延遲，在能夠以50Mbps等更低的數據量傳輸攝像機的影像信號的情況下，可以將鐵氧體磁環Zl設為本發明的一實施例的鐵氧體磁環的頻率特性的模式圖的圖5(c)的 MMMZ2012D301B。
[0112]例如，進行計算，對於SDI，鐵氧體磁環Zl是模式圖的圖5 Ca)的BLM15BA220SN，在基波300MHz附近為73Ω，在與電阻R5=75Q串聯約148Ω時的振幅大致為0.4Vp-p，在三倍高次諧波附近的1000MHz處，為505 Ω與電阻R5=75 Ω的串聯約為580 Ω，三倍高次諧波成分的振幅大致為2.4Vp-p。另外，對於HD-SDI，進行計算，如果鐵氧體磁環Zl是並聯3個本發明的一實施例的鐵氧體磁環的頻率特性的模式圖的圖5 (b)的MMMZ0603F100C，則在基波1500MHz附近為66 Ω，與電阻R5=75 Ω串聯約為141 Ω時的振幅大致為0.4Vp-p，在三倍高次諧波附近的4500MHz時為220Ω與電阻R5=75 Ω的串聯約為295Ω，三倍高次諧波成分的振幅大致為2.4Vp-p。通常直徑8.6mm的三芯同軸電纜的1500MHz的衰減量在IOOm時是約19dB。因此，如果使低頻衰減6dB，將高頻放大9dB，則對於HD-SDI，即使是大致延長了 85m的電纜，也能夠進行波形均衡。對於SDI，即使是大致延長了 125m的電纜，也能夠進行波形均衡。
[0113]因此，也能夠應對1500Mbps的HD-SDI。另外，對於300Mbps的SDI，在高頻放大時能夠有餘裕，因此如果鐵氧體磁環的頻率特性的阻抗變化變得更大，則能夠修正更長的電纜。
[0114]進而，如果對放大器、鐵氧體磁環的高頻特性進行改進，則即使在2970Mbps的3G的SDI信號、約24000Mbps的UHDTV用的SDI信號的傳輸中，對於三芯同軸電纜、通常的同軸電纜，也能夠用比現有技術長的電纜進行傳輸。
[0115]在圖3A和圖3B中，假設通過放大部的模擬切換器進行切換，但圖3A和圖3B也可以通過帶有關機(SD)功能的運算放大器進行切換然後放大。
[0116]實施例2
[0117]省略與本發明的實施例1相同的部分的說明。
[0118]本發明的實施例1的圖3A和圖3B的本發明的一個實施例的放大電路和切換器的框圖與本發明的實施例2的圖3C和圖3D的本發明的一實施例的驅動電路、波形均衡器或包含波形均衡器的接收器(以下稱為波形均衡器)、切換器的框圖之間的不同在於，將圖3A和圖3B的發送放大電路變更為圖3C和圖3D的驅動電路和電容的Co，將圖3A和圖3B的接收放大電路變更為圖3C和圖3D的均衡器。
[0119]在圖3C和圖3D的模擬 切換器中使用了 NMOS總線開關IC的情況下，將電源電壓的正電源Vcc提高為+2.9V以上甚至3.3V左右，使正電源Vcc和負電源Vee之間的差Vab為4.5V以上、5.5V以下，將負電源電壓Vee減少到1.7V左右，相對於所傳輸的SDI信號的振幅0.8Vp-p直流電位OV (接地電位中心)的各電壓一 0.4V~+0.4V，減少模擬切換器的NMOS總線開關的導通電阻和導通電阻的變化。NMOS總線開關IC的導通電阻Rd根據正電源電壓Vcc，在2.5V時為8 Ω，在2.9V時為7 Ω，在3.3V時為6 Ω。因此，輸出電阻Rso和接收末端電阻R6在NMOS總線開關IC的情況下，是從傳輸路徑2的特性電阻Rz —般為75 Ω減去直流電位SDI信號的振幅下的導通電阻Rd的6 Ω~8 Ω平均為7 Ω所得的值為68 Ω，為Rz75Q左右。
[0120]因此，在輸出末端電阻和NMOS總線開關IC的導通電阻的合計值、接收末端電阻和NMOS總線開關IC的導通電阻的合計值、三芯同軸電纜或同軸電纜的傳輸路徑的特性阻抗75 Ω之間，誤差約為1%大致相等，因阻抗失配的反射造成的波形失真降低。進而，在直流電位SDI信號的振幅下的振幅值0.8Vp-p時，電阻值的變化相對於75 Ω降低約2%，上下非對稱的波形失真降低。
[0121]另外，在圖3C和圖3D的模擬切換器中使用了非專利文獻9的5V電容總線開關的情況下，導通電阻Rd根據正電源電壓Vcc，在2.1V時為4.8 Ω，在2.5V時為4.3 Ω，在
2.7V~3.5V時為4.2 Ω。因此，正電源Vcc為+2.5V時的直流電位SDI信號的振幅下的導通電阻 Rd 為 4.8 Ω ~4.2 Ω，為平均 4.5 Ω。從 Rz 減去 Rd，75 — 4.5=70.5 ^ 71 ^ 68+2.7，為68 Ω與2.7 Ω的串聯，相對於75 Ω的平均誤差為0.2 Ω為0.3%，是誤差範圍以下的精度，取得阻抗匹配。因反射造成的波形失真為誤差範圍以下。進而，在直流電位SDI信號的振幅下的振幅值0.8Vp-p時，電阻值的變化相對於75 Ω為約0.8%p-p，降低為誤差範圍以下，上下非對稱的波形失真也為誤差範圍以下。
[0122]進而，具有接收側的上述模擬切換器的導通電阻低而對信號波形沒有被壓縮的信號波形極性進行壓縮的接地的SBD的DlO和電阻Rll的串聯連接，通過切換器對沒有壓縮的信號進行壓縮，取得信號波形的上下的平衡，通過SDI信號接收用均衡器或包含波形均衡器的接收器容易進行恢復為發送時的波形的波形均衡。結果，即使是延長了的電纜也能夠進行波形均衡。
[0123]另外，利用5V低電容總線開關IC的導通電阻Rd根據正電源電壓在2.7V~3.5V時恆定為4.2 Ω的情況，使用5V低電容總線開關，如果進而在正電壓Vcc為+3.2V時設Nee為一1.3V~一2.3V，則接地電位的SDI信號的0.8Vp-p下的導通電阻Rd恆定為4.2 Ω，沒有電阻值的變化，沒有上下非對稱的波形失真。因此，不需要上下非對稱的波形失真的修正的DlO和R11，斷開DlO或RH。
[0124]進而，Rso=R6=Rz— Rd=75 — 4.2=70.8 ^ 71 ^ 68+2.7，如果將 Rso 和 R6 設為 68 Ω與2.7Ω的串聯，則相對於Rz75Q的誤差為0.1 Ω，為0.1%，幾乎沒有。即，幾乎沒有因反射造成的波形失真。
[0125]即，現有的驅動電路、波形均衡器、切換器的框圖的圖6與本發明的實施例2的圖3C和圖3D的本發明的一實施例的驅動電路、波形均衡器、切換器的框圖之間的不同在於，對模擬切換器的NMOS總線開關或5V低電容總線開關的IC的電源電壓、輸出電阻Rso和接收末端電阻R6進行調整，降低了因阻抗失配的反射造成的波形失真、因電阻值的變化造成的波形的非對稱失真。相對於現有的驅動電路、波形均衡器、切換器的輸入輸出波形圖的圖7的Vrin的非對稱失真顯著的情況，本發明的一實施例的驅動電路、波形均衡器的輸入輸出波形圖的圖4D的Vrin的非對稱失真減少。因此，容易進行SDI信號接收用均衡器或包含波形均衡器的接收器的波形均衡，能夠延長電纜長度。
[0126]進而，在本發明的實施例2的圖3C的本發明的一實施例的驅動電路、波形均衡器、切換器的框圖中，為了超長距離電纜，通過接收側的上述模擬切換器的導通電阻低而對信號波形沒有被壓縮的信號波形極性進行壓縮的接地的SBD和電阻的串聯連接，對沒有通過切換器壓縮的信號波形極性進行壓縮，取得信號波形的上下的平衡。
[0127]或者，使用5V低電容總線開關，如果正電源Vcc為+3.2V，則圖4D的因Vrin的反射造成的波形失真和因電阻值的變化造成的非對稱失真成為誤差範圍以下。
[0128]結果，相對於現有的驅動電路、波形均衡器、切換器的輸入輸出波形圖的圖7的Vrin的非對稱失真顯著的情況，本發明的一實施例的驅動電路、波形均衡器或包含波形均衡器的接收器的輸入輸出波形圖的圖4C的Vrin的非對稱失真幾乎沒有，容易進行波形均衡器或包含波形均衡器的接收器的波形均衡，對於270Mbps的SDI信號、1500Mbps的HD-SDI信號，即使是三芯同軸電纜、普通的同軸電纜，也能夠進行超長距離電纜的傳輸。
[0129]進而，如果對驅動電路、波形均衡器或包含波形均衡器的接收器進行改進，則在2970Mbps的3G的SDI信號、約24000Mbps的UHDTV用的SDI信號的傳輸中，即使是三芯同軸電纜、普通的同軸電纜，也能夠用比現有技術長的電纜進行傳輸。
[0130]實施例3
[0131]省略與本發明的實施例1相同的部分的說明。
[0132]本發明的實施例1的圖3A的本發明的一個實施例的放大電路和切換器的框圖與本發明的實施例3的圖3E和圖3F的本發明的一個實施例的放大電路、切換器的框圖之間的不同在於，將圖3A的發送放大電路的電阻R14變更為圖3E和圖3F的發送放大電路的鐵氧體磁環Z2。進而，相對於在圖3A中是肖特基勢壘二極體DlO和電阻Rll的串聯連接的組，在圖3E中追加肖特基勢壘二極體Dll與電阻R12的串聯連接的組，在圖3F中為肖特基勢壘二極體Dll和電阻R12的串聯連接的組。肖特基勢壘二極體DlO和肖特基勢壘二極體Dll的正向效應電壓特性不同。
[0133]將模擬切換器的5V低電容總線開關IC的電源電壓的正電源Vcc設為+2.9V以上，正電源Vcc和負電源Vee之間的差Vab為4.5V以上、5.5V以下，使通過信號振幅具有餘裕，允許發送側的過衝。如本發明的一實施例的低電容總線開關IC的導通電阻特性的模式圖的圖SB那樣，允許負電源Vee的導通電阻3.8 Ω和根據正電源Vcc為2.3V的導通電阻
4.8Ω的2.2Vp-p的通過信號振幅。進而，在電纜2的長度長的情況下，在發送側使用鐵氧體磁環Z2而允許過衝，在發送側也使基波頻率以下的低頻成分衰減，增強三次以上的高次諧波成分。進而，具有發送側的低電容總線開關IC的導通電阻低而對信號波形沒有被壓縮的信號波形極性進行壓縮的接地的肖特基勢壘二極體與電阻的串聯連接、接收側的低電容總線開關IC的導通電阻低而對信號波形沒有被壓縮的信號波形極性進行壓縮的接地的肖特基勢壘二極體與電阻的串聯連接，在接收側和發送側對沒有壓縮的信號進行壓縮，取得信號波形的上下的平衡。
[0134]如果低電容總線開關IC的導通電阻的變化減少，則不需要對在接收側沒有壓縮的信號進行壓縮的肖特基勢壘二極體DlO和電阻R11，可以是肖特基勢壘二極體Dll和電阻R12的串聯連接的一組。
[0135]產業上的應用
[0136]作為本發明的實施例1?實施例3在產業上的應用，不只是三芯同軸電纜的傳輸的超長距離化，即使是270Mbps的SDI信號、1500Mbps的HD-SDI信號、普通的同軸電纜也能夠進行超長距離電纜的傳輸，因此，即使在將電源重疊在SDI影像信號中的監視用途的同軸重疊中，也容易進行超長距離化。特別在將恆壓電源重疊在影像信號中時，容易進行超長距離化。
[0137]符號說明
[0138]1:攝像部；2:三芯同軸電纜；3:控制部；101:鏡頭部；102:攝像元件；103、129、141:A/D變換器(ADC) ;104、127、204、217:數位訊號處理部;105、136:影像壓縮部；106:切換部;112、121:雙向部；107、135:編碼部;116、125:解碼部;114、128、139、140:D/A 變換器(DAC) ;108、109、133、134:放大部；138,139,238,239:驅動電路;113、130:CPU ;115、126:影像伸展部；119、122、219、222:波形均衡器或包含波形均衡器的接收器；211、215:濾波器;120、142:接頭；208、209、222、224:多路復用部;210、216:時分雙向切換部；IC1、IC3:運算放大器或運算放大器和電流緩衝器；IC2、IC5:模擬切換器；IC4:模擬切換器；Z1?Z2:鐵氧體磁環；C1?C14、Co:電容；D10、Dll:肖特基勢壘二極體(SBD) ；Ro:輸出電阻；Rso:輸出末端電阻；R1?R7、R11、R12:電阻；Rz:傳輸路徑的特性阻抗電阻；Rd:模擬切換器的導通電阻的平均值；Vin:發送側輸入信號；Vso:發送側輸出信號；Vrin:接收側輸入信號；Vro:接收側放大輸出信號；Vo:接收側輸出信號；Vcc:正電源；Vee:負電源
【權利要求】
1.一種影像信號多路復用傳輸裝置，其是經由一個傳輸路徑，對包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號進行時分雙向切換收發的數字影像信號多路復用傳輸裝置，其特徵在於， 在上述傳輸路徑的兩側的末端具有切換時分多路復用的模擬切換器的1C，在接收側具有波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，將上述模擬切換器的電源電壓的正電源Vcc設定得高，以使上述包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號的上述模擬切換器的導通電阻的平均值為上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz的約1/10以下，並且上述包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號的上述模擬切換器的導通電阻的變化為上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz的約1/30以下， 針對上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz，具備以下至少一個單元: 對因上述模擬切換器的導通電阻造成的末端電阻的增加進行修正的單元； 對因上述模擬切換器的導通電阻的變化造成的末端電阻的偏差所引起的信號波形的失真進行修正的單元。
2.一種影像信號多路復用傳輸裝置，其經由一個傳輸路徑，對包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號進行時分雙向切換收發，該數字影像信號多路復用傳輸裝置的特徵在於， 在上述傳輸路徑的兩側的末端具有切換時分多路復用的模擬切換器的NMOS總線開關1C，在接收側具有波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，將上述模擬切換器的NMOS總線開關IC的電源電壓的正電源Vcc設為+2.9V以上，並將正電源Vcc和負電源Vee之間的差Vab設為4.5V以上5.5V以下， 或者，在上述傳輸路徑的兩側的末端具有切換時分多路復用的模擬切換器的5V低電容總線開關1C，在接收側具有 波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，將上述模擬切換器的5V低電容總線開關IC的電源電壓的正電源Vcc設為+2.5V以上，並將正電源Vcc和負電源Vee之間的差Vab設為4.5V以上5.5V以下， 針對上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz，具備以下至少一個單元: 對因上述模擬切換器的導通電阻造成的末端電阻的增加進行修正的單元； 對因上述模擬切換器的導通電阻的變化造成的末端電阻的偏差所引起的信號波形的失真進行修正的單元。
3.根據權利要求2所述的影像信號多路復用傳輸裝置，其特徵在於， 具有以下的至少一個: 為使上述包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號的上述模擬切換器的總線開關IC的導通電阻的變化為上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz的約1/100以下，設定了上述模擬切換器的總線開關IC的電源電壓的正電源Vcc的上述模擬切換器的總線開關IC ； 從上述傳輸路徑的特性阻抗電阻Rz中減去上述模擬切換器的導通電阻的平均值Rd所得的電阻值Rz - Rd的末端電阻； 上述模擬切換器的接收側的上述模擬切換器的導通電阻低的對信號波形極性進行壓縮的接地的肖特基勢壘二極體與電阻的串聯連接。
4.根據權利要求1~3的任意一項所述的影像信號多路復用傳輸裝置，其特徵在於，具有:放大器，其在接收側的波形均衡器或包含波形均衡器的接收器之前對上述數位訊號的波形進行放大；以及 組抗體，其表示為與對上述數位訊號的波形進行放大的放大器的電路特性電阻相比，上述數位訊號的波形的時鐘基波頻率的阻抗低，上述數位訊號的波形的時鐘高次諧波頻率的阻抗高的電感、電容器以及電阻的並聯連接的電路與電阻串聯連接後的電路的近似的等價電路， 進行以下至少一方: 使向上述波形均衡器或包含波形均衡器的接收器輸入的、上述數位訊號的波形的時鐘基波頻率以下的低頻成分衰減，增強上述數位訊號的波形的時鐘高次諧波成分，通過肖特基勢壘二極體和電阻在上述模擬切換器中對負方向的信號振幅進行壓縮； 或者，關於上述模擬切換器的5V低電容總線開關IC的電源電壓，在正電源Vcc約為3.2V時將負電源Vee設為正電源Vcc和負電源Vee之間的差Vab在4.5V以上5.5V以下。
5.根據權利要求4所述的影像信號多路復用傳輸裝置，其特徵在於， 具有:放大器，其在發送側的上述模擬切換器之前對上述數位訊號的波形進行放大；以及 上述阻抗體， 使向發送側的上述模擬切換器輸入的、上述數位訊號的波形的時鐘基波頻率以下的低頻成分衰減，增強上述數位訊號的波形的時鐘高次諧波成分。
6.一種影像信號多路復用 傳輸裝置，其經由一個傳輸路徑，對包含數位化的影像信號、聲音信號、控制信號的數位訊號進行時分雙向切換收發，該數字影像信號多路復用傳輸裝置的特徵在於， 在上述傳輸路徑的兩側的末端具有切換時分多路復用的模擬切換器的總線開關1C，在接收側具有波形均衡器或包含波形均衡器的接收器，針對上述傳輸路徑的上述傳輸路徑的特性阻抗電阻， 具備以下至少一個單元: 對因上述模擬切換器的總線開關IC的導通電阻造成的末端電阻的增加進行修正的單元; 對因上述模擬切換器的總線開關IC的導通電阻的變化造成的末端電阻的偏差所引起的信號波形的失真進行修正的單元。
7.一種攝像裝置，其特徵在於， 具備:具有攝像元件、影像信號處理部、CPU的攝像部； 權利要求1至5的任意一項所述的傳輸裝置的影像信號多路復用傳輸裝置；以及 具有影像信號處理部、影像信號輸入輸出部、CPU的控制部， 對影像信號進行時分雙向多路復用傳輸。
【文檔編號】H04N5/222GK103477622SQ201280017804
【公開日】2013年12月25日 申請日期:2012年2月10日 優先權日:2011年2月17日
【發明者】鳥居忠義, 中村和彥 申請人:株式會社日立國際電氣