聯合解調碼分多址訪問信號的系統和方法

2023-12-06 11:57:26 1

專利名稱：聯合解調碼分多址訪問信號的系統和方法
技術領域：
本發明一般涉及碼分多址訪問(CDMA)通信技術在蜂窩式無線電話通信系統中的應用，特別涉及對帶有多路徑時間擴散的多個CDMA信號進行聯合解調的接收機。
自從第二次世界大戰以來，CDMA或擴展頻譜的通信就已存在。其早期，主要為軍事應用。然而，當前對於使用商用擴展頻譜系統的興趣正在增長。例如，有數字蜂窩式無線電、陸上移動無線電、室內及室外個人通信網等。
美國及其它國家在商用蜂窩式電話業領域已有顯著邁進。其在主要大城市中的增長已遠遠超出預計，並且，超過了系統的容量。如果這種趨勢繼續下去，快速增長的影響很快就能達到甚至是最小的市場。為了滿足增加容量的需要、保持業務的高質量以及避免價格上漲，需要有革新的解決方法。
在全世界，蜂窩系統中重要的一步是從模擬傳輸改變為數字傳輸，同樣重要的是，為實現下一代蜂窩技術而選擇有效的數字傳輸方案。而且，普遍認為，採用攜帶方便，可在家裡、辦公室裡、大街上、汽車裡發出和接收通話的廉價、袖珍式無繩電話的第一代個人通信網(PCN)，將由使用下一代數字蜂窩系統基礎設施的蜂窩載波提供。這種新系統中所想要的一個重要特點是增大了的話務容量。
當前，採用頻分多址訪問(FDMA)和時分多址訪問(TDMA)的方法來實現信道接入。在FDMA中，通信信道是單個的射頻頻帶，信號發射功率集中於該射頻頻帶內。利用只通過在特定頻帶內信號能量的帶通濾波器來限制相鄰頻道的幹擾。這樣，對每一個信道指配一個不同的頻率，系統的容量受限於可用頻率的個數和對信道復用所加的限制。
在TDMA系統中，信道包括同一頻率的、周期性時間間隔串的時隙。時隙的每一個周期稱為一幀。把已知信號的能量限制在這些時隙中的一個內。利用定時門、或者利用只在適當時間通過所接收信號能量的其它同步元件來限制相鄰信道的幹擾。這樣，對每一個信道指配一個不同的時隙，系統的容量受限於可用時隙的個數和對信道復用所加的限制。
利用FDMA或TDMA系統、或者FDMA/TDMA混合系統的目的是，保證兩種可能的幹擾不在同一時間佔據同一頻率。相反地，碼分多址訪問(CDMA)容許信號在時間和頻率上重疊。這樣，全部CDMA信號在頻域或者時域內共享同一頻譜，CDMA信號看來好像彼此重疊在一起。
CDMA通信技術有一些優點。由於寬頻帶CDMA系統具有諸如改善了的編碼增益/調製密度、語音有效選通、分區、在每一個蜂窩內同一頻譜的復用等特點，設計由CDMA構成的蜂窩式系統時，可使容量限制高達現有模擬技術的20倍。高比特率的解碼器保證CDMA的語音傳輸質量優越、逼真。CDMA還提供可變的數據速率，這容許提供許多不同等級的聲音質量。CDMA的加擾信號格式消除了串話，並使偷聽和跟蹤通話很難、很昂貴，這為通話人保證了較高的保密性，並對無線電假信號有較高的抗擾性。
在CDMA系統中，利用擴展頻譜技術發射每一個信號。在原理上，把要發射的信息數據流加到比特率高得多、稱為符號差序列(signature sequence)的數據流上。符號差序列數據一般為二進位的，提供比特流。有一種產生符號差序列的方法是，利用偽噪聲(PN)過程，這種過程看來是隨機的，但是，利用合法的接收機可以重現。使信息數據流與高比特率的符號差序列流相乘，把這兩種比特流組合起來，假定用+1或-1來表示這兩種比特流的二進位值。較高比特率信號與較低比特率數據流的這種組合稱為信息數據流信號的擴展。對每一個信息數據流或信號分配唯一的符號差序列。
用多個擴展信息信號例如通過雙相移相鍵控(BPSK)調製射頻載波，在接收機端，將它作為一個複合信號進行聯合接收。在頻率和時間方面，每一個擴展信號都重疊在其它全部擴展信號及相關噪聲信號上。如果接收機是合法的，則複合信號與那些唯一的符號差序列之一相關，可把相應的信息信號分離出來和去擴展。如果採用正交相位移相鍵控(QPSK)調製，則符號差序列可能包括複數(具有實部和虛部)，實部和虛部用來調製頻率相同、相位差90°的兩個載波。
傳統上，利用一個符號差序列表示一個比特的信息。接收該發射序列或其補碼可指示出該信息比特是+1還是-1，有時表示為「0」或「1」。符號差序列通常包括N比特，每一比特稱為一「片」。整個N片序列(或其補碼)稱為發射符號。傳統接收機使接收信號與已知符號差序列的複數共軛值相關，產生出相關值。僅計算該相關值的實部。當形成大的正相關值時，檢出「0」；當形成大的負相關值對，檢出「1」。
上面提到的「信息比特」也可以是已編碼的比特，此處所用的碼是塊或卷積碼。還有，符號差序列可以比單個發射符號長得多，在這種情況下，利用符號差序列的子序列來擴展信息比特。
在很多無線電通信系統中，接收信號包括兩個分量I(同相)分量及Q(正交)分量。出現的原因是，由於發射信號有兩個分量(例如，QPSK)；和/或，幹預信道或缺少相干載波基準會致使發射信號分成I分量和Q分量。在利用數位訊號處理的典型接收機中，對接收的I和Q分量信號取樣，並對其每一個至少存儲Tc秒，此處，Tc為片的持續時間。
在移動通信系統中，在兩個位置之間所發射的信號一般會受到例如因大樓或近處的山的反射所引起回波失真或多路徑時間擴散的損害。當信號不止沿著一條路徑、而是沿著很多條路徑進入接收機，以致接收到具有不同並且隨機變化的延時和幅度的很多回波時，出現多路徑擴散。這樣，當CDMA系統存在著多路徑時間擴散時，接收機接收到多種形式的發射符號的複合信號，該多種形式已沿具有相對延時小於一個符號周期的不同路徑(稱為「射線」)傳播。每一條可區別的「射線」具有某一相對的到達時間mTc秒和N個I、Q片取樣的跨距，因為每一個信號圖像是一個N片序列。一般是使m＝o，這相應於到達最早的信號射線。還有，每一條射線具有某一幅度和相位，這由複數信道係數c(m)來表示。
由於多徑時間擴散，相關器輸出n個小尖峰脈衝而不是一個大尖峰脈衝。為了檢出發射符號(和恢復該信息比特)，把接收的尖峰組合起來。這一般是利用RAKE(搜集)接收機來進行，這種接收機的命名是因其把全部多路徑分量「搜集」到一起。
RAKE接收機的一般形式示於

圖1。在射頻接收機100中，通過例如把接收的無線電信號與餘弦波及正弦波混合和再把該信號濾波的方法，將其解調。對所形成的I、Q信號取樣、量化、產生可視為複數樣本的I、Q片樣本，該複數樣本的實部為I樣本、虛部為Q樣本。使這種複數樣本串行地通過相關器101，相關器101使接收的複數樣本與已知符號差序列的共軛值相關，產生複數相關序列。
選通函數103確定把哪些相關值用於檢測。該選通函數103在定時控制器102所確定的那些瞬間使相關值通入半複數乘法器(HCM)104。上述那些瞬間對每個發射符號的每條射線出現一次，選通函數103在這些瞬間使相關值傳送入半複數乘法器104，該半複數乘法器104使複數相關值與適當的RAKE分支係數相乘，只計算乘積的實部。RAKE的分支係數是信道跟蹤器105提供的信道分支估算值的共軛值，該信道跟蹤器105利用來自相關器101的相關值來估算信道分支的位置(m值)和係數(c(m)值)，累加器106把HCM的輸出累加起來，把最後的和傳送到門限器件107上，對每一個發射符號傳送一次。如果輸入大於門限值，門限器件107則檢出二進位「0」；如果輸入小於門限值，則檢出二進位「1」。該門限值一般為零。
傳統相關器101的詳細操作示於圖2。把來自射頻接收機的複數片樣本傳送到內部帶抽頭的延時線200上。還有一個帶抽頭的緩衝器201，它存儲已知的符號差序列或其複數共軛值。使每一個饋入帶抽頭延時線200的片樣本與該符號差序列的共軛值相關。複數乘法器202把接收的樣本與共軛的符號差序列相乘。把形成的複數積在複數加法器203中相加。把形成的相關值傳送到選通函數103上，如圖1所示。
假定滿足幾個條件，則傳統的RAKE接收機也能給出良好的性能。第一個條件是，符號差序列的自相關函數是理想的，其中，符號差序列與其本身的移位不相關。如果不是這樣，則不同射線之間會彼此幹擾，這稱為自幹擾。第二個條件是，所要的信號的符號差序列與其它CDMA信號符號差序列的各種移位形式之間的互相關值為零。如果不是這樣，則其它CDMA信號會干擾所要的CDMA信號，使性能惡化。當另一個CDMA信號的功率比所要的CDMA信號大得多時，這是一個特別嚴重的問題，稱為遠-近問題(near-far problem)。第三個條件是，一個發射符號的反射信號與下一個發射符號是重疊的，由此引起的幹擾應能忽略不計。如果不是這樣，則所發射的符號將幹擾過去和未來發射的符號，這一般稱為符號間幹擾(ISI)。
良好符號差序列組的設計理論表明，存在著阻止前兩個條件同時滿是的基本限制。因此，性能將受限於自幹擾、其它信號幹擾、以及ISI。對於在未經歷多路徑時間擴散的環境中其它信號幹擾的問題已經作了研究。這稱為無多路徑的聯合解調。注意到例如已有IEEETrans.Info.Theory vol.IT-32，PP.85-96，S.Verdù的《異步高斯多址訪問信道中差錯的最小概率》；IEEE Trans.Inform.Theoryvol.35，PP.123-136，Jan.1989，R.Lupas和S.Verdù的《同步碼分多址訪問信道中線性多用戶檢波器》；以及IEEE Trans.Commun.vol.38，pp.496-508，Apr.1990，R.Lupas和S.Verdù的《異步信道中多用戶檢波器的抗遠-近性》。在這些研究中，提出了兩種用於聯合解調多CDMA信號的方法。
稱為最大似然序列估算(無多路徑)的第一種方法確定不帶有多路徑時間擴散的多個CDMA信號最可能的發射信息比特組。這示於圖3。正如在RAKE接收機中那樣，射頻接收機300接收多個CDMA無線電信號，把這些無線電信號濾波、下變頻到I、Q基帶波形，把I、Q基帶波形取樣、量化，產生複數接收數據值。把這些複數接收數據值傳送到多個相關器301上，其中，每一個相關器與一個特定的符號差序列相關。然而，因為假定信道沒有多路徑時間擴散，所以，每一個發射符號僅保持一個相關值。定時控制器302確定被選定的、用於解調的那一個相關值，定時控制器302發信號通知選通函數303在每一個發射符號的周期內每次通過一個值。因為不同的CDMA信號在時間上不可能對齊(即，是異步的)，所以，各選通門未必在同一瞬間關閉。使這些相關值傳送入判定算法器304，判定算法器304利用該信息判定每一個CDMA信道的發射比特序列。所用的算法為確定最可能信息比特序列的Viterbi算法。然而，應該注意到，這種接收機並不考慮多條信號射線，因為在每一個發射符號的周期內僅有一個相關值從選通函數通過；而且，這種接收機也不跟蹤信道係數。
稱為去相關接收機的第二種方法對不同CDMA信號進行去相關，使這些信號彼此不再幹擾。這種方法遵循圖3所示的同一種方法。在第一種方法與第二種方法之間唯一的區別在於所用的判定算法，這種判定算法示於圖4。把來自選通函數(圖3中，方框303)的相關值存儲在緩衝器400中。當該緩衝器充滿時，把這組相關值視為那些值的矢量。在矩陣乘法器401中，把該矢量乘以去相關矩陣。用於這一乘法的矩陣包括符號差序列的互相關值。該矩陣與該矢量之積為已去相關的檢測統計值的矢量，每一個CDMA信號有一個矢量，這些矢量被饋入門限器件402中。這些門限器件產生檢出的信息比特值。
這兩種方法並未考慮多路徑時間擴散的問題。這樣，它們給出的是無多路徑時間擴散時CDMA信號聯合解調的方法。
近來，Wijayasuriya等人提出了一種預計用於多路徑時間擴散的去相關接收機。參見Proc.Globecom′92 Orlando，FL，pp.1331-1338，Dec.1992，S.S.H.Wijayasuriya，G.H.Norton和J.P.McGeehan的《DS-CDMA系統中多用戶檢測器的抗遠-近滑動窗口去相關算法》；Electronics Letters，vol.29，no.4，pp.395-396，18，February 1993，S.S.Wijayasuriya、J.P.McGeehan和G.H.Norton的《DS-CDMA移動無線電網絡的搜集式去相關接收機》；以及43rd IEEE Vehicular Technology Conference，Secaucus，NJ，pp.368-371，May 18-20，1993，S.S.H.Wijayasuriya、J.P.McGeehan和G.H.Norton的《作為DS-CDMA移動無線電快速功率控制的替換法的RAKE去相關》。在這些論文中，把去相關用於每一個信號多條射線的去相關上。然而，這些射線是非相干地組合起來的。這樣，沒有信道估算，而且，性能限制到非相干方法的性能。
另外，Zvonar和Brady提出了用於在多路徑中聯合解調的MLSE接收機和去相關接收機，關於MLSE接收機，見Twenty-sixth AnnualConf.on Information Sciences and Systems，PrincetonUniversity，March 1992，Z.Zvonar和D.Brady的《異步多址訪問多路徑瑞利衰落中的最佳檢測》。在這種接收機中，計算了在不同射線到達的瞬間與全符號差序列的相關值。把這些相關值以RAKE方式組合起來，給每一個用戶一個已組合的信號，然後，使這些信號傳送到判定算法中。這種方法的缺點在於，已組合的信號取決於未來和過去發射的符號，從而增加了判定算法的複雜性。
關於去相關接收機，見Milcom′92，San Diego，CA，Oct.11-14，1992，Z.Zvonar和D.Brady的《異步CDMA頻率選擇性信道的相干和差分相干多用戶檢測器》；Communication Theory Mini-Conference，Orlando，FL，Dec.6-9，1992，Z.Zvonar和D.Brady的《同步CDMA頻率選擇性瑞利衰落信道的次優多用戶檢測器》。在第一篇論文中，假定用一個「無限視界」檢測器，其後引出矩陣FIR濾波器，其後跟隨一系列IIR濾波器，從而實現去相關。這種實現方法有兩個缺點1)這種濾波是非因果關係的，因此，需要未來的數據值，2)確定濾波器係數所需的工作量非常大，因為需要矩陣求逆。在第二篇論文中，只考慮了同步的信號，符號間幹擾被忽略，而且，去相關是作為矩陣求逆而實現的。其缺點是，未考慮異步的信號，也未考慮符號間幹擾。還有，矩陣求逆的成本可能很高，特別是當信道隨時間變化時。最後，這兩篇文章都沒有把信道的影響(可能隨時間而變化)與符號差序列相關性的影響(當信號停止或者新信號開始時，它才變化)分開。
這樣，隨著無線電通信要求的增長，提高了使無線通信系統性能和容量最佳化的要求。CDMA技術可使系統容量加大。為了在移動無線電環境中使CDMA的容量為最大，必須以有效的方法使其它信號的幹擾、自幹擾、以及ISI最小。現有的方法未能考慮全部這些問題。
本發明的一個目的是以有效的方法解調在多路徑時間擴散環境中的多個CDMA信號，在被稱為在多路徑中MLSE聯合解調的、本發明第一示範性實施例中，根據對多個CDMA信號和所述信號回波的接收確定最可能發射的比特序列。在被稱為在多路徑中去相關解調的第二示範性實施例中，對多條CDMA信號射線去相關，以確定發射的比特序列。在被稱為在多路徑中偽MLSE聯合觖調的第三示範性實施例中，把MLSE方法用於接收信號與多個CDMA信號的相關值上。全部這三個示範性實施例可適於不排斥ISI的第一信號解調或者多信號解調。
不像在一個瞬間處理一個CDMA信號的傳統RAKE接收機那樣，根據本發明的示範性實施例可以把多個CDMA信號聯合解調。還有，利用CDMA信號自相關函數的知識來改善性能，並且，考慮了一個發射符號與下一個發射符號的重疊。
不像無多路徑時的聯合解調那樣，本發明示範性實施例利用多路徑信道所引起的多信號圖像的優點。而且，本發明的示範性實施例利用信號自相關函數和在各種移位下信號互相關值的知識。
對於那些熟悉這種技術的人來說，從下列描述可以很快了解本發明的這些和其它目的、特點、優點，結合附圖一起閱讀，其中圖1為說明傳統RAKE接收機的方框圖；圖2為更詳細地描述圖1中相關器的方框圖；圖3說明聯合解調CDMA信號的傳統系統；圖4為說明去相關接收機中的傳統判定算法的方框圖；圖5示出用來說明本發明的示範性接收信號；圖6為根據本發明採用在多路徑中MLSE聯合解調的示範性接收機方框圖圖7為示範性的可編程序部分相關器的方框圖；圖8為根據另一示範性實施例，忽略了ISI、具有在多路徑中MLSE聯合解調的接收機方框圖；圖9為說明本發明在多路徑時間擴散中去相關解調的示範性實施例的方框圖；圖10為說明在多路徑中去相關的流程圖；以及圖11為根據本發明採用在多路徑擴散中偽MLSE解調的示範性接收機方框圖。
為了提供對本發明的充分了解，在下列描述中，不是為了限制而是為了說明之目的，陳述了示範性實施例中諸如特殊電路、電路元件、技術等方面的特定細節。然而，對熟悉這種技術的人來說，顯然脫離這些特定細節的其他實施例也可以實現本發明。在其它情況下，省略對周知方法、器件、電路的詳細描述，以及不致因描述不必要的細節而擾亂對本發明的描述。而且，雖然下列描述是關於包括可攜式或移動式無線電話和/或個人通信網絡蜂窩式通信系統的，但是，對於那些熟悉這種技術的人來說，應該了解，本發明也可用於其它通信應用。
本發明除了可用於出現在接收機上的多個或單一CDMA信號以外，還可用於出現在接收機上CDMA信號的特定子集上。例如，本發明可用於兩個信號的聯合解調，其中，一個為所需的發射信號、另一個為導引信號。另一方面，可以對所需信號和多個導引信號聯合解調，其中，只要求某些導引信號用來幫助解調所要的信號。
本發明的第一示範性實施例在這裡稱為在多路徑中的MLSE聯合解調。根據這一示範性實施例，對多個CDMA信號確定最可能的信息符號序列。基本原理如下。假定，從過去的解調步驟中，對於每一個CDMA信號的每一條射線，可以得到信道分支係數的知識。於是，對於一組特定的假設信息符號值，就可以構成一個假設的接收信號。實際接收的信號與假設的接收信號之差為剩餘信號，當假設得正確時，該剩餘信號就是噪聲信號。在假設中，如果對接收信號預計得最好，則使該剩餘信號中的能量為最小。這樣，這個方法就是求出使剩餘信號中能量為最小的那一組信息符號序列。
這可用數學形式嚴格地表達出來。假定，有多個CDMA信號Xi，此處，j為信號指數。假定，每一個信號通過一個基帶等效的信道，其脈衝響應hi(t)由下式給出hi(t)=mci(m)(t-mTc)]]>此處，Tc為片周期，Ci(m)為信道分支係數，δ(t)為狄拉克δ函數，當t＝0時，該δ函數不為零。信道分支係數可以包括發射機和接收濾波操作的影響。採用例如New YorkMcGraw-Hill，1989，J.G.Proakis的《數字通信》(第二版)中所述複數基帶的信道模型，Ci(m)值為複數。每一片取樣一次的接收信號由下式給出R(k)=inbi(n)mci(m)xi(k-m-nN)+n(k)]]>此處，n(k)表示噪聲序列；bi(n)表示信號i的信息符號序列；且Xi(k)表示信號i的符號差序列，即當k＝0……N-1時，Xi(k)不為零，此處，N為該序列的長度。信息符號可以是二進位的(±1)，四進位的(±1、±j)，或者具有其它某種多狀態形式。還有，可以利用差分調製根據從一個符號周期到下一個符號周期時信息符號怎樣變化把該信息存儲起來。
假定接收機具的符號差序列Xi(k)的知識，並能估算信道分支係數Ci(m)。令bi，n(n)表示信號i的假設信息數據序列。對於一組特定的假設信息數據序列，Bh＝{bo，h(n)，b1，h(n)，……}，假設的接收信號由下式給出Rh(k)=inbi,h(n)mci(m)xi(k-m-nN)]]>剩餘信號為差信號R(k)-Rh(k)。剩餘信號中的能量由下式給出J=k|R(k)-Rh(k)|2]]>這樣，為使解調最佳化，求出使總的標準度量(standard metric)J為最小的那一組信息序列，是合乎理想的。
應該指出，信道分支值Ci(m)可以是隨時間變化的，即隨著k而緩慢地變化。這樣，嚴格地說，應該用Ci(m，k)取代Ci(m)。然而，假定這種變化相當慢，信道跟蹤算法足以跟蹤得上。
因為數據取樣是順序到達的，所以，成塊地處理接收的數據，此處，每一塊包括最早到達的信號射線的整個圖像。這樣，第n個接收的數據塊僅受一直到n、且包括n的信息比特值的序列指數的影響(指數為n+1、n+2……的比特值不影響這些數據)。這種情況的一個例子示於圖5。第一個信號，即信號0，具有帶有信道係數Co(0)的、最早到達的射線。還存在著帶有信道係數Co(2)的、延時了兩個片周期的回波。第二個信號具有分別帶有相對延時1和2以及信道係數C1(1)和C1(2)的兩條射線。最後，第三個信號具有帶有最大可能延時N-1的單一射線。如果延時增大到N，則信息比特序列的指數n將增大，因此，相對延時實際上等於零。
Viterbi算法包括對相應於在比特瞬間n-1{bo(n-1)，b1(n-1)，……}時的假設信息符號值的過去狀態進行修正，給出相應於在比特瞬間n{bo(n)，b1(n)，……}時的假設信息符號值的當前狀態。這假定了多路徑時間擴散延時的散布小於1個符號周期，這是為了說明的目的而做的假定。如果情況不是這樣，則過去的狀態將取決於比特瞬間n-2，n-3……等。
對於每一個當前的狀態，Viterbi算法考慮可能的以前的狀態。對於每一種可能性，形成一個候選的度量，該候選度量是以前狀態的累積度量加上相應於以前和當前假設狀態的δ度量。取決於度量是怎樣定義的，從而可以是最大或最小的候選度量變成為當前狀態的累積度量。還有，導致這一新累積度量的以前狀態成為該當前狀態的前趨狀態。用這種方法把當前狀態與過去狀態連接起來。在某一點上，確定了具有最佳度量的當前狀態，把前趨狀態鏈用於確定最佳假設的比特序列。
把Rh(k)的表達式代入J的表達式，給出在多路徑中MLSE聯合解調的示範性接收機的操作。如上所述，可以把這些操作分成為幾組數據塊操作。不需進一步簡化，信道分支的估算值和假設的比特值將用於在一個接收數據塊R(k)上產生假設的接收值Rh(k)。在該數據塊上估算出來J的表達式將產生一個塊或δ度量。
數據塊操作可以通過一般化的非周期相關函數來表達。序列a(k)與b(k)的標準非周期相關值由下式給出 此處，*表示複數共軛值。對於這些項中的某些項，必須把對j的求和進行截尾。對於這些項，採用一般非周期相關值 注意，標準非周期相關函數是一般相關函數的一個特定情況，此處，s＝0，且f＝N-1-|m|。
形成的塊或δ度量由下式給出 -2Re[imci*(m)[bi,h(n-1)Cr,xi(N-m)+bi,h(n)Cr,xi(-m)]]]]>+iCxi,xi(0)m|ci(m)|2]]>+2Re[impp>mci(m)ci*(p)[Cxi,xi(-(p-m))+bi,h(n-1)bi,h(n)Cxi,xi(N-(p-m))]]]]>+2Re[ijj>impci(m)cj*(p)K]]]>此處，K=bxi,h(n-1)bxj,h(n-1)Cxi,xj(m-p,N-q,N-1-|m-p|)]]>+bxi,h(n-1)bxj,h(n)Cxi,xj(-(N-(m-p)))]]>+bxi,h(n)bxj,h(n-1)Cxi,xj(N-(p-m))]]>+bxi,h(n)bxj,h(n)Cxi,xj(m-p,0,N-1-q)]]>q＝max{p，m}，且，r(k)是數據塊R(nN)to R(nN+N-1)當把δ度量加到以前累積的度量上時，下一個步驟是對每一個新狀態求出使新累積的度量為最小的假設。
通過把對所有假設通用的項忽略的方法，可以把δ度量簡化。通過把其餘度量求反，可以得到下列要使其和為最大的δ度量J′(第n塊)＝B-C此處，B=2Re[imci*(m)[bi,h(n-1)Cr,xi(N-m)+bi,h(n)Cr,xi(-m)]]]]>C=2Re[impp>mci(m)ci*(p)[bi,h(n-1)bi,h(n)Cxi,xi(N-(p-m))]]]]>+2Re[iij>impci(m)cj*(p)K]]]>此處，k已在上面給定。注意到，項B是接收數據與已知符號差序列的非周期相關函數，而項C不是該數據的函數。還有，度量並不取決於未來的信息符號值，例如bi，h(n+1)。這就有減小複雜性的優點，因為在Viterbi算法中的狀態個數減少了。
一種根據上述操作的示範性接收機示於圖6。射頻接收機600接收多個在多路徑中的CDMA信號。該接收機把複合信號濾波，並且，利用例如餘弦和正弦函數將其下變頻到基帶，給出複數取樣數據。接收信號的數位化例如可採用對數-極坐標的信號處理來完成，這種處理在這裡引為參考，頒發給Paul W.Dent，標題為《對數-極坐標信號處理》的第5048059號美國專利中作了描述。把這些數據樣本傳送到多個可編程序部分相關器(PPC)601上，該可編程序部分相關器601計算數據與符號差序列的非周期相關值。每一個PPC與不同的符號差序列相關。對於相對於最早到達射線的每一個延時m，PPC計算兩個非周期相關值Cr，xi(N-m)和Cr，xi(-m)。定時控制器602控制PPC內的數據分塊(到PPC的控制線圖上未示出)。
選通函數603確定每一次移位使多個非周期相關值中的哪兩個傳送入半複數乘法器(HCM)604，該半複數乘法器604計算複數相關值與由信道跟蹤器605提供的複數信道分支估算值的共軛值之複數積的實部。然後，使這些實數積送入Viterbi處理器606，該Viterbi處理器606利用這種信息計算對各種假設的δ度量，並確定新狀態的累積度量。定時控制器602控制選通函數603。信道跟蹤器605接收來自PPC601的相關值，並接收來自定時控制器602的定時信息，這容許該信道跟蹤器605跟蹤隨時間變化的信道。
Viterbi處理器606還利用各種信號的非周期自相關函數和互相關函數的知識。Viterbi處理器606最終提供全部CDMA信號的信息符號序列的估算值。如熟悉這種技術的人們所周知的那樣從Viterbi處理器還能如何提取軟信息。軟信息指的是，傳送到例如卷積解碼器上的數值不是±1而是±a(n)，對於具有較大置信度的值，±a(n)將變成為較大的值。這種軟信息可用於改善解碼器的性能。軟信息的計算可能需要計算接收數據塊中的能量，並且，使其數值送入Viterbi處理器。
可編程序部分相關器(PPC)的一種示範性實現方案示於圖7。把來自射頻接收機的複數片樣本傳送到兩個內部帶抽頭的緩衝器700之一上。定時器(圖6中的602)向數據開關707發信號來控制在兩條帶抽頭的延時線中填充哪一條。用這種方法，在處理一個數據塊的同時，饋入下一個數據塊。多路轉換開關702使來自被填充滿了的(即，即將被處理的)內部帶抽頭的緩衝器的數值通過。還有一個帶抽頭的環形移位寄存器701，該環形移位寄存器701存儲已知的符號差序列或其複數共軛值。
一旦得到了一個塊，即，帶抽頭的緩衝器之一被填充滿了，就可以計算非周期相關值了。非周期相關值是成對計算的，對於環形移位寄存器701每一次移位，為一對。對於每次移位，即0、1、2，等等，多路轉換開關702提供片樣本，利用複數乘法器(CM)703把片樣本乘以環形移位寄存器701的值。對於移位m，把最左的m個乘積傳送到第一加法器704上，第一加法器704把這些乘積相加，產生非周期相關值Cr，xi(N-m)。把其餘的乘積傳送到第二加法器705上，第二加法器705把這些乘積相加，產生Cr，xi(-m)。開關706控制關於把哪些乘積傳送到哪個加法器上的判定。把部分或非周期相關值傳送到選通函數603上，如圖6所示。一旦計算出這兩個部分相關值，環形移位寄存器701就右移一位，計算這時的部分相關值。以上描述簡單地提供了一個可以怎樣實現PPC功能的例子。熟悉這種技術的人們很快將意識到可以用其它方法來實現。
熟悉這種技術的人們還將意識到，有一些信道跟蹤方法可用於信道跟蹤器605上，然而，為了完整起見，這裡給出一個例子。僅僅為了信道跟蹤之用，在Viterbi方法中，可以把更新的判定延時(updd)用於判定在n′＝n-updd瞬間過去的某些發射符號值。利用這些判定值，可以構成誤差信號(該誤差信號簡單地是接收數據與該判定符號值之差)，並能預測估算的信道分支係數。標準自適應濾波器可以利用這種誤差信號來改善對信道分支係數的估算。如果需要，可以利用一種預測結構來克服由更新的判定延時而引入的延時。
對於熟悉這種技術的人們來說，顯然，通過忽略或近似上述某些計算，可以得到不太複雜但某種性能有所惡化的接收機。下面考慮兩種這樣的近似。
在第一種示範性近似中，忽略了引起ISI的相鄰符號的影響。如果相對於序列長度N來說延時m較小，則這是一種相當精確的近似。在這種情況下，不是對每一條射線計算兩個部分相關值；而是對每一條射線接收機計算數據與符號差序列的一個全相關值，這正如例如在傳統RAKE接收機中所作的那樣。然而，不像傳統RAKE接收機那樣，而是把多個CDMA信號聯合解調，並且利用符號差序列的自相關函數和互相關函數。
結果，成本函數J變成為 +iCxi,xi(0)m|ci(m)|2]]>+2Re[impp>mci(m)ci*(p)Cxi,xi(m-p)]]]>+ijj>ibi,h(n)bj,h(n)2Re[mpci(m)cj*(p)Cxi,xj(m-p)]]]>此處，r(k)現在是數據塊R(nN)～R(nN+N+d-1)，且，d等於相對於最早到達射線的最大回波延時。
另一方面，把對所有假設通用的項加以忽略、並且，把其餘的度量求反，就給出下列要使其和為最大的度量
J′(第n塊)＝B-C此處，B=ibi,h(n)Re[mci*(m)Cr,xi(-m,0,N-1)]]]>C=ijj>ibi,h(n)bj,h(n)Re[mpci(m)cj*(p)Cxi,xj(m-p)]]]>注意到，項B是所接收的數據與已知符號差序列的相關函數，而項C不是該數據的函數。還有，該度量並不是假設的過去信息比特值的函數。這樣，不需要Viterbi算法了。相反地，對於符號瞬間n的多個信號，考慮這組信息符號值的全部假設，並且，確定使J′度量為最大的那一組符號值。
一種根據這些原理操作的示範性接收機示於圖8。射頻接收機800接收多個在多 路徑中的CDMA信號。該接收機把複合信號濾波，並且，利用例如餘弦函數和正弦函數將其下變頻到基帶，給出複數取樣數據。把這些數據樣本傳送到多個相關器801上，該相關器801計算數據與符號差序列的相關值。每一個相關器與一個不同的符號差序列相關。
定時控制器802指示選通函數803要處理哪些相關值。對於每一個CDMA信號，對每一條信號射線處理一個相關值。選通函數803使相關值傳送入半複數乘法器(HCM)804，該半複數乘法器804計算相關值與由信道跟蹤器805提供的信道估算值之積的實部。然後，使這些實數積送入度量處理器806，該度量處理器806利用這種信息計算對各種信息符號假設的度量。
信道跟蹤器805接收來自定時控制器802的定時信息和來自度量處理器806的已檢出的符號信息。這容許跟蹤器跟蹤隨時間變化的信道。
度量處理器806還利用各種信號的非周期自相關函數和互相關函數的知識。度量處理器806最終提供全部CDMA信號信息符號序列的估算值。對於熟悉這種技術的人們來說，將周知還能怎樣從度量處理器提取軟信息。軟信息的計算可能需要計算接收數據塊中的能量，並且，使其數值送入度量處理器。
另一個示範性實施例作了簡化，其中，只解調一個CDMA信號，即所要的信號。這是單一的信號解調器，但是，考慮了該信號的自相關函數和ISI的影響，而在傳統RAKE接收機中，情況就不是這樣。如前所述，利用Viterbi算法求出最可能的發射符號序列。
因為只考慮一個信號，所以，省略下標i。於是，一般度量變成為J(block n)=k|r(k)|2-2Re[mc*(m)[bh(n-1)Cr,x(N-m)+bh(n)Cr,x(-m)]]]]>+Cx,x(0)m|c(m)|2]]>+2Re[mpp>mc(m)c*(p)[Cx,x(-(p-m))+bh(n-1)bh(n)Cx,x(N-(p-m))]]]]>此處，r(k)現在是數據塊R(nN)～R(nN+N-1)。當把δ度量加到以前累積的度量上時，目標是使相加的度量為最小。
另一方面，把對所有假設公用的項加以忽略、並且，把其餘的度量求反，得到下列要使其和為最大的度量
J′(第n塊)＝B-C此處B=2Re[mc*(m)[bh(n-1)Cr,x(N-m)+bh(n)Cr,x(-m)]]]]>C=2Re[mpp>mc(m)c*(p)[bh(n-1)bh(n)Cx,x(N-(p-m))]]]]>注意到，項B是接收數據與已知符號差序列的非周期相關值，而項C不是該數據的函數。
所形成的接收機(未示出)類似於圖6所示的。例如，在這裡，不是多個信號鏈，而是有一個包括單個PPC 601、單個選通函數603以及兩個HCM 604的信號鏈。
根據本發明的、在這裡稱為在多路徑中去相關解調的第三個示範性實施例，對多個CDMA信號確定新的信道分支值和信息符號值，這些值精確地預測接收信號與符號差序列共軛值的相關值。其基本方法是，依據已知數(自相關值和互相關值)、實測值(接收數據與符號差序列的相關值)、未知數(信息符號值和新的信道分支係數)寫出一組方程式。然後，解這組方程式，確定新的信道分支係數和檢出的信息符號值。
開始時，測量接收數據各個部分與已知符號差序列共軛值的相關值。像RAKE接收機那樣，對信號射線確已到達的那部分數據，執行相關值測量。這一實測的相關值以Qr，xp(d)表示，其定義為Qr,xi(d)=k=0N-1R(d+k)xi*(k)]]>對於給定的比特周期no、給定的信號p、給定的具有延時mo的射線，計算相關值Qr，xp(noN+mo)，以便對信號p收集射線mo在比特持續期間no內的能量。
假定接收信息包括多個信號，每一個信號具有多條射線。雖然這些信號是在存在著噪聲的情況下接收的，但是，去相關接收機並未把噪聲模型化。這樣，示範性方法是基於對其已模型化的接收數據序列，即R(k)=inbi(n)mci(m)xi(k-m-nN)]]>此處，bi(n)是第i個信號的第n個信息符號，Ci(m)是第i個信號的第m條射線或者信道分支係數，Xi(k)是第i個信號的符號差序列。
利用接收信號的這一表達式，可以使測量值Qr，xp(noN+mo)與比特值、信道分支係數、非周期相關值相關。這就給出Qr,xp(n0N+m0)=inmCxi,xp(m-m0+(n-n0)N)[bi(n)ci(m)]]]>這提供了一個使已知測量值和已知非周期相關值與括號內未知數相關的方程式。
這樣，在原理上，對於給定的比特周期no，在不同射線到達的瞬間mo時，可以使接收數據與不同的符號差序列Xp(k)相關。這導致一組可用來解出未知數的方程式，該未知數表示為Yi(n，m)，它應該是乘積bi(n)Ci(m)的估算值。因為從一個符號到另一符號時，信道分支並無很大變化，所以，把以前的或預測的信道分支值與Yi(n，m)所作的 比較應該指出信息符號值。可以按照像RAKE那樣的方式把來自多信道分支的結果組合起來，給出檢出的統計值zi(n)=myi(n,m)ci*(m)pred]]>可以利用它形成檢出值bi(n)det。例如，如果信息符號是二進位的，則bi(n)det＝sgn(Re{zi(n)})如果採用差分調製，即可形成下列差分檢出統計值zi＝zi(n)zi*(n-1)然而，不像傳統RAKE接收機那樣，首先需要求出Yi(n，m)項的去相關過程。
因為當移位大於N-1或小於-(N-1)時，射線到達時間的差m-mo在[-(N-1)，N-1]的範圍內，且非周期相關值為零，所以，可以把對於n求和限制到no-1，no，no+1的範圍內。從本質上講，實測的相關值僅是當前、以前、和下一個發射符號的函數。這給出Qr,xp(n0N+m0)=in=n0-1n0+1mCxi,xp(m-m0+(n-n0)N)yi(n,m)]]>因為這個方程式包括以前、當前、下一個符號值，並且處理是按時間順序進行的，所以絕沒有足夠的方程式來解括號內的項。換句話說，方程式全都與過去的方程、未來的方程聯立。然而，有一些求近似解的方法，例如在Proc.Globecom』92，Orlando，FL，pp.1331-1338，Dec.1992，S.S.H.Wijyasuriya、G.H.Norton和J.P.McGeehan的《DS-CDMA系統中多用戶檢測器的抗遠近滑動窗口去相關算法》中所討論的那些方法。
一種根據上述操作的示範性接收機示於圖9。射頻接收機900接收多個CDMA無線電信號，把這些無線電信號濾波、下變頻到I、Q基帶波形，把I、Q基帶波形取樣、量化，產生複數接收數據值。把這些複數接收數據值傳送到多個相關器901上，其中，每一個相關器與一個特定的符號差序列相關。假定信道有多路徑時間擴散，因此，每一個發射符號保持多個相關值。定時控制器902確定被選定的、用於解調的那些相關值，定時控制器902發信號通知選通函數903，以便在每一個發射符號的周期內、對每一條信號射線而言，一次通過一個值。因為不同的CDMA信號在時間上不可能對齊 (即，是異步的)，所以，各選通門未必在同一瞬間關閉。將這些相關值送入判定算法器904，判定算法器904利用該信息判定每一個CDMA信道的發射符號序列。信道跟蹤器905接收來自每一個相關器901的多個相關值，信道跟蹤器905利用這些相關值估算和跟蹤信號射線的位置與信道分支係數值。
這種示範性接收機有幾個優點。第一，它利用信道分支的知識進行去相關射線的相干組合。第二，它不需要非因果關係的濾波。第三，它允許用於異步信號和考慮了符號間幹擾。最後，去相關步驟利用信號的互相關特性，而射線組合步驟利用信道特性。這樣，這兩種特性保持獨立，容許二者彼此獨立地進行自適應。
一種可利用判定器904執行的示範性方法示於圖10。在方框1000，接收來自選通函數903的相關值，並將其存儲起來。然後，當得到個數足夠的相關值時，對某一比特周期n，解這個方程組，在方框1002中，給出Yi(n，m)。利用從信道跟蹤器905接收的信道分支係數的知識，在方框1004中對全部i值(即，對全部信號)檢出符號bi(n)。這意味著，在方框1006中確定了新的信道分支係數的測量值，並且將其饋入信道跟蹤器905。
熟悉這種技術的人們將意識到，有一些信道跟蹤方法可用於信道跟蹤器905上，然而，為了完整起見，這裡給出一個例子。在判定器中，解出量Yi(n，m)。一旦確定了符號值bi(n)(bi(n)可能需要某一判定延時)，則信道分支Ci(m)的新估算值由Yi(n，m)/bi(n)給出。如果假定數值bi(n)為二進位的，就可以用乘法來取代除法。這樣，為了把新估算值與以前的估算值加以平均，可以利用簡單的指數平滑濾波器。
可以把噪聲加白技術(noise whitening techniques)用於與特定信號有關的、已去相關的射線值上。在這裡引為參考的、Communication Theory-Mini-Conference，Orlando，FL，Dec.6-9，1992，Z.Zvonar和D.Brady的《同步CDMA頻率選擇瑞利衰落信道的次優多用戶檢波器》中討論了用於噪聲加白的方法。這樣，在進行組合處理以前，可以使與特定i(即，特定的用戶)和特定n(即，特定的符號周期)有關的量Yi(n，m)在判定器904中通過噪聲加白處理，因此，對該組合處理要加以修改。
還有，可以把最小均方估算(MMSE)技術用於可能的增強去相關過程中。在IEEE Journal on Selected Areas in Communications，vol.8，pp. 683-690，May 1990，Z.Xie、R.T.Short和C.K.Rushforth的《相干多用戶通信中的次優檢波器系列》中給出了無多路徑時間擴散時MMSE技術的一個例子。有多路徑時間擴散時，通過把正比於噪聲功率的值加到Cxi，xp(m-mo+(n-no)N)(對此，m＝mo，n＝no，i＝p)項上，即，通過把一個值加到每一個方程式的相關項之一上，仍可使用這種技術。這裡假定，噪聲是具有平坦頻譜的白噪聲。如果情況不是這樣，為了考慮噪聲是相關的，可以把一些數值加到其它項上。
以與類似於第一示範性實施例所討論的情況，對於熟悉這種技術的人們來說，顯然，通過忽略或近似上述某些計算，可以得到不太複雜但某種性能有所惡化的接收機。下面考慮三種這樣的近似。
另一方面，在某些情況下，引起ISI的相鄰符號的影響可以忽略。如果相對於序列長度N來說延時m較小，這就提供一種相當良好的近似。在這種情況下，對第no個發射符號所進行的測量給出為解多個CDMA信號的第no個發射比特所需的足夠個數的方程式。每一個方程式有下列形式Qr,xp(n0N+m0)=imCxi,xp(m-m0)yi(n0,m)]]>此處，Yi(no，m)是能給出bi(no)Ci(m)的估算值的、要解的未知數。這樣，對於給定的no，可以通過解未知數Yi(no，m)的一組方程式，以及接著利用檢出統計值zi(n0)=myi(n0,m)ci*(m)pred]]>來解符號bi(no)。一種用來執行這一過程的示範性接收機可以具有類似於圖9所示的結構。
對於第二種近似，不是採取忽略ISI，而是忽略其它CDMA信號。這給出單一的信號檢波器。除了例如這裡只有一個相關器901和一個選通函數903以外，以這種方式操作的示範性接收機的結構類似於圖9所示的。要解的方程式有下列形式Qr,xp(n0N+m0)=n=n0-1n0+1mCxp,xp(m-m0+(n-n0)N)yp(n,m)]]>此處，要解的未知數是給出bp(n)和Cp(m)的估算值的Yp(n，m)。
最後，通過把第一種和第二種近似一起利用，得到第三種近似。這是忽略了ISI的單一信號檢波器。結果，可以寫出一組去相關方程式，這組去相關方程式可以解出在比特瞬間no的信息比特。對於每一條信號射線，有一個下列形式的方程式Qr,xp(n0N+m0)=mCxp,xp(m-m0)yp(n0,m)]]>對於不同的射線m，利用這組方程式解Yp(no，m)。接著，如前所述，用下式形式檢出統計值zi(n0)=myi(n0,m)ci*(m)pred]]>本發明的第四個示範性實施例在這裡稱為在多路徑中的偽MLSE解調。根據這一實施例，對多個CDMA信號確定最可能的信息比特序列，假定所提供的數據為帶噪聲的相關值。實際上，因為在相關以前，噪聲就疊加上去了，所以偽MLSE方法不可能像MLSE方法一樣地執行。然而，偽MLSE可能較易實現。
基本原理如下。假定，從過去的解調步驟中，對於每一個CDMA信號的每一條射線可以得到信道分支係數的知識，那麼，對於一組特定的假設信息符號值就可以構成假設的相關值。實測相關值與假設相關值之差為剩餘信號，當假設得正確時該剩餘信號就是典型的噪聲信號。假設時，如果對相關值預計得最好，就使該剩餘信號中的能量為最小。這樣，這個方法是求出使剩餘信號中能量為最小的那一組信息符號序列。
相應於信號射線的相關值是這樣的「數據」，該「數據」因附加了白色高斯噪聲而被假定為不可靠的。這樣，將該「數據」模型化為Qr,xp(n0N+m0)=z(n0N+m0)+in=n0-1n0+1mCxi,xp(m-m0+(n-n0)N)ci(m)bi(n)]]>此處，Z(noN+Mo)被假定為噪聲樣本。目標是求出使Z(t)過程中的總能量為最小的信息符號值。不像稍前描述的去相關接收機那樣，現在，信道分支係數是「已知的」，僅剩下比特值為「未知的」。
對於給定的符號周期no，對每一個信號的每一條射線計算相關值。從本質上講，no是固定的，把不同的mo與P用於測量Qr，xp(noN+mo)。根據上述表達式，這些測量值取決於在比特周期no-1、no和no+1期間內的符號值。
這樣，對於符號周期no-1、no和no+1，假定一個假設的符號值，那麼，對於每一個假設，噪聲樣本的估算值可利用下式得到z^(n0N+m0)=Qr,xp(n0N+m0)-in=n0-1n0+1mCxi,xp(m-m0+(n-n0)N)ci(m)bi(n)]]>下一步是求出使被估算噪聲序列中的能量為最小的那一組一致的假設。
正如MLSE方法的情況那樣，可以利用Viterbi算法。對於在符號周期no期間內所作的測量，以前的狀態將是{bo(no-1)，bo(no)，b1(no-1)，b1(no)，……}的全部可能性。當前的狀態將是{bo(no)，bo(no+1)，b1(no)，b1(no+1)，……)的全部可能性。這樣，從以前狀態向當前狀態的過渡相應於假設{bo(no-1)，bo(no)，bo(no+1)，b1(no-1)，b1(no)，b1(no+1)……}。只考慮在以前狀態和當前狀態中bi(no)相同的那種一致的過渡。
對於每一個假設，當前狀態的候選度量為以前狀態的度量與由下式給出的相應δ度量之和Jh(n0)=pm0|Qr,xp(n0N+m0)-in=n0-1n0+1mCxi,xp(m-m0+(n-n0)N)ci(m)bi,h(n)|2]]>此處，對mo求和為對信號P有射線的那些值求和。這一度量的目標是使總度量為最小。注意到，把各項重新排列，可以給出下式Jh(n0)=pm0|Qr,xp(n0N+m0)-in=n0-1n0+1bi,h(n)Si,p(n0,n,m0)|2]]>此處，Si,p(n0,m,m0)=mCxi,xp(m-m0+(n-n0)N)ci(m)]]>應該指出，對於mo求和不需要像對於m求和那樣復蓋全部射線。這相應於採用較少的測量值。
像MLSE的情況那樣，可以把度量擴展，並且，可以忽略對全部假設通用的那些項。這導致出其總度量應該為最大的下列δ度量Jh(n0)=pm02Re[Qr,xp(n0N+m0)U*p,h(n0,m0)]-|Up,h(n0,m0)|2]]>此處，Up,h(n0,m0)=in=n0-1n0+1bi,h(n)Si,p(n0,n,m0)]]>一種根據上述原理運行的示範性接收機的方框圖示於圖11。射頻接收機1100接收多個CDMA無線電信號，把這些無線電信號濾波、下變頻到I、Q基帶波形，把I、Q基帶波形取樣、量化，產生複數接收數據值。把這些複數接收數據值傳送到多個相關器1101上，其中，每一個相關器與一個特定的符號差序列相關。假定信道有多路徑時間擴散，因此，每一個發射符號保持多個相關值。定時控制器1102確定被選定的、用於解調的那些相關值，定時控制器1102發出信號通知選通函數1103在每一個發射符號的周期內一次通過一個值。因為不同的CDMA信號在時間上不可能對齊(即，是異步的)，所以，各選通門未必在同一瞬間關閉。使這些相關值送入Viterbi單元1104，Viterbi單元1104利用該信息判定每一個CDMA信道的發射符號序列。信道跟蹤器1105接收來自每一個相關器1101的多個相關值，信道跟蹤器1105利用這些相關值估算和跟蹤信號射線的位置和信道分支係數值。
熟悉這種技術的人們還將意識到，有一些信道跟蹤方法可用於信道跟蹤器1105上，然而，為了完整起見，這裡給出一個例子。僅僅是為了信道跟蹤之用，在Viterbi算法中可以把更新判定深度用於判定在n′瞬間過去的某些發射符號值。利用這些判定值，可以構成誤差信號(該誤差信號簡單地是接收的數據與該判定符號值之差)，並能預計估算的信道分支係數。標準自適應濾波器可以利用這種誤差信號來改著對信道分支係數的估算。如果需要，可以利用一種預測結構來克服由更新判定深度而引入的延時。
正如稍前對於其它示範性實施例提到的那樣，對於熟悉這種技術的人們來說，顯然通過忽略或近似上述某些計算，可以得到不太複雜但某種性能有所惡化的接收機。下面考慮三種這樣的近似。
在第一種近似中，忽略了引起ISI的相鄰符號的影響。如果相對於序列長度N來說，延時m較小，則這是一種相當精確的近似。在這種情況下，對於第n個發射符號所作的測量可直接用來確定第no個符號周期的比特值；不需要Viterbi格子結構了。對於在符號周期no內每一個符號的假設，檢出的符號是使下列度量為最大的那些符號Jh(n0)=pm02Re[Qr,xp(n0N+m0)U*p,h(n0,m0)]-|Up,h(n0,m0)|2]]>此處，Up,h(n0,m0)=ibi,h(n0)Si,p(n0,n0,m0)]]>Si,p(n0,n0,m0)=mCxi,xp(m-m0)ci(m)]]>該結構與圖11中所示的相同，只有現在是用度量處理器取代Viterbi處理器1104。
度量處理器對於{bo(n)，b1(no)……}中每一個可能的假設計算Jh′(no)。然後，該度量處理器確定哪一個假設給出最大的Jh′(no)值。這一假設給出檢出的信息符號值。
對於第二種近似，不是採取忽略ISI，而是忽略其它CDMA信號。這對信號P給出單一的信號檢測器。除了這裡只有一個相關器1101和一個選通函數1103以外，第二種近似的形式類似於圖11所示的。Viterbi處理器具有與{bp(no-1)，bp(no)}有關的以前的狀態。當前的狀態將是{bp(no)，bp(no+1)}的全部可能性。這樣，從以前狀態向當前狀態的過渡相應於假設{bp(no-1)，bp(no)，bp(no+1)}，δ度量由下式給出Jh(n0)=m02Re[Qr,xp(n0N+m0)U*p,h(n0,m0)]-|Up,h(n0,m0)|2]]>此處，Up,h(n0,m0)=n=n0-1n0+1bp,h(n)Sp,p(n0,n,m0)]]>Sp,p(n0,n,m0)=mCxp,xp(m-m0+(n-n0)N)cp(m)]]>最後，通過把第一種和第二種近似一起利用，得到第三種近似。這是忽略了ISI的、對信號P的單一信號檢測器。在這種情況下，對於第n個發射符號所作的測量可直接用來確定第n個符號周期的比特值；不需要Viterbi格子結構了。對於在符號周期no內每一個比特的假設，檢出的比特是使下列度量為最大的那些比特Jh(n0)=m02Re[Qr,xp(n0N+m0)U*p,h(n0,m0)]-|Up,h(n0,m0)|2]]>此處，Up，h(no，mo)＝bp，h(no)Sp，p(no，no，mo)Sp,p(n0,n0,m0)=mCxp,xp(m-m0)ci(m)]]>該結構與圖11所示的相同，只有現在是用度量處理器取代Viterbi處理器1104，並且現在只有一個相關器1101和一個選通函數1102。
上述示範性實施例打算說明本發明的各個方面，而不是特定的方面。這樣，本發明在細節實施上能夠有很多變化，熟悉這種技術的人可從這裡所包括的描述中得出這些變化。根據下列權利要求的規定，認為所有這些變化和變型都在本發明的範圍和精神內。
權利要求
1.一種用來從接收信號解調至少一個CDMA信號的接收機，其特徵在於包括用來從所述接收信號中產生數據樣本的裝置；用來使所述數據樣本相關成為複數數據樣本塊的裝置；用來估算多路徑信道分支係數的裝置；用來利用所述信道分支係數形成多個預計接收的數據樣本塊的裝置；用來把所述接收數據樣本塊與所述各預計接收值塊之差的幅度平方相加以便形成多個塊度量的裝置；以及用來把所述塊度量組合起來以便確定至少一個發射信息數據序列的裝置。
2.根據權利要求1所述的接收機，其特徵在於，其中所述塊度量包括Viterbi處理器。
全文摘要
提出了聯合解調CDMA信號的方法和系統。所公開的方法和系統除了具備其它優點以外,還考慮到在多路徑時間擴散環境中這種信號的精確解調。根據本發明,可以實現考慮或不考慮符號間幹擾的、單個或多個信號的解調。
文檔編號H04B7/216GK1373579SQ0114291
公開日2002年10月9日 申請日期1994年11月21日 優先權日1993年11月22日
發明者G·E·波同姆利 申請人:艾利森公司