基於頻率採樣的數字相位鑑別的製作方法
2023-05-19 06:49:16 3
專利名稱：基於頻率採樣的數字相位鑑別的製作方法
技術領域：
本發明涉及數字相位鑑別。
相位鑑別在數字無線電通信方面，特別是在任何角調製數字無線電接收機方面，是重要的。相位鑑別和頻率鑑別密切相關。一般使用模擬電路，例如IQ頻率鑑別器，進行頻率鑑別。模擬頻率鑑別器具有顯著的缺陷。在IQ頻率鑑別器的情況下，鑑別器需要多個模擬元件、兩次A/D轉換和一次數值反正切運算，使電路十分複雜。
存在僅使用數字邏輯元件用來產生代表信號瞬時相位的值的已知方法。在通過參考包括在這裡的美國專利U.S專利5，084，669中描述了各種這樣的方法。特別是，上述專利描述了一種用來確定信號瞬時相位的數字電路，如果希望由該電路可以得到瞬時頻率。儘管電路的實現是全數字的，但它十分複雜。一種用來以簡單、全數字方式確定信號瞬時相位的改進方法和設備因此可能是熟悉本專業的技術人員所公認的。
一般地說，本發明提供一種簡單的、全數字的方法和設備，用來確定一個第一時鐘信號相對於一個第二時鐘信號的相位。第一時鐘信號可以是諸如RF信號之類的周期性模擬信號的數字近似。採用一種產生包含相對相位信息的數字位流的採樣技術。由數字位流形成一個指示相對相位的數字字。該數字字可以使用一個數字濾波器形成。便利地是，可應用於Sigma-Delta(σ-δ)(有時稱作Delta-Sigma)A/D轉換器的數字濾波技術的擴展體，可以直接用於數字流。通過使用適當選擇的加權函數，可以獲得高精度。
按照本發明的另一個方面，提供一種確定第一時鐘信號和第二時鐘信號的頻率比值的方法。按照第二時鐘信號採樣第一時鐘信號以產生數字位或符號流，並且由數字位或符號流形成指示頻率比值的一個數字字。通過濾波數字位或符號流，可以形成數字字。用來實施以上方法的設備可以包括用來按照第二時鐘信號採樣第一時鐘信號以產生一個數字位或符號流的電路、和用來由數字位或符號流形成指示頻率比值的一個數字字的電路，如數字濾波器。最好，數字濾波器採用一個其中不同權重施加到不同數字位或符號流上的加權函數。
按照本發明的一個有關方面，提供一種產生指示兩個時鐘信號的頻率比值的一個數據流的方法，該方法通過按照另一時鐘信號採樣信號之一來進行以形成一個數字位或符號流，每個數字位或符號表示在另一個時鐘信號特定周期期間出現的一個時鐘信號預定極性的多次轉變，從而可以進一步處理數字位或符號流，以確定頻率的比值。一個用來產生指示兩個時鐘信號的頻率比值的這樣一個數據流的電路可以包括一個第一輸入端，對其施加一個第一時鐘信號；一個第二輸入端，對其施加一個第二時鐘信號，該電路產生一個作為一個輸出信號的數字位或符號流，每個數字位或符號表示在另一個時鐘信號特定周期期間出現的一個時鐘信號的預定極性的多次轉變，從而可以進一步處理數字位或符號流，以確定頻率的比值。
按照本發明的又一個方面，提供一種用來產生兩個頻率FX和FS的比值的Delta/Sigma調製的設備，該設備包括一個計數器電路，用來計數FS的時鐘沿在FX時鐘沿之間的時段內發生的數量；和一個寄存器電路，用來存儲計數器在FS每個時鐘沿處的值。來自寄存器裝置的值的序列構成Delta/Sigma調製量化數據。
由聯繫附圖的如下描述，可以進一步理解本發明。在附圖中
圖1是方塊圖，表明按照本發明的一個實施例一個Sigma-Delta調製器的和一個用於頻率採樣的採樣電路的採樣數據模型；圖2是一張表，有助於解釋在輸入頻率是基準頻率的0.6875倍的情況下圖1電路模型的操作；圖3是計時圖，表明圖1的電路模型應用於頻率採樣時的工作原理；圖4是通過圖1的電路模型描述的頻率採樣電路的一個例子的示意圖；圖5是第一計時圖，表明圖4頻率採樣電路的操作；圖6是第二計時圖，表明圖4頻率採樣電路的操作；圖7是可以用來進行由諸如圖4之類的電路產生的數字位流的數字濾波的兩個交替加權函數的曲線；圖8是曲線圖，表明使用恆定加權函數從數字頻率鑑別器得到的精度；圖9是曲線圖，表明使用三角形加權函數從數字頻率鑑別器得到的精度；及圖10是聯繫諸如圖4之類的頻率採樣電路可以使用的一種數字濾波器的一個例子的方塊圖。
圖11A是一張表，表明數字相位鑑別的一種方法；圖11B是一張圖表，表示圖11A方法的結果；圖11C是聯繫圖11A和11B使用的加權函數的一張圖表；圖12A是一張表，表明數字相位鑑別的另一種方法；圖12B是一張圖表，表示圖12A方法的結果；圖12C是聯繫圖12A和12B使用的加權函數的一張圖表；圖13是按照圖12的技術的數字相位鑑別硬體的方塊圖；圖14A是一張表，表明數字相位鑑別的又一種方法；圖14B是一張圖表，表示圖14A方法的結果；圖14C是聯繫圖14A和14B使用的加權函數的一張圖表；圖15是按照圖14的技術的數字相位鑑別硬體的方塊圖；圖16A是一張表，表明數字相位鑑別的再一種方法；圖16B是一張圖表，表示圖16A方法的結果；圖16C是聯繫圖16A和16B使用的加權函數的一張圖表；圖17是按照圖16的技術的數字相位鑑別硬體的方塊圖。
由本發明的數字頻率鑑別器遵循的方法可以通過模擬Sigma-Delta A/D轉換理解，在先有技術中通過諸如Candy等的「過採樣Delta-Sigma數據轉換器」，IEEE Press，1-6頁，Piscataway，NJ(1992)參考資料良好地證明。Sigma-Delta轉換器以比Nyquiest速率高得多的頻率把變振幅模擬輸入信號調製成一個簡單的數字代碼。調製器的結構允許時間解析度換取振幅解析度。圖1中所示的Sigma-Delta調製器的採樣數據電路模型可以直接用於這裡描述的頻率採樣。
參照圖1，一個在樣本時刻i發生的輸入信號xi已經從其上減去在樣本時刻i的輸出信號yi。結果施加到具有一個輸出信號wi的累加器上。累加器在樣本時刻i的「新」輸入信號與累加器的「舊」輸出信號相結合以形成累加器一個新輸出信號。累加器的輸出信號被量化，量化表示為誤差ei的添加。量化器的輸出信號是最終的輸出信號yi。
現在假定xi是兩個頻率的比值，並且量化器是一個二級量化器。進一步假定在討論的時間段內兩個頻率的比值比如是0.6875。如圖2中所示，後一個值在第一時刻累加，給出一個0.6875的累加值。該值小於1，再把值0.6875添加到累加值上，給出一個1.375的新累加值。由於該值現在大於1，所以從0.6875減去1，並且把結果(0.6875-1=-0.3125)添加到累加器上以給出1.0625的值。運算以這種方式進行。在運算的上述序列期間，通過取每個累加值的整數部分1或0產生一個數據流。
參照圖3，可以理解圖2中所示的數字序列的解釋。表示兩個時鐘信號。同樣，假定在感興趣時間段期間的上部時鐘信號的頻率與下部時鐘信號的頻率的比值是0.6875。在時刻t=0，兩個時鐘信號的上升沿重合。在下部時鐘信號的第一個次上升沿處，上部時鐘信號的0.6875時段已經過去。在下部時鐘信號的下一個上升沿處，上部時鐘信號的1.375時段已經過去。在下部時鐘信號的下一個上升沿處，從上部時鐘信號的第一時段過去起，上部時鐘信號的1.0625時段已經過去，等等。
可以用於與上述例子中描述的數據流相對應的數據樣本的捕獲電路或頻率採樣電路的示意圖表示在圖4中。在表明的實施例中，假定時鐘信號的比值是這樣的在較慢時鐘的單個時段期間較快時鐘的僅僅一個上升沿出現。在其他實施例中，這種假定不必適用。
捕獲電路包括一個輸入部分401和一個輸出部分403。輸入部分包括兩個必須認真匹配以使誤差最小的兩段Ch1和Ch2。每段包括一個串聯聯接的兩個或多個D觸發器鏈。在如下描述中，相同標號將用來指相應觸發器本身和其相應的輸出信號。
在每一段中，鏈中的第一觸發器由採樣時鐘信號FX計時。在鏈中的以後觸發器由採樣時鐘信號FS計時。在上部段中的第一觸發器Q1的D輸入聯接到相同的Q輸出上。在下部段中的第一觸發器的D輸入聯接到上部段中的第一觸發器的Q輸出上。在兩段中的剩餘觸發器串聯聯接，即Q至D，Q至D。
輸入部分的功能是1)產生兩個信號，彼此邏輯反相，在時鐘信號FX的上升沿上變換；2)把兩個信號的值鎖在時鐘信號FS的上升沿上；及3)從一個時鐘至下一個檢測變換。可能需要與Q3和Q4串聯的附加中間級，以使由兩個時鐘信號的異步生成的亞穩定性最小，並且事實上在具體結構中多個這樣的級可能是希望的。
在一個示範實施例中，輸出部分包括三個雙輸入NAND門。相應NAND門N1和N2聯接到輸入段的最終觸發器級的D和Q信號上。NAND門N1和N2的輸出信號在另一個NAND門N3中結合以形成捕獲電路的最終輸出。
輸出部分的功能是檢測輸入時鐘信號電平從一個樣本時鐘至下一個在由兩個輸入段形成的兩個通道任一個中的變化。兩個輸入段以往複方式起作用，交替地檢測輸入時鐘信號電平的變化。
參照圖5的計時圖可以更充分地理解圖4捕獲電路的操作。兩個通道的第一級形成近似與輸入時鐘信號的上升沿重合(但稍微延遲)的反相信號Q1和Q2。按照樣本時鐘通過採樣信號Q1和Q2分別形成信號Q3和Q4。信號Q5和Q6分別延遲於信號Q3和Q4的複製品。NAND門一起實現邏輯函數X=Q3·Q5vQ4·Q6。
在圖5的例子中，表明的信號都理想化為方波信號。在實際中，信號將具有有限的上升和下降次數。信號Q1和Q2的有限上升和下降次數和電路異步的可能影響是亞穩定性，如圖6中所示。這裡，信號Q3和Q5及信號Q4和Q6每一個處於一個循環期間的中間狀態。電路的生成輸出可能是或可能不是正確的。然而，因為決定是「閉合呼叫(close call)」以由此開始，所以偶然錯誤決定對電路整個操作的影響是可忽略的。通過增大通路中的整體增益減小不穩定性的時間窗口。如果Q3和Q9的增益足以把錯誤概率減小到可接收的級上，那麼不需要輔助電路。如果不是，則需要輔助電路以增大增益。
為了從由諸如圖4一種之類的捕獲電路產生的數據流恢復兩個時鐘信號的頻率比值，應用數字濾波。便利的是，可應用於Sigma-Delta(或Delta-Sigma)A/D轉換器的數字濾波技術的擴展體，可以直接應用於數字流。況且，通過使用一個適當選擇的加權函數，可以獲得高精度。
乘積的加權和是FIR濾波器的一個例子。至今描述的加權函數因此是數字濾波理論中的FIR濾波器的加權函數。然而，應該認識到，也能使用IIR濾波器。在FIR數字濾波的過程中，加權函數應用於數據樣本的「窗口」以得到窗口中心中頻率比值的估計。窗口然後「採集和運動」到下個樣本序列。開窗口一般將重疊。一個窗口例如可以包括256個樣本。
參照圖7，對於256個樣本的窗口表示兩個可選擇的加權函數。歸一化加權函數，意味著在加權函數下方的面積是一。以虛線指示的一個加權函數是一個直線、恆定加權函數。以實線指示的另一個加權函數是一個三角形加權函數。加權函數是數字濾波器中的脈衝響應函數。
分別使用直線加權函數和三角形加權函數的數字濾波的結果表示在圖8和圖9中。在圖8和圖9的情況下，頻率比值從剛好在0.687下面增大到剛好在0.693上方。如圖8中所示，使用一個直線加權函數，量化信號在兩個電平之間振蕩，這兩個電平以這樣一種方式與輸入相鄰，從而其局部平均等於平均輸入。計算平均誤差是1772ppm。如圖9中所示，使用三角形加權函數，量化信號以83ppm平均誤差跟蹤輸入。
應用三角形加權函數和可以用來實現希望數字濾波的示範頻率累加器的示意圖表示在圖10中。在所示的例子中，頻率累加器使用一個7位計數器101、一個14位加法器103和一個14位寄存器105。7位計數器由樣本頻率FS計時。7位計數器的輸出提供給加法器的一個輸入。7位計數器的功能是從0至127向上和然後從127至0向下計數。127的計數依次出現兩次。這種行為使用一個觸發器107實現。觸發器由樣本頻率FS計時。7位加法器的終端計數信號輸入到觸發器。觸發器的輸出聯接到7位計數器的計數向下輸入上。
「過採樣」數據流聯接到加法器的控制輸入上。當數據流的當前位是1時，進行添加。噹噹前位是0時，不進行添加。加法器的進位輸入約束為高，有效地使權重範圍為1至128。
14位寄存器由樣本頻率FS計時。其輸出施加到加法器的另一個輸入時。其輸入接收由加法器產生輸出字。14位加法器的功能是對於256時鐘進行累加操作。在256時鐘的結果處，14位加法器的輸出用作用於頻率比值的估值器。更具體地說，在所示的例子中，累加器的輸出等於R×128×129，其中R是頻率比值估值器。
上述技術可以容易擴展到相位鑑別。將描述用於數字相位鑑別的各種不同方法和設備，帶來不同結構調整。
第一方法概念簡單，但計算費力。參照圖11A，使用與三角形加權函數對應的相同觀察頻率數據流和相同組的權重(圖11B)。首先使用以前描述的技術確定在相當長的時間段上基準頻率與採樣頻率的比值。已經得到該頻率比值估值器，通過如以前那樣但以相當高的速率計算相同頻率，估計短期頻率偏差，頻繁到每個樣本周期一次。就是說，使用圖10的電路都獲得連續樣本，象每個樣本周期那樣經常。計算從以前確定的頻率比值(Fr)的每個頻率估計(F)的差(ΔF)，乘以適當的比例因數k，並且累加以得到一個相應的相位估計Pf。(Pf的第一值是人為選擇的初始條件，選擇以與理想估計相比較。在實際中，根據信號特徵的推測知識，可以把相位初始化為一個值，或者沒有這樣知識，在相位彎曲點的檢測時可以設置為零。)使用上述相位估計方法(虛線)把規定波形的實際相位(實線)與估計相位相比較的相位圖表模擬表示在圖11C中。
前面的「頻率差值」相位估計方法計算費力，因為需要以相當高的速率計算頻率估計。一種「預求和差值」相位估計方法排除了這種要求。參照圖12A，代之以從頻率估計上減去頻率比值，從採樣數據流本身減去頻率比值Fr。假定數據流只是一和零的位流，並且假定頻率比值Fr=0.6875，然後預求和差值Y將具有僅兩個值Y=1-0.6875=.3125或Y=0-0.6875=-0.6875之一。累加Y值以得到相應的值PX。通過基本上以與相對於形成頻率估計在以上描述的相同方式濾波PX值，得到相位估計PPn(使用相同的加權函數，例如圖12B)，除濾波值由比例因數k定標之外。
預求和差值相位計算在數學上可以表示為等效於頻率差值計算。表示在圖12C中的模擬結果因此與圖11C中的相同。然而，使用預求和差值相位計算，硬體實現可以相當簡單，因為每個相位點只需要一次計算。這樣一種硬體實現表示在圖13中。
圖13的預求和差值相位估值器一般包括一個第一累加器ACC1、一個類似於或與相對於圖10以上描述的權重發生器相同的權重發生器WG、及一個第二累加器ACC2。
累加器ACC1起產生與觀察頻率數據流的位(或在其他實施中的符號)相對應的相位數PXi的作用，並且包括一個多路復用器1301、一個加法器1303及一個寄存器(例如一個16位寄存器)1305。多路復用器1301按照X的值選擇Yi的兩個可能值之一，並且把Yi施加到加法器1303上。寄存器值添加到Yi上以形成PXi，然後把PXi選通到寄存器中。加法器1303和寄存器1305因此累加PXi值。
然後在累加器ACC2中濾波PXi值，累加器ACC2包括一個乘法器1307、一個加法器1309及一個寄存器1311。乘法器接收來自權重發生器WG的權重和來自累加器ACC1的PXi值。相應權重和PXi值相乘，並且例如對於128個時鐘循環累加乘積，以產生一個相位估值器PP。可以建造乘法器，以便在累加過程期間把比例因數k施加到每個乘積上。
一種甚至更簡單的實現可以使用一個整數差值相位計算實現。整數差值相位計算在數學上不等效於以上方法，但非常接近。參照圖14A，該方法除觀察頻率數據流之外，還使用如果把基準頻率應用於圖4的捕獲電路(具有相同時鐘)則生成的基準頻率數據流。一個運算求和Di然後由整數差Xi-Ri形成。在多種實際用途中，如表明在圖14和15中的一種，Di僅僅具有值1、0和-1。然而由本例子可以理解和懂得其中Di取其他值的一般情況，並且這種情況由本描述包括。
通過以與以上描述的相同或類似的方式濾波Di值形成相位估計。圖14B可以使用相同的三角形加權函數。整數差值相位計算方法產生與以上方法相同的模擬結果，圖14C。
參照圖15，在其中D只取值1、0和-1的情況下，可以大大地簡化相應硬體構造(例如與圖13的相比)。
圖15的整數差值相位估計器，象圖13的那樣，一般包括一個第一累加器ACC1、一個權重發生器WG、及一個第二累加器ACC2。累加器ACC1具有與圖13的相應結構顯著不同的構造。圖15的累加器ACC1包括一個基準圖案發生器1501、一個1位減法器1503、一個2位加法器1505及一個2位寄存器1507。1位減法器從相應X值上減去相應的R值。2位加法器和寄存器累加生成的Di值，如以上解釋的那樣，Di值可以僅限制為1、0和-1。
權重發生器WG和累加器ACC2基本上與以前描述的圖13中的相同。然而，因為Di只取值1、0和-1，所以不需要乘法器。而是，如果Di=1，則把權重值添加到累加值上，並且如果Di=-1，減去權重值。(如果Di=0，則累加值保持不變。)硬體乘法器的節省是圖15的實施的一個特別優點。
另外一種相位估計方法稱作時鐘測量相位計算方法。參照圖16A，該方法類似於以上整數差值相位計算方法，象至今關心的R、X和D。然而，該方法除基準頻率數據流R之外，還使用「時鐘測量」數RG，數RG與圖2中出現的數相同。況且，使用的權重函數顯著不同，如圖16B中所示。
使用如下公式得到時鐘測量相位估計值PCPCn=k·(Dn-frac(RGn)+0.5+∑i(Wi·Xi+n-64))使用時鐘測量相位計算方法的類似結果表示在圖16C中。
參照圖17，時鐘測量相位估值器一般包括一個第一累加器ACC1、一個權重發生器WG、及一個第二累加器ACC2。估值器另外包括一個求和塊1701。
累加器塊ACC1基本上與圖15的累加器塊ACC1相同。然而，注意基準圖案發生器產生在累加器ACC1內使用的基準頻率數據流R、和輸入到求和塊1701的時鐘測量數據流RG。
權重發生器包括一個計數器1703和權重發生器邏輯電路1705。
累加器ACC2包括一個加法器1707和一個寄存器1709。當X=1時，來自權重發生器的權重值添加到寄存器1709的內容。加法器的輸出成為寄存器的新輸入，寄存器對於例如128個時鐘循環進行累加器運算。
在ACC2累加運算的結果處，ACC1和ACC2的輸出與相應的RG值一起在求和塊1701中求和。
熟悉本專業的技術人員將理解，本發明能以其他具體形式實施而不脫離其精神或基本特徵。因此在所有方面把當前公開的實施例考慮成是說明性的而不是限制性的。本發明的範圍由附屬權利要求書而不是由以上描述指示，並且在其等效意義和範圍內的所有變化打算包括在其中。
權利要求
1．一種使用一個第二時鐘信號確定一個第一時鐘信號的相位的方法，包括步驟按照第二時鐘信號採樣第一時鐘信號以產生一個數字位或符號流；和由數字位流形成一個指示相位的數字字。
2．根據權利要求1所述的方法，其中形成數字字包括濾波數字位流。
3．使用一個第二時鐘信號用來確定一個第一時鐘信號的相位的設備，包括用來按照第二時鐘信號採樣第一時鐘信號以產生一個數字位流的裝置；和用來由數字位流形成一個指示相位的數字字的裝置。
4．根據權利要求3所述的設備，其中用來形成的所述裝置包括一個數字濾波器。
5．根據權利要求4所述的設備，其中數字濾波器採用一個其中不同權重施加到不同數字位上的加權函數。
6．一種使用一個第二時鐘信號確定一個第一時鐘信號的相位的方法，包括步驟按照第二時鐘信號採樣第一時鐘信號以產生一個數字符號流；和由數字符號流形成一個指示相位的數字值。
7．根據權利要求6所述的方法，其中形成數字值包括濾波數字位流。
8．使用一個第二時鐘信號用來確定一個第一時鐘信號的相位的設備，包括用來按照第二時鐘信號採樣第一時鐘信號以產生一個數字符號流的裝置；和用來由數字位流形成一個指示相位的數字值的裝置。
9．根據權利要求8所述的設備，其中用來形成的所述裝置包括一個數字濾波器。
10．根據權利要求9所述的設備，其中數字濾波器採用一個其中不同權重施加到不同數字位上的加權函數。
11．一種使用另一個時鐘信號產生指示一個時鐘信號的相位的一個數據流的方法，包括按照另一時鐘信號採樣時鐘信號之一以形成一個第一數字位或符號流，每個數字位或符號表示在另一個時鐘信號特定周期期間出現的一個時鐘信號的預定極性的多次轉變，從而可以進一步處理數字位或符號流，以確定相對相位。
12．根據權利要求11所述的方法，其中採用頻率差值相位計算，包括另外的步驟濾波該流，以得到時鐘信號頻率的平均比值；濾波該流，以得到時鐘信號頻率比值的一列短期估計值；對於每個估計值，計算估計值與平均頻率比值之間的差值，並且把該差值轉換成相位增量；及累加相位增量以產生一個運算相位估計值。
13．根據權利要求11所述的方法，其中採用預求和差值相位計算，包括另外的步驟通過從每個所述數字位或符號減去時鐘信號的頻率比值，產生第一數字值流；通過累加第二數字值流產生一個第二數字值流；及濾波第二數字值流。
14．根據權利要求11所述的方法，包括步驟當按照所述時鐘信號所述的一個採樣所述時鐘信號的所述另一個時，產生一個第二數字位或符號流；從第一流的位或符號上減去第二數據流的位或符號，以產生一個第三數字位或符號流；及累加第三數字位或符號流，以形成每個具有值1、0和-1的第四數字位或符號流。
15．根據權利要求14所述的方法，其中採用一種整數差值相位計算方法，包括濾波第四數字位或符號流的另外步驟。
16．根據權利要求14所述的方法，其中採用一種時鐘測量相位計算，包括另外的步驟濾波所述第一數字位或符號流，以產生一個濾波值；產生當按照所述另外的時鐘信號Sigma-Delta調製所述一個時鐘信號時生成的一個第五數字值流；形成從所述第四數據流得到的一個值、與從所述第五數據流得到的一個值的小數部分的差值；及把所述差值與所述濾波值相結合。
17．根據權利要求16所述的方法，其中使用一個雙曲線加權函數進行濾波。
18．一種用來使用另一個時鐘信號產生指示一個時鐘信號的相位的數據流的電路，包括一個第一輸入端，對其施加一個第一時鐘信號；一個第二輸入端，對其施加一個第二時鐘信號，並且該電路產生一個作為一個輸出信號的數字位或符號流，每個數字位或符號表示在另一個時鐘信號特定周期期間出現的一個時鐘信號的預定極性的多次轉變，從而可以進一步處理數字位或符號流，以確定相對相位。
19．根據權利要求18所述的設備，進一步包括一個權重發生器；一個第一累加器；及一個第二累加器；其中第一累加器作為一個輸入接收數字位或符號流，並且產生一個輸出數字位或符號流，權重發生器產生一列權重，並且第二累加器接收權重系列和輸出位或符號流，且產生一個相位估計值。
20．根據權利要求19所述的設備，第二累加器包括一個硬體乘法器。
21．根據權利要求19所述的設備，其中所述第一累加器包括一個基準圖案發生器，並且所述輸出流包括符號1、0和-1，及其中所述第二累加器包括一個加法器/減法器。
22．根據權利要求18所述的設備，進一步包括一個權重發生器；一個第一累加器；一個第二累加器；及一個求和塊；其中權重發生器產生一系列權重，第一累加器作為輸入接收數字位或符號流和權重系列，並且產生一個第一輸出符號流，第二累加器作為輸入接收數字位或符號流，並且產生一個第二輸出符號流，及求和塊求和來自第一累加器和第二累加器的輸出，以產生一個相位估計值。
全文摘要
本發明提供一種簡單的全數字方法和設備(圖4),用來確定一個第一時鐘信號(Fs)相對於一個第二時鐘信號(Fs)的相位。第一時鐘信號(Fs)可以是諸如RF信號之類的周期性模擬信號的數字近似。採用一種產生包含相對相位信息的數字位流(X)的採樣技術。由數字數據位流形成一個指示相對相位的數字字(圖11A)。該數字字可以使用一個數字濾波器形成(圖13)。便利地是,可應用於Sigma－Delta(有時稱作Delta－Sigma)A/D轉換器(圖1)的數字濾波技術的擴展體,可以直接用於數字流(X)。通過使用適當選擇的加權函數,可以獲得高精度。
文檔編號H03D13/00GK1286854SQ98810984
公開日2001年3月7日 申請日期1998年10月8日 優先權日1997年10月8日
發明者溫德爾·桑德 申請人:特羅皮亞恩公司