正交混合耦合器、放大器及無線通信裝置製造方法

2023-05-19 03:04:37 3

正交混合耦合器、放大器及無線通信裝置製造方法
【專利摘要】變壓器(101)具有四個端子(N1～N4)，變壓器(101)中存在寄生電阻(109、110)。在端子(N1)及端子(N3)之間配置耦合電容器(102)，在端子(N2)及端子(N4)之間配置耦合電容器(103)，在各端子(N1～N4)和地之間分別配置旁路電容(104～107)。此外，在端子(N2)上電連接移相器(112)，在端子(N3)上電連接相位延遲大於移相器(112)的移相器(113)。
【專利說明】正交混合耦合器、放大器及無線通信裝置
【技術領域】
[0001]本發明涉及用於無線通信的正交混合耦合器、放大器及無線通信裝置。
【背景技術】
[0002]近年來，在可無線通信的移動終端(例如智慧型手機)中，發送接收大容量的數字內容的需求不斷提高。例如，具有IGbps以上的傳輸率的毫米波段，特別是60GHz頻帶的無線通信令人矚目。由於近年來半導體技術的發展，可使用毫米波段的無線通信令人期待。
[0003]在用於毫米波段的無線系統的一個電路元件中，有正交混合耦合器。正交混合耦合器例如是單輸入及雙輸出的電路元件，理想情況下兩個輸出信號為相同振幅且具有90度的相位差。在毫米波段的無線通信中，正交混合耦合器內置在無線通信終端的ICdntegrated Circuit ;集成電路)中。來自正交混合稱合器的輸出信號被輸入到正交調製器、正交解調器或多赫蒂放大器。
[0004]在正交混合耦合器中，有使用分布常數電路的類型和使用集中常數電路的類型。在毫米波段中，要實現小型且低損耗的正交混合耦合器，例如優選使用LC集中常數電路。
[0005]圖18是表示非專利文獻I的正交混合耦合器的等效電路圖。在圖18所示的正交混合耦合器中，輸入信號IN被輸入到埠 N10，輸出信號OUT1、OUTQ分別從埠 Nil、N12輸出。在兩個輸出信號OUT1、OUTQ中，理想地振幅相同且相位相差90度。
[0006]圖18所不的正交混合稱合器包括變壓器11、稱合電容12、13、旁路電容14、15、16、17及終端電阻18。耦合電容12、13的各電容值是相同的值。旁路電容14、15、16、17的各電容值全部使用是耦合電容12、13的0.414倍的電容值。終端電阻18的電阻值一般地使用 50[Ω]。
[0007]圖20是表示專利文獻I的正交混合耦合器的布線布局的圖。在圖20所示的正交混合耦合器中，從各輸出端子(1、IX、Q、QX)到下一電路的最短距離的布局各自不同。
[0008]從移相器110的各輸出單元IlOA?IlOD到下一電路130的各布線140Ι、140ΙΧ、140Q、140QX為彎曲狀地布局，各布線的線長度相同。由此，圖20所示的正交混合耦合器降低了各輸出信號間的相位誤差。
[0009]現有技術文獻
[0010]專利文獻
[0011]專利文獻1:日本國特開2003-32003號公報
[0012]非專利文獻
[0013]非專利文獻1:R.C.Frye, et al.,「A2GHz Quadrature Hybrid Implemented inCMOS Technology.」IEEE JSSC, Vol.38，n0.3，pp.550-555，March2003

【發明內容】

[0014]發明要解決的問題
[0015]但是，在上述專利文獻I的正交混合耦合器中，因變壓器中產生的寄生電阻，有在兩個輸出信號間產生振幅誤差及相位誤差的情況。特別地，要處理的信號的頻率越高，來自正交混合耦合器的輸出信號中振幅誤差及相位誤差越大。
[0016]本發明鑑於上述以往的情況而完成，目的在於提供改善高頻信號中的振幅誤差及相位誤差的各頻率特性的正交混合耦合器、放大器及無線通信裝置。
[0017]用於解決課題的方案
[0018]本發明是正交混合耦合器，包括:變壓器，包含第一端子、第二端子、第三端子、第四端子；第一耦合電容，設置在所述第一端子、第三端子之間；第二耦合電容，設置在所述第二端子、第四端子之間；第一旁路電容、第二旁路電容、第三旁路電容、第四旁路電容，分別設置在所述第一端子、第二端子、第三端子、第四端子上；終端電阻，連接到所述第四端子；終端電容，連接到所述第四端子，與所述終端電阻並聯地連接；第一移相器，連接到所述第二端子；以及第二移相器，連接到所述第三端子，所述第二移相器的相位延遲量大於所述第一移相器的相位延遲量。
[0019]發明效果
[0020]根據本發明，能夠改善高頻信號中的振幅誤差及相位誤差的各頻率特性。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0021]圖1(a)是表示第I實施方式中的單輸入雙輸出的正交混合耦合器的概略結構的圖，(b)是表示第I實施方式中的雙輸入單輸出的正交混合耦合器的概略結構的圖，(C)是表示第I實施方式中的單輸入雙輸出的正交混合耦合器的電路結構的圖。
[0022]圖2 (a)是表示使各移相器的各相位延遲量之差變化的情況下的振幅差的頻率特性的圖，(b)是表示使各移相器的各相位延遲之差變化的情況下的相位差的頻率特性的圖。
[0023]圖3(a)是表示使終端電容的電容值變化的情況下的振幅差的頻率特性的圖，(b)是表示使終端電容的電容值變化的情況下的相位差的頻率特性的圖。
[0024]圖4(a)是表示使終端電阻的電阻值變化的情況下的振幅差的頻率特性的圖，(b)是表示使終端電阻的電阻值變化的情況下的相位差的頻率特性的圖。
[0025]圖5是表示第I實施方式的變形例的正交混合耦合器的電路結構的圖。
[0026]圖6(a)是表示使用了實施例1的移相器的正交混合耦合器的概略結構的圖，(b)是表示共面傳輸線的布局圖，(C)是表示使用了移相器的實施例1的正交混合耦合器的布局圖。
[0027]圖7(a)是表示實施例2的移相器的電路圖，(b)是表示圖7(a)所示的移相器的相位延遲量的頻率特性的模擬結果的圖。
[0028]圖8是表示第2實施方式中的單輸入雙輸出的正交混合耦合器的電路結構的圖。
[0029]圖9(a)是表示伴隨溫度上升變壓器的寄生電阻的電阻值上升的情況下的振幅差的頻率特性的圖，(b)是表示伴隨溫度上升變壓器的寄生電阻的電阻值上升的情況下的相位差的頻率特性的圖。
[0030]圖10(a)是表示根據圖9(a)所示的振幅差的頻率特性使可變電容的電容值變化的情況下的振幅差的頻率特性的圖，(b)是表示根據圖9(b)所示的相位差的頻率特性使可變電容的電容值變化的情況下的相位差的頻率特性的圖。
[0031]圖11(a)是表示根據圖10(a)所示的振幅差的頻率特性使可變電阻的電阻值變化的情況的振幅差的頻率特性的圖，(b)是表示根據圖10(b)所示的相位差的頻率特性使可變電阻的電阻值變化的情況下的相位差的頻率特性的圖。
[0032]圖12(a)是表示使用了可變電容二極體的可變電容的實施例的圖，(b)是表示使用了 MEMS可變電容的可變電容實施例的圖。
[0033]圖13是表示使用了場效應電晶體的可變電阻的實施例的圖。
[0034]圖14是表示電壓控制電路及溫度傳感器的實施例的電路結構的圖。
[0035]圖15是表示第3實施方式的放大器的內部結構的方框圖。
[0036]圖16是表示第4實施方式的無線通信裝置的內部結構的方框圖。
[0037]圖17是表示第4實施方式的變形例的無線通信裝置的內部結構的方框圖。
[0038]圖18是表示非專利文獻I的正交混合耦合器的等效電路圖。
[0039]圖19(a)是表示包括有寄生電阻的變壓器的以往的正交混合耦合器的等效電路圖，(b)是表示圖19(a)所示的正交混合耦合器的振幅誤差的頻率特性的圖，(C)是表示圖19(a)所示的正交混合耦合器的相位誤差的頻率特性的圖。
[0040]圖20是表示專利文獻I的正交混合耦合器的布線布局的圖。
[0041]標號說明
[0042]90耦合器單元
[0043]100正交混合耦合器
[0044]101變壓器
[0045]IO2、IO3 耦合電容
[0046]104 ?107 旁路電容(shunt capacitor)
[0047]108終端電阻
[0048]109、110變壓器的寄生電阻
[0049]111終端電容
[0050]112、113 移相器
【具體實施方式】
[0051]首先，在說明本發明的各實施方式前，說明圖19所示的以往的正交混合耦合器的變壓器101的寄生電阻109、110。圖19(a)是包含有寄生電阻109、110的變壓器101的以往的正交混合耦合器的等效電路圖。圖19(b)是表示圖19(a)所示的正交混合耦合器的振幅差的頻率特性的圖。圖19(c)是表示圖19(a)所示的正交混合耦合器的相位差的頻率特性的圖。圖19所示的正交混合耦合器是用於與本發明的正交混合耦合器進行比較的以往的正交混合耦合器。
[0052]在圖19(a)所示的正交混合耦合器中，變壓器101中存在寄生電阻109、110。因此，如果處理的信號的頻率高，則受到寄生電阻109、110的影響，輸出信號的振幅誤差及相
位誤差明顯。
[0053]再有，變壓器101的線圈CLl和線圈CL2發生電感耦合，圖19(a)所示的正交混合耦合器被稱為電感耦合正交混合耦合器。此外，在以下的說明中，在來自正交混合耦合器的兩個輸出信號(I信號、Q信號)中，I信號表不相對於輸入信號同相的信號，Q信號表不相對於輸入信號正交的信號。[0054]圖19(b)所示的振幅差表示兩個輸出信號(I信號、Q信號)間的振幅之差，理想地沒有振幅差，為0(零)[dB]。在不為0(零)[dB]的情況下，在兩個輸出信號(I信號、Q信號)間產生振幅誤差。
[0055]圖19(c)所示的相位差表示兩個輸出信號(I信號、Q信號)間的相位之差，理想上為90[度]。在不是90[度]的情況下，在兩個輸出信號(I信號、Q信號)間產生相位誤差。
[0056]在圖19(b)及(C)中，寄生電阻109、110的電阻值Rl為0[Ω]，振幅差及相位差分別為0[dB]及90 [度]，振幅誤差及相位誤差基本上不產生，振幅誤差及相位誤差的各頻率特性基本上是平坦的。寄生電阻109、110的電阻值Rl增加到I [ Ω ]、2 [ Ω ]時，圖19 (c)所不的相位差從90 [度]大幅偏聞，頻率越聞，相位誤差越增大。
[0057]在兩個輸出信號間的相位差不是90[度]而產生相位誤差時，例如，正交調製器及正交解調器的調製精度及接收靈敏度、進而包括正交混合耦合器的放大器的放大效率劣化。
[0058]再有，在將上述專利文獻I的正交混合耦合器適用於校正起因於變壓器101的寄生電阻109、110的相位誤差的情況下，難以使相位誤差的頻率特性相對於頻率成為平坦的特性。在專利文獻I中，調整傳輸線的線長度，不校正頻率特性，所以難以獲得期望的平坦的頻率特性。
[0059]以下，參照【專利附圖】

【附圖說明】本發明的各實施方式。
[0060](第I實施方式)
[0061]圖1 (a)是表示第I實施方式中的單輸入雙輸出的正交混合耦合器100的概略結構的圖。圖1(b)是表示第I實施方式中的雙輸入單輸出的正交混合耦合器100的概略結構的圖。圖1(c)是表示第I實施方式中的單輸入雙輸出的正交混合耦合器100的電路結構的圖。
[0062]圖1 (a)所不的正交混合I禹合器100包括I禹合器單兀90、移相器112、移相器113、至少三個埠 P1、P2、P3。移相器113的延遲量大於移相器112的延遲量。
[0063]在圖1(a)所不的正交混合I禹合器100中，埠 Pl被輸入輸入信號IN,與輸入信號IN同相的輸出信號IOUT從埠 P2輸出，與輸入信號IN正交的即，與輸入信號IN相差90度相位的輸出信號QOUT從埠 P3輸出。
[0064]圖1 (b)所示的正交混合耦合器100是與圖1 (a)所示的正交混合耦合器100同樣的結構，但信號的輸入輸出形態不同。即，在圖1 (b)所示的正交混合耦合器100中，埠 P2被輸入輸入信號INl (I信號)，埠 P3被輸入與輸入信號INl (I信號)的相位相差90度的輸入信號IN2 (Q信號)。輸出信號OUT從埠 Pl輸出。
[0065]參照圖1 (c)具體地說明耦合器單元90。
[0066]耦合器單元90包括變壓器101、耦合電容102、103、以及旁路電容104、105、106、107。變壓器101包括進行電感耦合的線圈(電感)CL1、CL2。再有，圖1(c)所示的正交混合率禹合器100取與圖1(a)所不的正交混合I禹合器100相同的信號的輸入輸出形態。
[0067]變壓器101包括四個端子NI?N4，具有寄生電阻109、110。在端子NI及N3間配置耦合電容102，在端子N2及N4間配置耦合電容103，在各端子NI?N4和地之間分別配置旁路電容104?107。與旁路電容107並聯地分別連接作為終端電阻108的可變電阻和作為終端電容111的可變電容。
[0068]在變壓器101的端子N2上，通過端子N6，連接移相器112。變壓器101的端子N3上，通過端子N7，連接移相器113。再有，端子N5連接到被輸入輸入信號IN的埠 Pl，端子NS通過終端電阻108及終端電容111進行端接。
[0069]圖2(a)是表示使各移相器112、113的各相位延遲量之差變化的情況下的振幅差的頻率特性的圖。圖2(b)是表示使各移相器112、113的各相位延遲量之差變化的情況下的相位差的頻率特性的圖。圖2(a)及(b)所示的各頻率特性是，例如使用O[度]、5.5[度]及7.5[度]中的其中一個作為相位延遲量之差的情況下的模擬結果，分別用點劃線、虛線以及實線表示。在圖2(a)中，振幅差的各頻率特性基本上一致。
[0070]在圖2(a)及(b)中，延遲量作為處理頻率61.5 [GHz]的信號的情況下的相位延遲量來表示。此外，變壓器101的寄生電阻109、110分別設為3.5[Ω]。在圖2(b)的虛線所示的頻率特性中，延遲量為5.5 [度]，即，輸出信號QOUT的延遲量相對於輸出信號IOUT大
5.5 [度]的情況下，在62 [GHz]中相位誤差基本上為O [度]。但是，延遲量為5.5 [度]時，相對頻率的相位差的偏差大。
[0071]在本實施方式的正交混合耦合器100中，例如設延遲量為7.5[度]，使用終端電容111及終端電阻108的可變電容的電容值及可變電阻的電阻值，改善期望的頻率波段中的振幅差及相位差的頻率特性。
[0072]圖3(a)是表示使終端電容111的電容值變化的情況下的振幅差的頻率特性的圖。圖3(b)是表示使終端電容111的電容值變化的情況下的相位差的頻率特性的圖。
[0073]在圖3(a)及(b)中，作為終端電容111的電容值Cterm，使用0[fF](毫微微法)、25[fF]、50[fF]的三值中的其中一個的電容值。0[fF]等效於不連接終端電容111的狀態。
[0074]在圖3 (a)及(b)中，終端電容111的電容值Cterm為O [fF]的情況下的振幅差及相位差的各頻率特性用點劃線表示，為25[fF]的情況下的振幅差及相位差的各頻率特性用虛線表示，為50[fF]的情況的振幅差及相位差的各頻率特性用實線表示。
[0075]在圖3(b)中，終端電容111的電容值Cterm為50 [fF]的情況下，相位誤差基本上為O度，相位差的頻率特性基本上是平坦的。在圖3(a)中，終端電容111的電容值Cterm為50[fF]的情況下振幅誤差從O [dB]稍稍錯開。
[0076]圖4(a)是表示使終端電阻108的電阻值變化的情況下的振幅差的頻率特性的圖。圖4(b)是表示使終端電阻108的電阻值變化的情況下的相位差的頻率特性的圖。
[0077]在圖4(a)及(b)中，終端電阻108的電阻值Rterm為50 [ Ω ]的情況下的振幅差及相位差的各頻率特性用點劃線表示，終端電阻108的電阻值Rterm為40 [ Ω ]的情況下的振幅差及相位差的各頻率特性用實線表示。
[0078]在圖4(a)及(b)中，在終端電容111的電容值Cterm為50[fF]的情況中振幅差的頻率特性從O [dB]稍稍錯開的情況下，將終端電阻108的電阻值Rterm的電阻值從50 Ω減少到40 Ω。由此，正交混合耦合器100對終端電容111的電容值Cterm為50 [fF]的情況下的振幅差的頻率特性的偏移進行校正，能夠改善振幅差及相位差的各頻率特性。再有，在圖4(b)中，即使是終端電阻108的電阻值Rterm的電阻值從50[ Ω ]減少到40[ Ω ]的情況，相位差的頻率特性也基本上不變化。
[0079]由以上，本實施方式的正交混合耦合器100，移相器113的延遲量大於移相器112的延遲量，而且使終端電阻108的電阻值和終端電容111的電容值可變。由此，正交混合耦合器100，能夠降低振幅誤差及移相誤差，能夠將振幅誤差及移相誤差的各頻率特性改善為平坦的特性。
[0080]再有，在本實施方式的正交混合耦合器100中將旁路電容107和終端電容111分開連接，但不限於此(參照圖5)。圖5是表示第I實施方式的變形例的正交混合耦合器的電路結構的圖。圖5所示的正交混合耦合器100和圖1所示的正交混合耦合器100，對同一內容附加同一標號而簡化或省略說明，對不同的內容附加不同的標號來說明。
[0081]在圖5所示的正交混合耦合器100中，圖1 (C)所示的正交混合耦合器100中並聯連接的旁路電容107和終端電容111被合成，統一為旁路電容114。
[0082]旁路電容114和旁路電容107的差異是，雖然旁路電容107和各旁路電容104?106是相同的電容值，但旁路電容114有比各旁路電容104?106大的電容值。在圖5所示的正交混合耦合器100中，旁路電容107和終端電容111被合成，所以與單獨地設置旁路電容107及終端電容111的情況相比，在設計時，不需要考慮各旁路電容固有的寄生電容。
[0083]接著，參照圖6說明移相器112、113。圖6 (a)是表不使用了實施例1的移相器
112、113的正交混合耦合器的概略結構的圖。圖6(b)是共面傳輸線的布局圖。圖6(c)是使用了實施例1的移相器112、113的正交混合耦合器的布局圖。在圖6中，對與圖1共同的部分附加相同的標號而省略說明。
[0084]圖6(a)所示的移相器112、113使用共面傳輸線構成。移相器112包括共面傳輸線Al、以及對共面傳輸線Al以90[度]的角度進行連接的共面傳輸線BI。共面傳輸線Al的長度為LI，共面傳輸線BI的長度為L3。
[0085]移相器113包括共面傳輸線A2、以及對共面傳輸線A2以90 [度]的角度進行連接的共面傳輸線B2。共面傳輸線A2的長度為L2，共面傳輸線B2的長度為L4。
[0086]在圖6(a)所不的移相器112、113中，共面傳輸線BI和共面傳輸線B2的各長度相等，但共面傳輸線Al比共面傳輸線A2更長。由此，移相器113能夠延遲比移相器112大的相位延遲量。根據移相器112和移相器113之間的相位延遲量，各共面傳輸線的長度被適當調整。
[0087]圖6(c)所示的共面傳輸線CPTl、CPT2、CPT3，例如在基板上形成被製作布線圖案(patterning)的導體箔的信號線20、以及平行地配置在信號線20的兩側的地(GND)圖案
10、30。共面傳輸線CPT，例如，在基板的表面上氣相沉積導體而通過公知的半導體製造方法的製作布線圖案來形成，能夠採用以簡單的結構適合高頻信號的傳輸線。
[0088]圖6 (C)所示的耦合器單元501對應於圖1所示的耦合器單元90，包括變壓器101、耦合電容102、103、旁路電容104?107、終端電阻108及終端電容111。
[0089]共面傳輸線CPTl是對正交混合耦合器100輸入的輸入信號的傳輸線。共面傳輸線CPT2是與移相器112對應的傳輸線，共面傳輸線CPT3是與移相器113對應的傳輸線。
[0090]放大器505、506分別連接到共面傳輸線CPT2、CPT3。在圖6 (C)所示的正交混合率禹合器100的布局中，根據來自稱合器單兀501的通往各放大器505、506的各共面傳輸線CPT2、CPT3的線長度，確定移相器112、113的各相位延遲量。即，移相器112、113的各相位延遲量之差被設定。
[0091]圖7 (a)是表不實施例2的移相器112、113的電路圖，圖7 (b)是表不相位延遲的模擬結果的圖。在圖7(a)中，移相器112、113是使用了 LC集中常數元件的LPF型的移相器。即，移相器112、113包括串聯連接的電感IDTl?IDT4、旁路電容CTl?CT5、端子PXl及PX2。旁路電容CTl?CT5的各電容值相同。
[0092]圖7 (b)是表示圖7 (a)所示的移相器112、113的相位延遲量的頻率特性的模擬結果的圖。圖7(b)的虛線表示移相器112的頻率特性，實線表示移相器113的頻率特性。移相器112的各電容(CTl?CT5)的電容值比移相器113的各電容(CT I?CT5)的電容值大1.9倍。再有，移相器112、113的各電感IDTl?IDT4的值相同。因此，移相器112、113的相位延遲量之差在頻率61.5 [GHz]中大約為7.5 [度]。
[0093](第2實施方式)
[0094]正交混合耦合器的變壓器由金屬(例如，鋁、銅、金)形成，所以溫度變高時，變壓器的寄生電阻也變高。因此，正交混合耦合器，周圍溫度變高時，輸出信號間的相位誤差進一步地增大。由此，正交調製器、正交解調器、多赫蒂放大器的性能劣化。
[0095]在本實施方式中，說明降低使用高頻信號的情況下的振幅誤差及相位誤差的頻率特性，而且降低起因於伴隨溫度上升而增加的變壓器的寄生電阻產生的振幅誤差及相位誤差的正交混合稱合器。
[0096]圖8是表示第2實施方式中的單輸入雙輸出的正交混合耦合器100的電路結構的圖。在圖8中，對與圖1 (c)所示的各部相同的結構要素使用相同的標號，簡化或省略說明。圖8所示的正交混合耦合器100包括耦合器單元90、移相器112、113、作為終端電阻的可變電阻115、作為終端電容的可變電容116、電壓控制電路117及溫度傳感器118。
[0097]在圖8所示的正交混合耦合器100中，耦合器單元90的結構是與圖1所示的正交混合耦合器100的耦合器單元90相同的結構，旁路電容107與可變電阻115和可變電容116並聯地連接。即，在圖8所示的正交混合耦合器100中，使用可變電阻115取代圖1 (c)所示的終端電阻108，使用可變電容116取代終端電容111。
[0098]可變電阻115及可變電容116由電壓控制電路117控制，溫度變高時可變電阻115的電阻值變大，可變電容116的電容值變小。圖8所示的正交混合耦合器100基於來自電壓控制電路117的控制電壓，將可變電阻115的電阻值和可變電容116的電容值設定為期望值。電壓控制電路117根據來自溫度傳感器118的輸出，使控制電壓變化。
[0099]因此，正交混合耦合器100，例如在常溫時使振幅誤差及相位誤差的各頻率特性平坦，即使是周圍溫度上升的情況，也能夠降低振幅誤差及相位誤差的變動。
[0100]以下，具體地說明圖8所示的正交混合耦合器100的具體的動作。
[0101]電壓控制電路117基於輸出電壓Voutl調整可變電阻115的電阻值，基於輸出電壓Vout2調整可變電容116的電容值。溫度傳感器118檢測正交混合耦合器100的周圍溫度。來自溫度傳感器118的輸出被輸入到電壓控制電路117。
[0102]電壓控制電路117基於來自溫度傳感器118的輸出電壓，產生(生成)可變電阻115、可變電容116的各控制電壓。可變電阻115的電阻值、可變電容116的電容值分別根據環境溫度(周圍溫度)而變化。由此，電壓控制電路117及溫度傳感器118例如校正起因於變壓器101的寄生電阻109、110的溫度變化的相位誤差的變動。
[0103]以下，參照圖9?圖11說明相位誤差對應於環境溫度(周圍溫度)的頻率特性、及頻率特性的校正。[0104]圖9(a)是表示伴隨溫度上升變壓器的電阻值上升的情況下的振幅差的頻率特性的圖。圖9(b)是表示伴隨溫度上升變壓器的電阻值上升的情況下的相位差的頻率特性的圖。
[0105]在圖9(a)及(b)中，考慮伴隨環境溫度的上升的變壓器101的寄生電阻109、110的電阻值的上升，示出了電阻值為3.5 [ Ω ]中的振幅差的頻率特性、以及電阻值為4.5 [ Ω ]中的振幅差的頻率特性。可變電容116的電容值設為期望值(50[fF])。
[0106]在圖9(a)中，電阻值為3.5[Ω]的振幅差的頻率特性用點劃線表示，電阻值為4.5[Ω]的振幅差的頻率特性用實線表示。在圖9(b)中，電阻值為3.5[Ω]的相位差的頻率特性用點劃線表示，電阻值為4.5[Ω]的相位差的頻率特性用實線表示。根據圖9(b)，相位差的頻率特性與圖9(a)所示的振幅差的頻率特性相比，相位誤差、即與理想的90[度]的偏差更大。
[0107]圖10(a)是表示根據圖9(a)所示的振幅差的頻率特性使可變電容116的電容值變化的情況下的振幅差的頻率特性的圖。圖10(b)是表示根據圖9(b)所示的相位差的頻率特性使可變電容116的電容值變化的情況下的相位差的頻率特性的圖。
[0108]在圖10(a)及(b)中，在圖9(a)及(b)的各頻率特性的測定條件下進行測定，在可變電容116的電容值是圖9的測定時的電容值即50[fF〕和20[fF]中測定。在圖10(a)及(b)中，可變電容116的電容值Cte rm為50[fF]的振幅差及相位差的各頻率特性用點劃線表示，20 [fF]的振幅差及相位差的各頻率特性用實線表示。
[0109]根據圖10(b)所示的相位差的頻率特性，在可變電容116的電容值Cterm從50[fF]變化為20[fF〕的情況下，輸出信號間的相位誤差被降低。另一方面，根據圖10(a)所示的振幅差的頻率特性，在可變電容116的電容值Cterm從50[fF]變化為20[fF]的情況下，輸出信號間的振幅誤差稍稍增加。
[0110]圖11(a)是表示根據圖10(a)所示的振幅差的頻率特性使可變電阻115的電阻值變化的情況下的振幅差的頻率特性的圖。圖11(b)是表示根據圖10(b)所示的相位差的頻率特性使可變電阻115的電阻值變化的情況下的相位差的頻率特性的圖。
[0111]在圖11(a)及(b)中，可變電阻115的電阻值Rterm為40[Ω]的振幅差及相位差的各頻率特性用點劃線表示，可變電阻115的電阻值Rterm為60[Ω]的振幅差及相位差的各頻率特性用實線表示。
[0112]根據圖11(a)及(b)，在可變電阻115的電阻值Rterm從40[Ω]變化為60[Ω]的情況下，振幅誤差及相位誤差在61.5 [GHz]中大致為0[dB〕及O [度]。
[0113]因此，圖8所示的正交混合耦合器100，即使在高溫時，相比常溫時頻率特性稍稍劣化，但通過使用可變電阻115及可變電容116來校正頻率特性，從而在57?66 [GHz]的頻率波段中，能夠改善振幅差及相位差的各頻率特性，能夠降低振幅誤差及相位誤差。
[0114]具體地說，圖8所示的正交混合耦合器100，即使環境溫度從常溫上升到高溫(例如80 [度]附近)，通過降低可變電容116的電容值，增加可變電阻115的電阻值，也能夠改善振幅差及相位差的各頻率特性。
[0115]接著，參照圖12及圖13說明可變電容116及可變電阻115。
[0116]圖12(a)是表示使用了可變電容二極體的可變電容116的實施例的圖。可變電容116包括具有固定的電容值的電容Cl和使用了可變電容二極體Dl的可變電容C2。電容Cl和可變電容C2在端子N4和地之間串聯連接。可變電容二極體Dl的陰極與電容Cl的一端和電感LGl的一端連接。電感LGl的另一端上施加來自電壓控制電路117的控制電壓VA1。可變電容二極體Dl的陽極端子被接地。電容Cl的另一端連接著端子N4。
[0117]控制電壓VAl根據來自電壓控制電路117的輸出電壓Voutl而變化。例如控制電壓VAl下降時，可變電容二極體的反向偏置被緩和，可變電容116的電容值變小。
[0118]圖12 (b)是表不使用了 MEMS (Micro Electro Mechanical Systems ;微機電系統)可變電容的可變電容的實施例的圖。在圖12(b)中，對與圖12(a)所示的結構共同的部分附加有相同的標號。在圖12(b)所示的可變電容116中，圖12(a)所示的可變電容C2用MEMS構造來形成。
[0119]具體地說，MEMS可變電容包括在半導體基板上設置的作為固定電極的電極1、以及在半導體基板上設置的作為可變電極的電極3。在MEMS可變電容中，在半導體基板上的電極I上，介由電介質層2，被配置與電極I對置的電極3。
[0120]電極3例如是在重合了多個材料層的厚膜上層積了金屬的電極，例如通過彈簧而可動地被支承。
[0121]電極3的電位因控制電壓VAl而變化，電極I和電極3之間的距離因靜電吸引力而變化，所以電容值變化。例如，控制電壓VAl下降時，電極間的距離變大，電容值變小。
[0122]因此，使用了可變電容二極體的可變電容、MEMS可變電容的雙方，電容值都伴隨控制電壓VAl的減少而變小。
[0123]圖13是表示使用了場效應電晶體Ml的可變電阻115的實施例的圖。可變電阻115包括N型的場效應電晶體Ml。來自電壓控制電路117的控制電壓VA2通過電阻Rl，施加在場效應電晶體Ml的柵極上。根據柵極上所施加的電壓，場效應電晶體Ml的源極和漏極之間的實質性的電阻變化，所以場效應電晶體Ml為可變電阻。例如，隨著控制電壓VA2的減少，電阻值變大。
[0124]接著，參照圖14說明電壓控制電路117及溫度傳感器118的電路結構。圖14是表示電壓控制電路117及溫度傳感器118的實施例的電路結構的圖。
[0125]溫度傳感器118包括構成電流鏡的PNP雙極電晶體201、202、206、構成電流鏡的NPN雙極電晶體203、204、以及電壓電流變換用的電阻205。PNP雙極電晶體201、202、NPN雙極電晶體 203、204、電阻 205 被稱為 PTAT (Proportional To Absolute Temperature ;與絕對溫度成正比)電路，環境溫度升高時，PNP雙極電晶體206的輸出電流Ic3變大。
[0126]電壓控制電路117包括構成電流鏡的NPN雙極電晶體207、208、211、串聯連接的電阻209、210、以及串聯連接的電阻212、213。NPN雙極電晶體207、208、211構成電流鏡電路。
[0127]從電阻209和電阻210的共同連接點獲得輸出電壓Voutl，從電阻212和電阻213的共同連接點獲得輸出電壓Vout2。可變電阻115的電阻值根據輸出電壓Voutl而變化，可變電容116的電容值根據輸出電壓Vout2而變化。電阻209、210、212、213確定輸出電壓VoutU Vout2的溫度特性的梯度。
[0128]輸出電壓Vout1、Vout2分別由電阻212和電阻213的分壓比、電阻209和電阻210的分壓比確定。輸出電壓Voutl、Vout2分別在環境溫度(周圍溫度)升高時下降。周圍溫度造成的輸出電壓Voutl、Vout2的溫度特性分別根據電阻212和電阻213之間的電阻值之t匕、電阻209和電阻210之間的電阻值之來確定。
[0129]接著，說明溫度傳感器118的動作。這裡，將NPN雙極電晶體203的基極和發射極之間的電壓設為Vbel JfNPN雙極電晶體204的基極和發射極之間的電壓設為Vbe2，將電阻205的電阻值設為R。NPN雙極電晶體204的集電極電流Icl為(Vbel_Vbe2)/R。
[0130]電阻205的電阻值R具有相對環境溫度的溫度依賴性，伴隨溫度的上升而上升。NPN雙極電晶體203、204的基極和發射極之間的電壓也具有溫度依賴性，該電壓在周圍溫度上升時下降。
[0131]將NPN雙極電晶體203和NPN雙極電晶體204以不同的電流密度偏置時，電壓VbeI和電壓Vbe2相對溫度的變化率變化。將流過NPN雙極電晶體204的電流的電流密度J2設為流過NPN雙極電晶體203的電流的電流密度Jl的η倍(η為大於I的整數)。
[0132]伴隨溫度上升，(Vbel_Vbe2)的值上升。即，溫度上升時，電阻205的一端的電位成比例地上升。因此，通過電阻205的一端的電位的上升而能夠補償伴隨溫度上升的電阻205的電阻值R的增加造成的電流減少。因此，NPN雙極電晶體204的發射極電流(大致等於集電極電流Icl)，根據由(Vbel-Vbe2)的上升和電阻205的電阻值R的增大確定的梯度，相對於周圍溫度而能夠增大。
[0133]基於具有對溫度的梯度特性的電流Icl，產生電流Ic2、Ic3。再有，電流Icl、Ic2、Ic3的電流比根據電流鏡比而能夠確定。電流Ic3具有相對於周圍溫度成比例地以規定的梯度增大的特性，成為溫度傳感器118的輸出電流。
[0134]接著，說明電壓控制電路117的動作。
[0135]電壓控制電路117基於來自溫度傳感器118的輸出電流Ic3，生成根據電流鏡比確定的電流Ic4、Ic5。通過電流Ic4流過電阻210，在電阻210的兩端產生電壓降。根據電阻210的電阻值，基於固定的電流Ic4能夠調整電壓降量。即，根據電阻210和電阻209的電源電壓Vcc的分壓比，能夠調整電阻210的兩端的電壓降量。
[0136]S卩，周圍溫度上升時，電流Ic4增大，電阻210的電壓降量增大，從而輸出電壓Voutl的電壓值下降。根據由電阻209和電阻210的分壓比確定的梯度，能夠調整電壓的下降量。
[0137]對電流Ic5及電阻213、212也是同樣。即，周圍溫度上升時，電流Ic5增大，電阻213的電壓降量增大，從而輸出電壓Vout2的電壓值下降。根據由電阻212和電阻213的分壓比確定的梯度，能夠調整電壓的下降量。
[0138]為了生成控制電壓VA1、VA2，在圖14的例子中，通過將電流源電路用作溫度傳感器118，將電流電壓變換型的反相放大器用作電壓控制電路117，能夠以簡單的結構構成溫度傳感器118及電壓控制電路117。因此，能夠將電壓控制電路117及溫度傳感器118小型化，還能夠容易地裝載在IC中。
[0139](第3實施方式)
[0140]在本實施方式中，說明使用了上述各實施方式中其中一個的正交混合耦合器的放大器(多赫蒂放大器)。圖15是表示第3實施方式的放大器700的內部結構的方框圖。圖15所不的放大器(多赫蒂放大器)包括上述各實施方式中其中一個正交混合稱合器701、主放大器702、1/4波長傳輸線703、及峰值放大器704。
[0141]在圖15中，輸入信號IN在正交混合耦合器701中被分支為相差90度相位的兩個輸出信號。相位移動了 90度的信號(Q信號)被輸入到主放大器702,沒有相位移動的信號(I信號)被輸入到峰值放大器704。
[0142]主放大器702放大Q信號，峰值放大器704放大I信號。來自主放大器702的輸出信號被輸入到1/4波長傳輸線703，在1/4波長傳輸線703中相位被延遲90度。來自1/4波長傳輸線703的輸出信號和來自峰值放大器704的輸出信號被合成，作為來自放大器700的輸出信號OUT輸出。
[0143]在放大器700中,來自主放大器702的輸出信號在1/4波長傳輸線703中相位延遲90度。因此,來自主放大器702的輸出信號和來自峰值放大器704的輸出信號為同相成為前提。因此，主放大器702的輸入信號需要在正交混合耦合器701中被分支為相位差90度的兩個輸出信號。正交混合耦合器701的相位誤差成為來自放大器700的輸出信號中的合成損耗的原因。本實施方式的放大器700，通過使用上述各實施方式中的其中一個正交混合率禹合器，從而輸出損耗小，能夠提高放大效率。
[0144](第4實施方式)
[0145]在本實施方式中，參照圖16說明使用了上述各實施方式中的其中一個正交混合耦合器的無線通信裝置。圖16是表示第4實施方式的無線通信裝置600的內部結構的方框圖。
[0146]圖16所示的無線通信裝置600包括連接了發送用的天線601的射頻發送放大器603、連接了接收用的天線602的射頻接收放大器604、正交調製器605、正交解調器606、上述各實施方式中其中一個正交混合I禹合器607、608、開關609、振蕩器610、PLL(PhasedLocked Loop ;鎖相環)611、模擬基帶電路612、613、以及數字基帶電路614。
[0147]下面說明無線通信裝置600的動作。
[0148]在振蕩器610及PLL611中產生的本地信號，通過開關609，輸入到發送側的正交混合耦合器607或接收側的正交混合耦合器608。本地信號例如是所謂60GHz頻段的高頻率的信號。輸入到發送側的正交混合耦合器607中的本地信號，通過正交混合耦合器607，被分支為相同振幅且相差90度相位的兩個輸出信號。分支後的兩個輸出信號被輸入到正交調製器605。
[0149]輸入到接收側的正交混合稱合器608中的本地信號,通過正交混合稱合器608,被分支為相同振幅且相差90度相位的兩個輸出信號。分支後的兩個輸出信號被輸入到正交解調器606。
[0150]由數字基帶電路614生成的發送基帶信號，在模擬基帶電路612中被DA(DigitalAnalog)變換、放大及濾波，基於來自正交混合耦合器607的輸出信號，在正交調製器605中被變換為射頻(Radio Frequency)信號。射頻信號在射頻發送放大器603中被放大，從發送用的天線601發射。
[0151 ] 在無線通信裝置600中，為了將高頻的本地信號分支為相同振幅且相差90度相位的I信號和Q信號，所以使用上述各實施方式中其中一個的正交混合耦合器607。
[0152]此外，在無線通信裝置600中，通過可變電容及可變電阻的調整，能夠調整正交混合耦合器617的頻率特性，所以能夠提高正交調製器605的調製精度。
[0153]此外，由天線602接收到的射頻接收信號，在射頻接收放大器604中被放大後，基於來自正交混合耦合器608的輸出信號，在正交解調器606中被變換為接收基帶信號。[0154]此外，在無線通信裝置600中，通過可變電容及可變電阻的調整，能夠調整正交混合耦合器618的頻率特性，所以能夠提高正交解調器606的解調精度。
[0155]再有，接收基帶信號在模擬基帶電路613中，進行AD(Analog Digital)變換、放大及濾波，在數字基帶電路614中進行解調。
[0156]由上述，通過本實施方式的無線通信裝置600中使用上述各實施方式中其中一個正交混合耦合器，能夠提高正交調製器605的調製精度及正交解調器606的解調精度。SP，無線通信裝置600能夠提高發送信號的信號質量，能夠提高接收靈敏度。
[0157](第4實施方式的變形例)
[0158]在本實施方式中，參照圖17說明第4實施方式的變形例的無線通信裝置800。圖17是表示第4實施方式的變形例的無線通信裝置800的內部結構的方框圖。在圖17中，對與圖16所示的無線通信裝置600相同的結構附加相同的參考標號而簡化或省略說明，並說明不同的內容。
[0159]在圖17所示的無線通信裝置800中，正交混合耦合器807被設置在射頻發送放大器603和正交調製器805之間，正交混合耦合器808被設置在射頻接收放大器604和正交解調器806之間。
[0160]S卩，正交混合稱合器807輸入來自正交調製器805的兩個輸出信號(I信號、Q信號)，將兩個輸入信號進行合成後作為一個輸出信號輸出到射頻發送放大器603。
[0161]此外，在圖17所示的無線通信裝置800中，正交混合耦合器807將從射頻接收放大器604輸出的射頻信號分支為I信號和Q信號後輸出到正交解調器806。
[0162]圖17所示的無線通信裝置800，在正交調製器805、正交解調器806是分諧波混頻器，也就是說，在是本地信號的頻率為射頻(RF)頻率的整數分之一的混頻器的情況下特別有效。
[0163]由上述，通過在本實施方式的無線通信裝置800中使用上述各實施方式中的其中一個正交混合耦合器，能夠提高正交調製器805的調製精度及正交解調器806的解調精度。即，無線通信裝置800能夠提高發送信號的信號質量，能夠提高接收靈敏度。
[0164]以上，參照【專利附圖】

【附圖說明】了各種實施方式，但本發明不限於這樣的例子是不言而喻的。顯然，只要是本領域技術人員，就能夠在權利要求書所記載的範疇內想到各種變更例或修正例，進而各種實施方式的組合例，並認可它們當然屬於本發明的技術範圍。
[0165]再有，正交混合耦合器的利用範圍廣，例如，也可作為複數混頻器的部件來利用。此外，例如，在IQ相位平面中自由地形成相位差的電路中也能夠利用。此外，如果使用片上(on chip)的螺旋電感器作為電感耦合元件(變壓器)則能夠內置在IC中，適合裝置的小型化。此外，旁路電容等也可根據IC的製造方法來製造，還適合於大量生產。
[0166]再有，上述各實施方式中的移相器112、113不限定為使用共面傳輸線的結構，例如，也可以是使用了微帶傳輸線或帶狀傳輸線的結構。
[0167]再有，本申請基於2012年I月5日申請的日本專利申請(特願2012-000794)，其內容在此作為參照而引入。
[0168]工業實用性
[0169]本發明作為改善高頻信號中的振幅誤差及相位誤差的頻率特性的正交混合耦合器、放大器及無線通信裝置是有用的。
【權利要求】
1.正交混合耦合器，包括: 變壓器，包含第一端子、第二端子、第三端子、第四端子； 第一耦合電容，設置在所述第一端子、第三端子之間； 第二耦合電容，設置在所述第二端子、第四端子之間； 第一旁路電容、第二旁路電容、第三旁路電容、第四旁路電容，分別設置在所述第一端子、第二端子、第三端子、第四端子上； 終端電阻，連接到所述第四端子； 終端電容，連接到所述第四端子，與所述終端電阻並聯地連接； 第一移相器，連接到所述第二端子；以及 第二移相器，連接到所述第三端子， 所述第二移相器的相位延遲量大於所述第一移相器的相位延遲量。
2.如權利要求1所述的正交混合耦合器， 所述第一移相器用第一傳輸線構成， 所述第二移相器用第二傳輸線構成， 所述第二傳輸線的線長度長於所述第一傳輸線的線長度。
3.如權利要求2所述的正交混合耦合器， 所述第一傳輸線及第二傳輸線的各傳輸線用共面傳輸線構成。
4.如權利要求1所述的正交混合耦合器， 所述第一移相器及第二移相器的各移相器用多個電感和多個旁路電容構成， 所述第二移相器的所述旁路電容的電容值大於所述第一移相器的所述旁路電容的電容值。
5.如權利要求1至4中任意一項所述的正交混合稱合器， 所述終端電阻是可變電阻， 所述終端電容是可變電容。
6.如權利要求1至5中任意一項所述的正交混合耦合器，還包括: 溫度傳感器，檢測所述正交混合耦合器的周圍溫度；以及 電壓控制電路，根據所述周圍溫度，將控制所述終端電阻的電阻值及所述終端電容的電容值的控制電壓輸出。
7.如權利要求6所述的正交混合耦合器， 所述電壓控制電路， 隨著所述周圍溫度的上升，生成所述可變電阻的電阻值變大的所述控制電壓，並生成所述可變電容的電容值變小的所述控制電壓。
8.如權利要求1所述的正交混合耦合器， 在所述第四端子上，連接電容值大於所述第一旁路電容、第二旁路電容、第三旁路電容的各旁路電容的電容值的電容，取代所述第四旁路電容和所述終端電容。
9.如權利要求1至8中任意一項所述的正交混合稱合器， 輸入信號輸入到所述第一端子， 從所述第一移相器、第二移相器的各移相器輸出相同振幅且相差90度相位的兩個輸出信號。
10.如權利要求1至8中任意一項所述的正交混合稱合器， 相同振幅且相差90度相位的兩個輸入信號輸入到所述第一移相器、第二移相器的各移相器， 從所述第一端子輸出一個輸出信號。
11.放大器,包括: 權利要求1至9中任意一項所述的正交混合耦合器； 將來自所述正交混合耦合器的一個的輸出信號放大的主放大器； 將來自所述正交混合耦合器的另一個的輸出信號放大的峰值放大器；以及 使來自所述主放大器的輸出信號的相位延遲90度的1/4波長線。
12.無線通信裝置，包括: 生成本地信號的本地信號發生單元； 基於所述生成的本地信號，輸出相同振幅且具有90度的相位差的兩個信號的權利要求9所述的第一正交混合耦合器、第二正交混合耦合器； 基於來自所述第一正交混合耦合器的兩個輸出信號，對發送信號進行正交調製的正交調製器；以及 基於來自所述第二正交混合耦合器的兩個輸出信號，對接收信號進行正交解調的正交解調器。
13.無線通信裝置，包括: 生成本地信號的本地信號發生單元； 基於所述生成的本地信號，對具有90度的相位差的兩個輸入信號進行正交調製的正交解調器； 在所述正交調製後的具有90度的相位差的兩個輸入信號中，使一個的輸入信號的相位超前或延遲90度的、權利要求10所述的正交混合耦合器；以及 將來自所述正交混合耦合器的輸出信號放大的射頻發送放大器。
【文檔編號】H03H7/21GK103620959SQ201280031827
【公開日】2014年3月5日 申請日期:2012年11月16日 優先權日:2012年1月5日
【發明者】中谷俊文 申請人:松下電器產業株式會社