高頻組件及高頻組件中的通孔配置方法
2023-05-18 18:33:01
專利名稱：高頻組件及高頻組件中的通孔配置方法
技術領域：
本發明涉及用於傳播微波或毫米波等高頻帶信號的高頻組件及高頻組件中的通孔配置方法。
背景技術：
在現有技術中，作為傳輸微波頻帶或毫米波頻帶等高頻信號用的傳輸路線，熟知的有帶狀線路、波導管及介質波導管等。另外，已知這些傳輸線路還可以用來構成高頻用諧振器及濾波器。此外，作為由這些高頻用結構要素構成的組件，還有MMIC(單片微波集成電路)等。
最近以來，公開了一種利用層疊技術在多層結構的配線基板內形成介質波導管線路的型式。這種型式，備有將電介質夾在中間層疊的多個接地導體及將內表面金屬化而使接地導體之間導通的通孔，並可以在由這些接地導體和通孔圍出的區域內傳播電磁波。
在這種層疊型的波導管中，如配置通孔的間隔過大，則將使電磁波從相鄰的通孔之間洩漏。因此，必須將設置通孔的間隔設定為小於一定的值。以往，設置該通孔的間隔，一般都是在考慮了信號波長、及電介質基板的相對介電常數後決定。例如，在以下的專利文獻1中，記載著以小於截止波長的間隔設置了通孔的波導管的例。而在以下的專利文獻2中，記載著沿電磁波的行進方向以小於管內波長的二分之一的間隔設置了通孔的波導管的例。
特開平6-53711號公報[專利文獻2]特開平11-284409號公報如上所述，在現有的層疊型波導管中，在決定設置通孔的間隔時主要考慮信號波長。但是，特別是，設置通孔的間隔與導體損耗及輻射損失等的關係，在數學上還未能正確地解釋清楚，因此，只考慮了信號波長的通孔配置不一定是真正的最佳狀態。
發明內容
本發明，是鑑於上述問題而開發的，其目的是提供一種可以實現通孔的最佳配置並能有效地進行電磁波傳播的高頻組件及高頻組件中的通孔配置方法。
本發明的高頻組件，具有多個通孔並利用由這些通孔圍出的區域傳播電磁波，該高頻組件的特徵在於如設各相鄰通孔的中心間隔為d、各通孔的半徑為r，則將多個通孔配置成滿足以下的條件式(A)。
2.0r＜d＜10.0r......(A)本發明第1觀點的高頻組件中的通孔配置方法，用於具有多個通孔並利用由這些通孔圍出的區域傳播電磁波的高頻組件，該高頻組件中的通孔配置方法的特徵在於如設各相鄰通孔的中心間隔為d、各通孔的半徑為r，則將多個通孔配置成滿足以下的條件式(A)。
2.0r＜d＜10.0r......(A)在本發明的高頻組件及本發明第1觀點的高頻組件的通孔配置方法中，通孔的配置，由各相鄰通孔的中心間隔d與各通孔的半徑r的關係規定。因此，可以實現通孔的最佳配置，而與信號波長等無關。
這裡，在本發明的高頻組件及本發明第1觀點的高頻組件的通孔配置方法中，特別是，在將高頻組件構成為由多個通孔形成了側壁的諧振器時，最好將多個通孔配置成滿足以下的條件式(A-1)。
3.6r＜d＜4.0r......(A-1)另外，特別是，在將高頻組件構成為由多個通孔形成了側壁的傳輸線路時，最好將多個通孔配置成滿足以下的條件式(A-2)。
3.6r＜d＜10.0r......(A-2)
另外，特別是，在將高頻組件構成為由多個通孔形成了側壁的諧振器時，也可以將多個通孔配置成使相鄰通孔之間的非傳播區域內的電磁波的衰減為20dB以上。
另外，特別是，在將高頻組件構成為由多個通孔形成了側壁的傳輸線路時，也可以將多個通孔配置成使相鄰通孔之間的非傳播區域內的電磁波的衰減為15dB以上。
在本發明的高頻組件及本發明第1觀點的高頻組件的通孔配置方法中，在電磁波強度分布不均勻的高頻組件中，最好將多個通孔配置成在電磁場強度相對較強的區域內使中心間隔d相對於通孔半徑r具有較小的值。
本發明第2觀點的高頻組件中的通孔配置方法，用於具有多個通孔並利用由這些通孔圍出的區域傳播電磁波的高頻組件，該高頻組件中的通孔配置方法的特徵在於從所要求的電磁波衰減度求得各相鄰通孔的中心間隔d與各通孔的半徑r的關係，並根據該所求得的關係決定各通孔的配置。
在本發明第2觀點的高頻組件中，從所要求的電磁波衰減度求得中心間隔d與各通孔的半徑r的關係。根據該所求得的關係決定各通孔的配置。因此，可以實現通孔的配置，而與信號波長等無關。
附圖的簡單說明
圖1是用於說明本發明一實施形態的作為高頻組件的一例的圓柱型波導管的主要部分的結構的斜視圖。
圖2是用於說明本發明一實施形態的作為高頻組件的一例的長方體型波導管的主要部分的結構的斜視圖。
圖3是表示多角形波導管中的磁場分布例的說明圖。
圖4是表示為求得非傳播區域內的電磁波衰減度而簡化了的波導管結構的斷面圖。
圖5是圖4中示出的波導管的平面圖。
圖6是表示通孔間隙、通孔半徑及通孔中心間隔的概念的說明圖。
圖7是將通孔中心間隔d與衰減度的關係以曲線形式示出的圖。
圖8是為檢查衰減度與頻率的相關性而將頻率與衰減度的關係以曲線形式示出的圖。
圖9是為檢查衰減度與相對介電常數的相關性而將相對介電常數與衰減度的關係以曲線形式示出的圖。
圖10是將通孔半徑r改變時的通孔中心間隔d與衰減度的關係以曲線形式示出的圖。
圖11是對圖10所示的測定結果由通孔半徑r將通孔中心間隔d歸一化後示出的圖。
圖12是表示中心間隔d的值為通孔半徑r的4倍時的通孔配置例的說明圖。
圖13是表示作為無載品質因數Q的測定對象的圓柱型波導管諧振器的通孔配置模式的圖。
圖14是對無載品質因數Q的測定中使用的參數的說明圖。
圖15是表示對圓柱型波導管諧振器的衰減度與無載品質因數Q的相關性進行檢查後的測定結果的圖。
圖16是表示圖13(A)～(G)中示出的圓柱型波導管諧振器的旋轉對稱角θ與通孔半徑r和中心間隔d之比r/d的關係的圖。
圖17是表示使圖16中示出的r/d比值固定並使通孔半徑r改變時得到的旋轉對稱角θ的值的圖。
圖18是表示根據圖17中示出的通孔半徑r與旋轉對稱角θ的關係對圓柱型波導管諧振器的衰減度與無載品質因數Q的相關性進行檢查後的第1測定結果的圖。
圖19是表示根據圖17中示出的通孔半徑r與旋轉對稱角θ的關係對圓柱型波導管諧振器的衰減度與無載品質因數Q的相關性進行檢查後的第2測定結果的圖。
圖20是將圖15(A)～(C)、18(A)～(C)及圖19(A)～(C)中示出的測定結果以曲線形式示出的圖。
圖21是將從測定結果得到的最佳的圓柱型諧振器的具體結構例簡化後示出的平面圖。
圖22是將從測定結果得到的最佳的圓柱型諧振器的具體結構例簡化後示出的斜視圖。
發明的
具體實施例方式
以下，參照附圖詳細說明本發明的實施形態。
圖1和圖2，用於說明本發明一實施形態的高頻組件的結構，並將其主要部分簡化後示出。圖1和圖2的任何一種結構例，都具有採用了通孔的層疊型波導管結構，圖1中電磁波傳播區域整體為圓柱形狀，圖2中電磁波的傳播區域整體為長方體形狀。採用了這類層疊型波導管的高頻組件，與其他的傳輸線路及諧振器等組合，例如可以作為高頻信號用的傳輸線路及濾波器等使用。
圖1中示出的圓柱型波導管10，具有電介質基板11、隔著該電介質基板11彼此相對的接地電極12、13、使這些接地電極12、13之間導通的多個通孔14。通孔14的內表面，進行金屬化處理。通孔14的斷面形狀，大致為圓形。
該圓柱型波導管10，由多個通孔14形成著對電磁波的虛擬導體壁。於是，可以在由多個通孔14和接地電極12、13圍出的區域內傳播電磁波。多個通孔14，作為整體大致排列成圓形，因此，與接地電極12、13一起形成的電磁波的傳播區域，整體為大致的圓柱形狀。此外，該圓柱型波導管10，既可以是用電介質將該電磁波傳播區域填滿的介質波導管結構，也可以是使內部為空洞的空腔波導管結構。
在將該圓柱型波導管10與其他傳輸線路等連接、耦合的情況下，例如，在接地電極12、13的一部分、或由通孔14形成的側壁的一部分上設置用於連接、耦合的耦合窗孔，通過該耦合窗孔與其他傳輸線路等間接或直接地連接、耦合。該連接、耦合結構，並無特別的限定，可以採用以往的某種一般的技術。
圖4和圖5分別示出該圓柱型波導管10的局部斷面圖及局部平面圖。該圓柱型波導管10，如從局部上看，也可以說是由相鄰的2個通孔14A、14B和接地電極12、13形成的四邊(上下左右)由電極覆蓋的簡單的波導管結構。
圖中，設波導管的厚度(高度)方向為z、寬度方向為x、與該z、x方向正交的方向為y。此外，在以下的說明中，如圖6所示，將通孔14A、14B的各自的中心位置標記為C1、C2。將通孔14A、14B的中心間隔標記為d、將各通孔14A、14B的半徑標記為r，將通孔14A、14B的外周間的最短距離(通孔間隙)標記為g。
在這種波導管結構中，如果通孔間隙g為截止波長以下，則沿圖5的y方向入射到該間隙的電磁波S一般按指數函數衰減。該電磁波S，如通孔間隙g越大，則越易於從相鄰的2個通孔14A、14B之間漏出。因此，必須按規定值以下的間隔設置通孔14，以防止電磁波S洩漏到傳播區域的外側。只要是規定值以下的間隔，則並不要求將所有的通孔都按一定的間隔設置，也可以設置為不規則的間隔具體地說，在該圓柱型波導管10中，將通孔14配置成滿足以下的條件式(A)，以防止電磁波S從相鄰的2個通孔14A、14B之間的洩漏超過要求的值。電磁波的頻帶，例如最好為20GHz～120GHz左右、而20GHz～60GHz左右更為理想。
2.0r＜d＜10.0r......(A)這裡，特別是，在將該圓柱型波導管10用作諧振器時，最好配置成滿足以下的條件式(A-1)。
3.6r＜d＜4.0r......(A-1)另外，特別是，當用作傳輸線路時，最好配置成滿足以下的條件式(A-2)。
3.6r＜d＜10.0r......(A-2)進一步，也可以將通孔配置成既滿足上述的條件式又滿足以下的條件式。λ0是與使用頻帶內的至少一部分頻率的截止頻率f0對應的波長。g是通孔間隙，因而g＝d-2r。
λ0/4＜g另外，當用作諧振器時，一般，最好將多個通孔14配置成使相鄰通孔之間的非傳播區域內的電磁波的衰減為20dB以上、而「25dB～30dB」的範圍更為理想。
另外，當用作傳輸線路時，一般可以使容許的衰減度比用作諧振器時小。具體地說，一般配置成使電磁波的衰減為5dB以上即可，如為15dB以上則更為理想。
關於以上的條件式及電磁波衰減度範圍的根據，將在後文中說明。
圖2中示出的長方體型波導管20，除電磁波傳播區域為長方體形狀以外，基本上具有與圖1的圓柱型波導管10相同的結構。即，該長方體型波導管20，也具有電介質基板21、隔著該電介質基板21彼此相對的接地電極22、23、使這些接地電極22、23導通的通孔24。
在該長方體型波導管20，多個通孔24其整體大致配置成方形，據此，與地電極22、23包圍的電磁波傳播區域的整體大致成長方體形狀。
在該長方體型波導管20中，也必須按規定值以下的間隔設置通孔24，以防止電磁波洩漏到傳播區域的外側。在這種情況下，一般認為，基本上只需按照與上述圓柱型波導管10相同的間隔設置即可，但是，在長方體型波導管20中，由通孔24形成的壁面部分上的電磁波強度分布通常並不均勻，所以，最好是考慮了該電磁波強度分布後進行通孔24的配置。
圖3示出長方體型波導管20中的最低次模的H面(平行於磁場的面)內的磁場強度分布例。圖中，畫陰影線的區域是磁場強度最強的區域。因此，在長方體型波導管20中，例如壁面中央部分的磁場強度相對較強。可以認為，在由通孔24形成的側壁部分上，電磁波強度分布越強的區域電磁波越容易洩漏。所以，最好是減小設置通孔24的間隔。即，最好是配置成在電磁場強度越強的區域內使中心間隔d相對於通孔半徑r越具有小的值。
在具有以上結構的圓柱型波導管10及長方體型波導管20中，通孔14、24的配置，由各相鄰通孔的中心間隔d與各通孔的半徑r的關係規定。因此，可以實現通孔的最佳配置，而與信號波長等無關。
以下，說明決定通孔配置的方法。上述的條件式及電磁波衰減度範圍的根據，也一併進行說明。
為決定通孔14的配置，對電磁波從相鄰的通孔14A、14B之間通過時的衰減度進行考察。
(1)通孔的間隔與衰減度首先，測定了使電介質基板11的相對介電常數εr＝7.3、信號頻率f＝25GHz、及通孔半徑r＝0.1mm為固定值並使通孔中心間隔d(參照圖6)連續變化時的衰減度。
在圖7中，使橫軸為d(mm)、縱軸為衰減度A(dB)而以曲線形式示出該測定結果。從曲線圖可以看出，在d＝0.2mm(即，d＝2r)處，衰減度趨於無限大。這是由於當d＝2r時通孔間隙g為零因而將傳輸線路完全封閉，所以是可以理解的結果。
(2)衰減度與頻率的相關性其次，檢查了衰減度與頻率的相關性。測定了使電介質基板11的相對介電常數εr＝7.3、通孔中心間隔d＝0.4mm、及通孔半徑r＝0.1mm(即，通孔間隙g＝通孔直徑2r)為固定值並使信號頻率連續變化時的衰減度A的變化。
在圖8中，使橫軸為頻率(GHz)、縱軸為衰減度A(dB)而以曲線形式示出該測定結果。觀察該測定結果後可知，在接近120GHz之前，衰減度A幾乎沒有變化。特別是，在接近60GHz之前，衰減度A基本上是平坦的。即，可以看出，在20GHz～120GHz左右，衰減度A與頻率幾乎無相關性。波導管的通常使用頻率為20GHz～30GHz，只要在該頻率範圍內，與頻率的相關性可以忽略。
(3)衰減度A與相對介電常數的相關性然後，檢查了衰減度與相對介電常數的相關性。測定了使通孔中心間隔d＝0.4mm、信號頻率f＝25GHz、及通孔半徑r＝0.1mm為固定值並使相對介電常數在1～200範圍內變化時的衰減度A的變化。
在圖9中，使橫軸為相對介電常數εr、縱軸為衰減度A(dB)而以曲線形式示出該測定結果。從圖9可以看出，採用了通孔14的波導管的衰減度，在通常使用的電介質的範圍內，與電介質基板11的材質幾乎無相關性。
從以上的測定結果，可以得出在採用了通孔14的波導管結構中衰減度與頻率及相對介電常數幾乎無相關性的結論。這與以往的觀點不同，是非常新穎的結論。可以認為，其原因是，在由通孔14形成的波導管結構中，其截止波長與實際信號頻率的波長相比非常短，所以，其衰減度只與由通孔14形成的波導管結構的截止波長有關，而與頻率及基板的相對介電常數幾乎無相關性。
(4)通孔的間隔和半徑接著，考慮了通孔中心間隔d和通孔半徑r對衰減度的影響。
首先，測定了使電介質基板11的相對介電常數εr＝7.3、信號頻率f＝25GHz為固定值並使通孔半徑r改變為0.1mm、0.2mm、0.3mm時的通孔中心間隔d與衰減度A的關係。在圖10中，使橫軸為d(mm)、縱軸為衰減度A(dB)而以曲線形式示出該測定結果。
在圖10中，如對通孔半徑分別為0.1mm、0.2mm、0.3mm時的通孔中心間隔d為通孔半徑r的4倍(d＝4r，即通孔間隙g＝通孔直徑2r)處的衰減度進行比較，則都是大約以23dB衰減的相同值。這就是說，只要通孔中心間隔d與通孔半徑r之比保持一定，就可以得到基本相同的衰減度。
圖11是對圖10所示的測定結果由通孔半徑r將通孔中心間隔d歸一化並使橫軸為(d/r)畫出的曲線圖。從該曲線圖也可以看出，只要使通孔半徑r與通孔中心間隔d之比保一定，就可以得到衰減度基本一致的測定結果。以下，討論這種現象的物理意義。
在圖12(A)～(C)中，示出通孔半徑r＝0.1mm、0.2mm、0.3mm時滿足d＝4r條件的通孔14的配置。以下，將圖12(A)～(C)分別標記為情況1、情況2、情況3。
根據圖10所示的測定結果，在情況1、情況2、情況3的各情況下，通過該波導管的電磁波均以相同的衰減度衰減。如將情況3(圖12(C))與情況1(圖12(A))進行比較，則因情況3的通孔間的寬度大所以衰減常數小。但是，由於情況3的通孔14的直徑大，所以與情況1相比衰減距離增長3倍。就是說，情況3，當與情況1進行比較時，由於通孔間的寬度大所以每單位長度的衰減度小，但因衰減距離長而補償了其減小的部分，所以意味著總體的衰減度與情況1相同。
從以上的測定結果可知，如決定了所要求的衰減度的值，則可以從圖11的曲線求得中心間隔d與各通孔半徑r的關係，從而可以根據該關係決定通孔的配置。
例如，在將圓柱型波導管10用作傳輸線路時，如果所要求的衰減度約為5dB以上，則與其對應的d、r的關係從圖11的曲線按以下的條件式求得。
2.0r＜d＜10.0r......(A)如從另一觀點考慮以上的測定結果，則可以看出，在由多個通孔14構成的波導管中，當增大通孔半徑且使衰減度相同時，可以減少通孔14的設置個數。
採用了通孔的圓柱型波導管諧振器的無載品質因數Q
從以上得到的測定結果中，對通孔所引起的電磁波的衰減度已經有了一定程度的理解。可是，在衰減度A與諧振器的無載品質因數Q之間應該存在著某種相關性。因此，接著，測定了將圓柱型波導管10構成為諧振器時的基礎模式中的無載品質因數Q並對該測定結果進行了驗證。
圖13(A)～(G)，示出作為測定對象的圓柱型波導管諧振器的通孔14的配置模式。通孔14的配置模式，是配置成具有角度θ的旋轉對稱性。圖13(A)～(G)的各配置模式中的角度θ，為30°、24°、20°、18°、15°、12°、10°。
如圖14所示，所謂角度θ，指的是連接諧振器整體的中心位置C0和相鄰通孔14A、14B的各自的中心位置C1、C2的2條直線的開口角。
圖13(A)～(G)的圓柱型波導管諧振器，設計成使各通孔的半徑r為0.1mm、電介質(s39材質)的相對介電常數εr為7.3並以大約25GHz的頻率諧振。此外，使從諧振器整體的中心位置C0到諧振器最外側的面51(參照圖14)的長度為3.0mm、從諧振器中心C0到通孔14的長度R為1.7mm。位於諧振器底面和頂面的接地電極12、13的導體部分，設定為電導度σ＝3.0E7(E7＝107)。為評價輻射損失，對諧振器最外側的面51的導體的電導度σ為3.0E7、σ＝1的兩種情況進行了測定。
採用圓柱型諧振器作為測定對象的原因，可以舉出以下幾點，即圓柱型諧振器的基礎模式與角度方向無相關性、對所有通孔14具有相等的條件(在長方體諧振器的情況下，磁場強度將按sin函數分布)、及滿足電磁波垂直於由通孔構成的波導管壁面入射的條件。
·測定結果(1)(r＝0.1mm時)在圖15(A)～(C)中，匯總示出其測定結果。諧振器的厚度h，按3種即0.2mm、0.3mm、0.4mm進行了測定。「f、Q」，是與用金屬覆蓋了諧振器最外側的面51(σ為3.0E7，即輻射損失為零)的情況對應的諧振頻率及無載品質因數Q的值，「fr、Qr」，是外側的面51的電導度σ為1(即有輻射損失)時的值。另外，為進行比較，還記載了諧振器的側面不是通孔而是通常的金屬壁時的諧振頻率及無載品質因數Q的理論值。從圖15(A)～(C)的測定結果可以看出，隨著通孔的中心間隔d的縮短(角度θ減小)，產生輻射損失的無載品質因數Q(Qr)的值逐漸增大並在接近理論值的無載品質因數Q的值下趨於飽和。
接著，對通孔半徑r改變時的無載品質因數Q進行考察。如上所述，在圖4的波導管結構中，如通孔半徑r與通孔中心間隔d之比保持一定，則由2個通孔14A、14B構成的非傳播區域內的電磁波衰減度A基本上保持一定。所謂如通孔半徑r與通孔中心間隔d之比r/d保持一定則衰減度A也保持一定，意味著當通孔半徑r增大時如使中心間隔d也以同樣的比率增大則在各結構中可以得到基本相等的衰減度A。
在圖16中，示出圖13(A)～(G)的圓柱型波導管諧振器的旋轉對稱角θ與r/d的關係。如上所述，這時的通孔半徑r的值為0.1mm。在該圓柱型波導管諧振器中，諧振器半徑R(參照圖14)為固定值，為加大通孔中心間隔d，就必須增大旋轉對稱角θ。
這裡，圓柱型諧振器的通孔中心間隔d，由以下的式(1)求得(R、r、d、θ的關係，參照圖14)。
d=2(R+r)sin2---(1)]]>如從式(1)求出旋轉對稱角θ的關係式，則可以得到以下的式(2)、(3)。
sin2=d2(R+r)=12(rd)(Rr+1)---(2)]]>=2sin-1{12(rd)(Rr+1)}---(3)]]>如使r/d固定為圖16所示的值並根據式(3)求取使通孔半徑r改變為0.2mm、0.3mm時的旋轉對稱角θ，則可以得到如圖17所示的值。
·測定結果(2)(r＝0.2mm、0.3mm時)在圖18(A)～(C)、圖19(A)～(C)中，示出設通孔半徑r為0.2mm、0.3mm並使旋轉對稱角如圖17所示增大時的衰減度A及無載品質因數Q等的測定結果。諧振器的厚度h，按3種即0.2mm、0.3mm、0.4mm進行了測定。「f、Q」、「fr、Qr」等表示的含義，與上述設定為r＝0.1mm的情況相同。
從其中任何一種結果都可以看出，當衰減度A在通孔14A、14B之間的非傳播區域內達到大約26dB時，無載品質因數Q在接近理論值的值下趨於飽和。此外，在因中心間隔d增大(角度θ增大)而不能得到足夠的衰減的情況下，將使電磁波漏出並產生輻射損失，所以，無載品質因數Q(Qr)，與在無輻射損失的情況下測定時的無載品質因數Q(Q)相比明顯降低。
·測定結果(1)、(2)的歸納以上，在圖15(A)～(C)、圖18(A)～(C)和圖19(A)～(C)中，示出通孔半徑r分別為0.1mm、0.2mm、0.3mm時的測定結果。在圖20中，使橫軸為衰減度A(dB)、縱軸為無載品質因數Q而以曲線形式示出從這些測定結果得到的通孔部的衰減度A與無載品質因數Q(Qr)的關係。圖中還以單點鎖線示出厚度h＝0.2mm、0.3mm、0.4mm的各情況下的圓柱型諧振器的理論值的無載品質因數Q。
從圖15(A)～(C)、圖18(A)～(C)和圖19(A)～(C)、以及圖20的曲線可以看出，通過將通孔14之間配置得越來越緊密(使中心間隔d逐漸減小)，可以趨近於理論值的無載品質因數Q。
從圖20可以看出，如使通孔部的衰減達到大約25dB～30dB的程度，則可以得到大致接近於理論值的無載品質因數Q的值。這就意味著，當參照圖11所示的歸一化後的中心間隔d/r與衰減度A的關係時，如將通孔中心間隔d設定為通孔半徑r的大約3.6倍～4.0倍，則可以充分地防止產生輻射。
即，在用通孔14構成圓柱型諧振器的情況下，為得到最佳的無載品質因數Q，只需配置成滿足以下的條件式(A-1)即可。
3.6r＜d＜4.0r......(A-1)另外，在用通孔14構成圓柱型的傳輸線路時，一般認為可以容許衰減到大約5dB～30dB的程度。在這種情況下，如按同樣方式從圖11求得中心間隔d與半徑r的關係，則可以得到以下的條件式(A-2)。
3.6r＜d＜10.0r......(A-2)另外，在現有技術中，有以截止波長以下的間隔配置通孔的例，但在本實施形態中，不限於截止波長以下，也可以將通孔配置成既滿足上述各條件式又滿足例如以下的條件式，。λ0是與使用頻帶內的至少一部分頻率的截止頻率f0對應的波長。g是通孔間隙，因而g＝d-2r。
λ0/4＜g圖21(A)～(C)和圖22(A)～(C)，示出從以上的測定結果得到的最佳的圓柱型諧振器的具體結構例。在這些圖中，將結構簡化並僅示出部分結構，但整體的基本結構，與圖1中示出的圓柱型波導管10相同。
這些圓柱型諧振器，是在通孔部得到大約38dB的衰減的結構例，厚度h都為0.4mm，各通孔54A、54B、54C的半徑r分別為0.1mm、0.2mm、0.3mm。無論在哪一種情況下，無載品質因數Q都大約為530，因而是可以得到大致與理論值的無載品質因數Q相同的值的結構。從圖中的結構例還可以看出，當使通孔半徑r增大時如使中心間隔d與其相應地增大則可以得到相等的無載品質因數Q。就是說，這意味著通過增大通孔半徑可以減少通孔數的結論得到了了證明。
如上所述，對通孔半徑r、通孔中心間隔d、及輻射損失的關係已可以進行一定程度的分析。從分析結果可知，與迄今為止的常識不同，設置通孔14的基板的相對介電常數及頻率，對基板內的電磁波的衰減幾乎沒有影響。這一結果，應用範圍廣泛，在基板設計中也可以應用。
即，這意味著，設置在基板上的通孔14的間隔，必須考慮通孔半徑r與通孔中心間隔d之比，而無需考慮波長。例如，這裡測定了頻率為25GHz下的衰減度，但實際上衰減度的值即使是在1GHz下也只能得到幾乎不變的值。
因此，例如在設計圖1中示出的圓柱型波導管10時，可以從所要求的衰減度用圖11所示的曲線求得通孔中心間隔d與各通孔半徑r的關係，並根據該所求得的關係決定各通孔的配置。
另外，這裡，對與角度無相關性的圓柱型的結構進行了測定，但即使是長方體的結構也可以得到大致相同的結果。但是，在長方體結構中，在壁面上電磁波並不均勻，所以，應考慮是否可以根據其分布改變通孔的間隔。
如上所述，按照本實施形態，通孔的配置由各相鄰通孔的中心間隔d與各通孔的半徑r的關係規定。所以，可以實現通孔的最佳配置，而與信號波長等無關。利用具有按如上所述方式配置的通孔的高頻組件，可以有效地進行電磁波的傳播。
本發明，可以實施各種各樣的變形，而不限定於以上的實施形態。例如，在上述實施形態中，給出了接地電極為2層的結構例，但也可以應用於具有3層以上的接地電極的多層結構。此外，本發明的通孔配置方法，不限於圓柱型波導管10及長方體型波導管20，對採用了通孔的層疊結構的其他波導管都可以應用。
另外，在本實施形態中，說明了通孔的斷面形狀為圓形的情況，但可以認為對類似於圓形的多角形狀或接近於圓形的橢圓形狀等也可以在大致同樣的配置下取得同樣的效果。此外，可以認為，即使各通孔的半徑r完全不同，但只要至少在製造誤差程度的範圍內則仍可以在大致同樣的配置下取得同樣的效果。
如上所述，按照方案1～8的任何一項所述的高頻組件、或方案9或11所述的高頻組件中的通孔配置方法，通孔的配置由各相鄰通孔的中心間隔d與各通孔的半徑r的關係規定，所以，可以實現通孔的最佳配置，而與信號波長等無關。利用具有按如上所述方式配置的通孔的高頻組件，可以有效地進行電磁波的傳播。
另外，按照方案10或11所述的高頻組件中的通孔配置方法，從所要求的電磁波衰減度求得各相鄰通孔的中心間隔d與各通孔的半徑r的關係，並根據該所求得的關係決定各通孔的配置，所以，可以實現通孔的最佳配置，而與信號波長等無關。利用具有按如上所述方式配置的通孔的高頻組件，可以有效地進行電磁波的傳播。
權利要求
1.一種高頻組件，具有多個通孔並利用由這些通孔圍出的區域傳播電磁波，該高頻組件的特徵在於如設各相鄰通孔的中心間隔為d、各通孔的半徑為r，則將上述多個通孔配置成滿足以下的條件式(A)。2.0r＜d＜10.0r......(A)
2.根據權利要求1所述的高頻組件，其特徵在於構成為由上述多個通孔形成了側壁的諧振器，並將上述多個通孔配置成滿足以下的條件式(A-1)。3.6r＜d＜4.0r......(A-1)
3.根據權利要求1所述的高頻組件，其特徵在於構成為由上述多個通孔形成了側壁的傳輸線路，並將上述多個通孔配置成滿足以下的條件式(A-2)。3.6r＜d＜10.0r......(A-2)
4.根據權利要求1所述的高頻組件，其特徵在於構成為由上述多個通孔形成了側壁的諧振器，並將上述多個通孔配置成使相鄰通孔之間的非傳播區域內的電磁波的衰減為20dB以上。
5.根據權利要求1所述的高頻組件，其特徵在於構成為由上述多個通孔形成了側壁的傳輸線路，並將上述多個通孔配置成使相鄰通孔之間的非傳播區域內的電磁波的衰減為15dB以上。
6.根據權利要求1～5的任何一項所述的高頻組件，其特徵在於在電磁波強度分布不均勻的高頻組件中，將上述多個通孔配置成在電磁場強度越強的區域內使中心間隔d相對於通孔半徑r越具有較小的值。
7.根據權利要求1～6的任何一項所述的高頻組件，其特徵在於電磁波的頻帶為20GHz～120GHz的範圍。
8.根據權利要求1～7的任何一項所述的高頻組件，其特徵在於當設與使用頻帶內的至少一部分頻率的截止頻率f0對應的波長為λ0時，滿足λ0/4＜g式中，g＝d-2r。
9.一種高頻組件中的通孔配置方法，用於具有多個通孔並利用由這些通孔圍出的區域傳播電磁波的高頻組件，該高頻組件中的通孔配置方法的特徵在於如設各相鄰通孔的中心間隔為d、各通孔的半徑為r，則將上述多個通孔配置成滿足以下的條件式(A)。2.0r＜d＜10.0r......(A)
10.一種高頻組件中的通孔配置方法，用於具有多個通孔並利用由這些通孔圍出的區域傳播電磁波的高頻組件，該高頻組件中的通孔配置方法的特徵在於從所要求的電磁波衰減度求得各相鄰通孔的中心間隔d與各通孔的半徑r的關係，並根據該所求得的關係決定各通孔的配置。
11.根據權利要求9或10的任何一項所述的高頻組件中的通孔配置方法，其特徵在於當設與使用頻帶內的至少一部分頻率的截止頻率f0對應的波長為λ0時，將上述通孔配置成滿足λ0/4＜g式中，g＝d-2r。
全文摘要
本發明的課題是要做到能夠實現通孔的最佳配置並可以有效地進行電磁波的傳播。圓柱型波導管(10)，具有電介質基板(11)、彼此相對的接地電極(12、13)、使接地電極(12、13)之間導通的多個通孔(14)。當決定通孔(14)的配置關係時，首先，從所要求的電磁波衰減度求得中心間隔d與各通孔的半徑r的關係。然後，根據該所求得的關係決定各通孔的配置。因此，可以實現通孔的最佳配置，而與以往用作參數的信號波長等無關。
文檔編號H01P7/00GK1508904SQ20031012065
公開日2004年6月30日 申請日期2003年12月16日 優先權日2002年12月16日
發明者福永達也 申請人:Tdk株式會社