一種基於PR內環控制的組合式三相逆變電源的製作方法
2023-05-09 01:09:31 2
本發明涉及直流-交流電能變換裝置，具體涉及一種基於PR內環控制的三相逆變電源。
背景技術：
逆變電源可以將直流電制變換為交流電制，提供具有良好品質的各種交流用電。隨著社會工業需求的提高，對逆變電源功率需求越來越高，而大功率逆變電源由於使用的開關器件性能的限制，其開關頻率有限，控制性能會受到很大制約，然而另一方面，隨著工業負荷多樣性增加，獨立交流電網中負荷投切變的更加頻繁，對逆變電源輸出電壓的穩定度、各種大負載投切下的快速響應能力、惡劣不平衡負載下的電壓均衡度、對短路故障的保護能力等等方面均提出了很高的要求。
傳統的三相逆變電源通常控制上採用同步旋轉坐標系下的電壓PI控制，基於這種拓撲和控制結構的逆變電源三相輸出電壓相互耦合，任意一相負載狀態或外電路狀態發生變化，就會嚴重影響其他兩相電壓的輸出，此外採用單電壓環控制方案的逆變電源穩定性差。也有採用電壓PI外環、電流單P內環的雙環控制結構來改善逆變電源穩定性，同時也具備了一定的短路限流能力，然而限流能力十分有限且限流值不恆定，且三相耦合依然嚴重。還有採用電壓PI外環、電流PI內環的雙環控制結構來增強短路限流能力，但同樣的存在三相相互耦合的問題，且採用雙環結構後受到內環控制影響，外環動態響應的快速性降低。
技術實現要素：
本發明的目的是為了克服三相逆變電源相間相互耦合、穩態特性和動態特性難以兼顧的問題。提高極端不平衡負載下三相電壓平衡度，提高逆變電源輸出交流電壓穩態品質和大負載投切時的動態響應速度。
具體而言，本發明提供一種基於PR內環控制的組合式三相逆變電源，其特徵在於，所述組合式三相逆變電源包括：
對直流電壓進行濾波處理的直流濾波電路，ABC三相獨立的橋式高頻調製電路，ABC三相獨立的交流濾波電路，分別採集三相輸出電壓和輸出電流的傳感器組以及隔離型的三相變壓器，以及各自獨立的三相控制電路，
每相的控制電路包括：虛擬靜止-同步旋轉變換運算器(6)、電壓D軸PI運算器(7)、電壓Q軸PI運算器(8)、同步-靜止變換運算器(9)、帶抗飽和限定的電流PR運算器(10)、諧波主動補償運算器(11)和驅動生成器(12)，
所述虛擬靜止-同步旋轉變換運算器(6)接收電壓當前值Ui_0和k拍前的歷史值Ui_k以及相位信號Phi，並進行虛擬坐標轉換計算得到單相電壓D軸分量Ui_D和Q軸分量Ui_Q，其中i為ABC三相中的任意一相；
電壓D軸PI運算器(7)接收D軸設定指令值Ui_Dref和D軸電壓分量Ui_D，經過PI運算後得到結果Ii_Dref；
電壓Q軸PI運算器(8)接收Q軸設定指令值Ui_Qref和Q軸電壓分量Ui_Q，經過PI運算後得到結果Ii_Qref；
同步-靜止變換運算器(9)接收Ii_Dref、Ii_Qref以及i相相位信號Phi，經過坐標變換計算得到靜止坐標系下i相電流交流指令值Ii_ref；
帶抗飽和限定的電流PR運算器(10)接收指令值Ii_ref和i相電流當前採樣值Ii_0，計算得到i相的佔空比控制信號Di_out；
諧波主動補償運算器(11)接收i相電壓當前值Ui_0，並提取電壓中的諧波分量進行定點補償控制；
驅動生成器(12)接收運算後得到的主動諧波補償量Di_hout，用以生成三相逆變電源的i相驅動信號。
優選地，所述的虛擬靜止-同步旋轉變換運算器(6)利用公式(I)和(II)計算得到UA_D和UA_Q：
其中，PhA為程序自生成的A相相位，一個採樣周期表示為Ts，交流電壓的基波周期為T，N表示當前時刻是一個基波周期T內的第N個採樣周期，UA_0是當前採樣時刻的電壓瞬時值，UA_k是k個採樣周期前的電壓瞬時值。
優選地，所述的電壓D軸PI運算器(7)和電壓Q軸PI運算器(8)利用常規的PI運算公式進行計算，計算後得到IA_Dref和IA_Qref，
所述的同步-靜止變換運算器(9)採用下述公式(IV)計算得到IA_ref，
IA_ref＝IA_Dref×sin(PhA)+IA_Qref×cos(PhA) (IV)
優選地，所述帶抗飽和限定的電流PR運算器(10)包括誤差減法器(10-1)、抗飽和減法器(10-2)、PR比例運算器(10-3)、帶相位補償的PR諧振運算器(10-4)、加法器(10-5)、抗飽和運算器(10-6)、幅值限定器(10-7)和幅值限定減法器(10-8)，
誤差減法器(10-1)接收IA_ref和IA_0、進行減法運算，計算得到二者之間的誤差IA_err；
PR比例運算器(10-3)接收IA_err並將IA_err乘以係數KP_PR後輸出計算結果IA_KPo；
抗飽和減法器(10-2)接收誤差IA_err，其中，IA_err送入到抗飽和減法器(10-2)的「-」端，經運算後得到IA_errR；IA_errR送入帶相位補償的PR諧振運算器(10-4)，經過基於基波頻率的諧振算法計算後，得到輸出結果IA_GRo；IA_GRo和IA_KPo同時送入加法器(10-5)，相加得到IA_out；IA_out送入幅值限定器(10-7)計算後得到DA_out；IA_out和DA_out分別送入到幅值限定減法器(10-8)的「+」端和「-」端，相減得到IA_outm；IA_outm送入到抗飽和運算器(10-6)計算，抗飽和運算器(10-6)將IA_outm乘以係數Klim後輸出結果IA_errm，結果送入到抗飽和減法器(10-2)的「-」端。
優選地，所述的帶相位補償的PR諧振運算器(10-4)的計算公式如公式(V)所示，其中KR是諧振運算器增益係數，w0是交流電壓基波角頻率，wc是基波相位補償角；
優選地，所述的諧波主動補償運算器(11)包括基波陷波器(11-1)、n個單次諧波主動補償運算器(11-2)和加法器(11-3)。
本發明控制方法的優點在於：
(1)三相完全獨立控制，互不耦合，極端不平衡負載下仍能保證輸出電壓高平衡度；
(2)虛擬同步旋轉坐標系外環電壓PI控制可以實現輸出電壓的無靜差控制；
(3)PR電流內環提供了極其快速的內環響應速度，保證系統動態響應快，且具備準確快速的短路限流能力；
(4)PR電流內環只對基波頻率成分起作用，保證了穩態諧波電壓低，以及短路限流值的穩定度；
(5)PR輸出抗飽和幅值限定器能夠保證逆變電源在直流電壓不足時仍能維持良好的正弦波形輸出；
(6)諧波主動補償運算器可以有效定點補償逆變電源輸出電壓中由系統外部負載特性引入的特徵次諧波。
附圖說明
圖1為基於PR內環控制的組合式三相逆變電源的系統框圖；
圖2為圖1中帶抗飽和限定的電流PR運算器的結構框圖；
圖3為圖1中諧波主動補償運算器的結構框圖；
圖4為本發明中抗飽和運算器的控制效果；
圖5為本發明中主動諧波補償控制器的效果；
圖6為逆變電源在極端不平衡工況時的控制效果。
具體實施方式
實施例1
下面結合附圖對本發明作進一步說明。
如圖1所示，本發明的基於PR內環控制的組合式三相逆變電源包括對直流電壓進行濾波處理的直流濾波電路1，三相分別獨立的A(BC)相橋式高頻調製電路2，三相獨立的A(BC)相交流濾波電路3，分別採集三相輸出電壓和輸出電流的傳感器組4以及隔離型的三相變壓器5。
本發明對各相進行獨立的基於PR電流內環控制、虛擬同步旋轉坐標系下PI電壓外環控制的雙環控制。每相的控制模塊包括獨立的虛擬靜止-同步旋轉變換運算器6、電壓D軸PI運算器7、電壓Q軸PI運算器8、同步-靜止變換運算器9、帶抗飽和限定的電流PR運算器10、諧波主動補償運算器11和驅動生成器12，A、B、C三相均包含上述功能完備的所有控制模塊。
下面以A相為例進行介紹。將A相電壓當前值UA_0和k拍前的歷史值UA_k以及控制模塊自生成的A相相位信號PhA送入虛擬靜止-同步旋轉變換運算器6，經過虛擬坐標轉換計算得到A相電壓D軸分量UA_D和Q軸分量UA_Q；將D軸設定指令值UA_Dref和D軸電壓分量UA_D送入電壓D軸PI運算器7，將Q軸設定指令值UA_Qref和Q軸電壓分量UA_Q送入電壓Q軸PI運算器8，分別經過PI運算後得到結果IA_Dref和IA_Qref；IA_Dref、IA_Qref以及A相相位信號PhA一起送入同步-靜止變換運算器9，經過坐標變換計算得到靜止坐標系下A相電流交流指令值IA_ref；將指令值IA_ref和A相電流當前採樣值IA_0送入帶抗飽和限定的電流PR運算器10中，計算得到得到A相的佔空比控制信號DA_out；A相電壓當前值UA_0同時也送入到諧波主動補償運算器11中，諧波主動補償運算器會提取電壓中的諧波分量進行定點補償控制，運算後得到主動諧波補償量DA_hout；DA_out和DA_hout送入驅動生成器12最終生成三相逆變電源的A相驅動信號。B、C相控制模塊與A相一致，送入B、C相控制模塊的數據相應變為UB_0、UB_k、UB_Dref、UB_Qref、IB_0、PhB和UC_0、UC_k、UC_Dref、UC_Qref、IC_0、PhC。
所述的控制模塊可採用數位訊號處理器(DSP，Digital Signal Processor)、單片機或者現場可編程門陣列(FPGA，Field Programmable Gate Array)等具有數位訊號處理和控制能力的晶片來實現，本實施例中選用TI公司的DSP晶片TMS28335，該晶片運行速度高達150MHz，並且具有12路全比較PWM輸出端，擁有足夠的運算能力和控制能力。
所述的虛擬靜止-同步旋轉變換運算器6利用公式(I)和(II)計算得到UA_D和UA_Q，PhA為程序自生成的A相相位，一個採樣周期表示為Ts，交流電壓的基波周期為T，N表示當前時刻是一個基波周期T內的第N個採樣周期，UA_0是當前採樣時刻的電壓瞬時值，UA_k是k個採樣周期前的電壓瞬時值：
電壓D軸PI運算器7和電壓Q軸PI運算器8利用常規的PI運算公式進行計算，計算後得到IA_Dref和IA_Qref。
同步-靜止變換運算器9採用下述公式(IV)計算得到IA_ref，
IA_ref＝IA_Dref×sin(PhA)+IA_Qref×cos(PhA) (IV)
如圖2所示，帶抗飽和限定的電流PR運算器10，包括誤差減法器10-1、抗飽和減法器10-2、PR比例運算器10-3、帶相位補償的PR諧振運算器10-4、加法器10-5、抗飽和運算器10-6、幅值限定器10-7和幅值限定減法器10-8。
然後，將IA_ref和IA_0分別送入到誤差減法器10-1的「+」和「-」位置，進行減法運算，計算得到結果IA_err；IA_err送入到PR比例運算器10-3參與計算，PR比例運算器10-3將IA_err乘以係數KP_PR後輸出計算結果IA_KPo；IA_err同時也送入到抗飽和減法器10-2的「+」端，IA_errm送入到抗飽和減法器10-2的「-」端，經運算後得到IA_errR；IA_errR送入帶相位補償的PR諧振運算器10-4，經過基於基波頻率的諧振算法計算後，得到輸出結果IA_GRo；IA_GRo和IA_KPo同時送入加法器10-5，相加得到IA_out；IA_out送入幅值限定器10-7計算後得到DA_out；IA_out和DA_out分別送入到幅值限定減法器10-8的「+」端和「-」端，相減得到IA_outm；IA_outm送入到抗飽和運算器10-6計算，抗飽和運算器10-6將IA_outm乘以係數Klim後輸出結果IA_errm，結果送入到抗飽和減法器10-2的「-」端。
帶相位補償的PR諧振運算器10-4的計算公式如(V)所述，其中KR是諧振運算器增益係數，w0是交流電壓基波角頻率，wc是基波相位補償角；
所述的抗飽和運算器10-6，其特徵在於將輸出限幅前後的結果減法運算後進行閉環運算，閉環調節送入帶相位補償的PR諧振運算器10-4的誤差值。
如圖3所示，所述的諧波主動補償運算器11，其特徵在於，其包括基波陷波器11-1、n個單次諧波主動補償運算器11-2和加法器11-3，
接下來將交流電壓當前採樣值UA_0送入到基波陷波器11-1中，濾除其中基波分量，僅留下交流電壓中諧波分量UA_h；將UA_h送入單次諧波主動補償運算器11-2中，根據實際需要設置單次諧波主動補償運算器11-2對應的頻率和個數，計算後的結果送入加法器11-3中，疊加得到DA_hout。
單次諧波主動補償運算器11-2的計算公式如(VI)所示，其中KR_hn是n次諧波主動補償運算器增益係數，wn是交流電壓n次諧波角頻率，wcn是交流電壓n次諧波的相位補償角；
所述的驅動生成器(12)將DA_out和DA_hout疊加後，與載波比較生成脈寬調製驅動信號PWMA。
圖4～圖6的仿真和實驗波形採用的控制器參數為：基波角頻率w0為100π，開關頻率為3kHz，採樣周期Ts為1/3ms，基波周期T為20ms，N為60，k為10，KP_PI為1.2，KI_PI為3000，KP-PR為0.1，wc為0.174533，KR為200，Klim為10，Imax取為2000，本實例中特選取5、7次諧波進行補償，對應諧波角頻率w5和w7分別為500π和700π，wc5為0.261799，wc7為0.349066，KR_h5為400，KR_h7為400；非線性負載工況設置為三相不控整流型負載，負載大小約為200kW；不平衡負載工況設置為A相負載300kW，B相負載300kW，C相開路。
從圖4中可以看出，當給予PR運算器一個固定誤差，無本發明中抗飽和限定器時，PR運算器輸出正弦波出現明顯平頂畸變，而採用本發明中抗飽和限定器後，PR運算器輸出正弦波保持了良好的正弦度。從圖5(下部為帶非線性負載，有諧波主動補償，上部為帶非線性負載，無諧波主動補償)中可以看出，逆變電源非線性負載時，本實例中特定的負載情況是200kW的三相不控整流型負載，傳統控制方法下交流輸出電壓出現了明顯的諧波畸變，而採用本發明的諧波主動補償運算器後，輸出交流電壓諧波明顯減小；從圖6中可以看出，即使逆變電源帶極端不平衡負載，本實例中特定的負載情況是A相負載300kW，B相負載300kW，C相開路，本發明的控制方法仍可以保證三相交流電壓良好的平衡度，三相電壓均維持為380V有效值。
此外，採用本發明的逆變電源從空載向300kW負載突加，以及從450kW向150kW負載突減時，逆變電源輸出電壓只在突變瞬間有極其輕微的波動，動態響應速度非常快。
本發明不僅局限於上述具體實施方式，本領域一般技術人員根據實施例和附圖公開內容，可以採用其它多種具體實施方式實施本發明，因此，凡是採用本發明的設計結構和思路，做一些簡單的變換或更改的設計，都落入本發明保護的範圍。