具有DVC的功率放大器匹配電路的製作方法

2023-06-05 05:41:11 2

相關申請的交叉引用

本申請要求於2014年10月9日提交的美國臨時專利申請號為62/061,928的優先權，其通過引用併入本文。

發明背景

發明領域

本文公開的實施例一般地涉及用於在比如可攜式電話的設備中進行阻抗匹配和諧波控制的功率放大器匹配電路。

相關技術說明

可攜式電話，比如行動電話，有很多使日常生活更便利的期望功能。例如，行動電話能夠接收電子郵件、簡訊以及供終端用戶使用的其他數據。此外，行動電話能夠發送電子郵件、簡訊以及來自該行動電話的其他數據。行動電話通常在由各種行動電話運營商中的任一個所提供的無線網絡上運行。發送至行動電話或由行動電話發送的數據要求行動電話在越來越多的頻率上工作，以支持該行動電話的所有組件和天線。

功率放大器輸出匹配電路可以用於將由天線所呈現的標稱為50歐姆的負載阻抗改變為適用於該功率放大器輸出級的操作的較低的阻抗。這些輸出匹配電路在固定頻帶上工作，並且所述電路呈現給功率放大器的阻抗針對該放大器的操作類型(比如高線性度或高效率)來進行優化。

圖1示出典型的功率放大器輸出匹配電路100的示意性電路圖。電路100具有與表面貼裝技術(smt)電容器一起集成到該功率放大器模塊基板中的至少三個電感器，以獲得使該功率放大器輸出級進行高效和線性工作所需的阻抗匹配。電路100充當使用第一部分低通網絡101和第二部分低通網絡103的阻抗匹配網絡。用於功率放大器輸出級的典型期望負載阻抗約為3歐姆。第一部分低通網絡101將負載阻抗按比率增加約500％，通常將該阻抗從約3歐姆增加到約15歐姆。第二部分低通網絡103進一步將阻抗從約15歐姆增加到約50歐姆，這是功率放大器必須工作的典型標稱系統阻抗。

電路100具有幾個缺點。一個主要的缺點是固定的阻抗比和固定的中心頻率，因為基板電感器和smt電容器具有固定值。電路100在帶寬和插入損耗特性方面也受到限制，因為在設計優化中對這些參數進行了折中。由於smt電容器需要佔據基板表面上的空間，電路100的物理尺寸也很大。此外，電路100可能需要在功率放大器和頻分雙工(fdd)系統運行所需的任意雙工器之間包括固定的匹配網絡。該網絡使雙工器阻抗與功率放大器的負載阻抗匹配。該方法的一個缺點是對於具有大範圍的阻抗值-頻率比的典型雙工器，固定網絡不能在寬的帶寬中對功率放大器和雙工器進行最佳匹配。此外，為了系統效率優化，固定網絡不能對功率放大器與施加到功率放大器的變化的電源電壓之比進行最佳匹配。針對每個功率放大器/雙工器組合來實驗性地確定固定網絡，使得新的電話平臺的初啟成為一個緩慢而繁瑣的過程。該網絡還需要幾個smt電感器和/或電容器，並且佔用每個雙工器的較多電話板空間。

因此，需要一種改進的用作阻抗匹配網絡的功率放大器匹配電路，其允許動態調節阻抗以補償系統參數(比如發射中心頻率、電源電壓、和雙工器負載阻抗與頻率之比)的變化。

技術實現要素：

本申請公開的實施例一般地涉及用於在比如可攜式電話的設備中進行阻抗匹配和諧波控制的功率放大器匹配電路。在一個示例中，功率放大器匹配電路包括兩個dvc、四個電感器、電晶體和電容器。利用兩個dvc，電路的阻抗匹配比和中心頻率能夠根據需要進行調節。此外，包含兩個dvc還可以防止諧波頻率不期望地通過功率放大器匹配電路傳遞到可攜式設備的天線。所述功率放大器匹配電路可以與放大器結合使用，其中放大器的輸出功率與電路中的電流成比例。

在一個實施例中，第一電感器的第一端與電源電耦接。第一電容器的第一端與第一電感器的第二端連接。電晶體進而與第一電容器的第二端和第一電感器的第二端連接。第二電感器的第一端與第一電感器的第二端連接。第一dvc的第一端與第二電感器的第二端連接。第二dvc的第一端也與第二電感器的第二端連接。第三電感器的第一端與第二dvc的第二端連接。第三電感器的第二端電接地。第一dvc的第二端與第四電感器的第一端連接。第四電感器的第二端電接地。第一dvc的第二端和第四電感器的第一端與rf輸出連接。

在另一實施例中，第一電感器的第一端與電源電耦接。第一電容器的第一端與第一電感器的第二端連接。電晶體與第一電容器的第二端和第一電感器的第二端連接。放大器的第一端與第一電感器的第一端和第二端連接，並且該放大器的第二端與電壓輸出連接。該放大器的輸出與從第一電感器的第一端流到第一電感器的第二端的電流成比例。

在另一實施例中，第一電感器的第一端與電源電耦接。第一電容器的第一端與第一電感器的第二端連接。電晶體與第一電容器的第二端和第一電感器的第二端連接。第二電感器的第一端與第一電感器的第二端連接。第一dvc的第一端與第二電感器的第二端連接。第三電感器的第一端與第一dvc的第二端連接。第三電感器的第二端電接地。第四電感器的第一端與第二電感器的第二端連接。第二dvc的第一端與第四電感器的第二端連接。第五電感器的第一端與第二dvc的第二端連接。第五電感器的第二端電接地。第二電容器的第一端與第四電感器的第二端連接。第二電容器的第二端與rf輸出連接。

附圖說明

因此，能夠詳細地理解本發明的上述特徵的方式、對以上簡要總結的發明的更具體的描述可以通過參考實施例來獲得，其中一些實施例在附圖中圖示說明。然而，應當注意，附圖僅圖示出本發明的典型實施例，因此不會被認為是對其範圍的限制，因為本發明可以允許其他效果等同的實施例。

圖1是具有smt電容器和電感器的功率放大器匹配電路的示意性電路圖。

圖2是根據一個實施例的行動電話的等距圖。

圖3a是根據一個實施例的數字可變電容器的示意性俯視圖。

圖3b是mems裝置的示意性橫截面圖。

圖4是利用阻抗匹配網絡的功率放大器匹配電路的示意性電路圖。

圖5是利用電源控制器電路的功率放大器匹配電路的示意性電路圖。

圖6是控制二次和三次諧波的功率放大器匹配電路的示意性電路圖。

為了便於理解，在可能的情況下，使用了相同的參考標號來標示附圖共有的相同元件。預期的是，在一個實施例中公開的元件可以有利地用於其他實施例，而無需特別說明。

具體實施方式

本文公開的實施例一般地涉及用於在比如可攜式電話的設備中進行阻抗匹配和諧波控制的功率放大器匹配電路。在一個示例中，功率放大器匹配電路包括兩個dvc、四個電感器、電晶體和電容器。利用這兩個dvc，電路的阻抗匹配比和中心頻率能夠根據需要進行調節。此外，包含兩個dvc還可以防止諧波頻率不期望地通過功率放大器匹配電路傳遞到可攜式設備的天線。所述功率放大器匹配電路可以與放大器結合使用，其中放大器的輸出與電路中的電流成比例。

圖2圖示可以在其中使用本文討論的功率放大器匹配電路的行動電話。圖3a是根據一個實施例的數字可變電容器(dvc)300的示意圖。dvc300包括多個腔302。雖然僅詳細示出了一個腔302，但是應當理解，每個腔302可以具有相似的構造，然而每個腔302的電容可以不同。

每個腔302具有耦接到rf連接器/焊接凸點306的rf電極304。此外，每個腔302具有一個或更多個引入電極(pull-inelectrode)308和一個或更多個接地電極310。切換元件312(示出2個)設置在電極304、308、310之上。事實上，切換元件312電耦接到接地電極310。由於施加到引入電極308的電流，切換元件312能夠移動到距離rf電極304的不同間隔處。

圖3b是mems裝置314的示意圖。mems裝置314包括電極304、308、310和切換元件312，該切換元件312設置在腔302中並且能夠從靠近rf電極304的位置(稱為cmax位置)和間隔開地鄰近上拉電極316的位置(稱為cmin位置)移動。腔302內的切換元件312的位置確定特定腔的電容。通過使用dvc中的mems裝置，能夠如本文所討論的那樣調諧所述功率放大器匹配網絡。

dvc300可以用來調諧行動電話中的功率放大器匹配網絡。功率放大器匹配網絡可以用於功率效率和阻抗匹配，這優化了行動電話的整體效率。阻抗匹配還可以使得電路的信噪比得到提高。

圖4示出使用dvc的功率放大器匹配電路400的第一實施例，其用作阻抗匹配網絡(imn)。電路400或網絡在一端上耦接到mems裝置314的引入電極308。來自電源的電流或電信號從引入電極308或vbat處開始流過電路。vbat與第一電感器418的第一端連接。第一電容器426的第一端與第一電感器418的第二端連接。電晶體428進而與第一電容器426的第二端以及第一電感器418的第二端連接。第二電感器422的第一端與第一電感器418的第二端連接。第一dvc424的第一端與第二電感器422的第二端連接。第二dvc430的第一端也與第二電感器422的第二端連接。第二電感器422的第二端、第一dvc424的第一端以及第二dvc430的第一端在節點436處連接。第三電感器432的第一端與第二dvc430的第二端連接。第三電感器432的第二端電接地。第一dvc424的第二端與第四電感器434的第一端連接。第四電感器434的第二端電接地。第一dvc424的第二端和第四電感器434的第一端與rf輸出級或rf輸出相連接。第二電容器420的第一端可以與第一電感器418的第一端連接，其中第二電容器420的第二端將電接地。rf輸出線連接到rf電極304。電信號可以從rf輸出流動到vbat，並且不限於沿特定方向流動。

在電路400內，第一電感器418可以是直流(dc)電抗器並且第三電感器432可以是互連寄生的。第一dvc424、第二dvc430和第四電感器434可以用作電容變壓器，其中該電容變壓器具有窄帶寬。第一dvc424和第二dvc430可以集成到現有的cmos/soi/sos控制器上。這免除了在比如電路100的其他功率放大器匹配電路中所需的一些smt組件，並且由於該電路需要更少的部件來進行正常運作，因此能夠減少該電路的整體尺寸。該阻抗匹配網絡的第二dvc430和第三電感器432產生串聯諧振，使得任意的二次諧波被反射到地面，有效地形成二次諧波陷波。通過改變第二dvc430和第三電感器432的串聯諧振器的諧振頻率，能夠調節該陷波以跟蹤中心頻率。此外，第二電容器426、第一電感器418和第二電感器422產生圍繞二次諧波的並聯諧振。

該電路400的另一個優點是第一dvc424和第二dvc430的電容可調節。第一dvc424和第二dvc430之間的比率設定電路400的阻抗轉換比或阻抗匹配比。例如，由於連接第二電感器的線的位置436處阻抗更低，將第二dvc430設定為比第一dvc424更大的值導致阻抗轉換比增加。如果第二dvc430具有比第一dvc424更小的值，則該阻抗轉換比減小。此外，由於所述電信號直接流到rf輸出線，如果第二dvc430被設定為零並且第一dvc424無窮大，則不會發生轉換。相反，如果第二dvc430無窮大並且第一dvc424被設定為零，由於信號短路接地並且沒有信號出去，不會發生轉換。因為第一dvc424和第二dvc430二者的電容是可調節的，所以第一dvc424和第二dvc430的有效串聯電容以及該電路的中心頻率也是可調節的。

與第四電感器434並聯的第一dvc424和第二dvc430的有效串聯電容設定阻抗匹配電路400的中心頻率。這種關係允許對電路400的諧振頻率進行調諧以進行最佳使用。為了改變阻抗匹配比，從rf輸出看，有效電容保持恆定，其反過來又使中心頻率在該比率變化時保持固定。為了保持與第二dvc430串聯的第一dvc424的有效值的恆定，當從rf輸出看時，第一dvc424和第二dvc430能夠被視為一個dvc。只要第一dvc424和第二dvc430的有效電容保持不變，可以調節第一dvc424或第二dvc430之一的單個電容或分別調節兩個dvc的單個電容，以將該阻抗匹配比調節到期望值。保持第一dvc424和第二dvc430的有效電容恆定允許調節第一dvc424和第二dvc430之間的匹配比，以便在中心頻率保持恆定的同時調節網絡400的阻抗。相反，當調諧中心頻率時，第一dvc424和第二dvc430之間的比率可以保持恆定。第一dvc424和第二dvc430兩者必須在相同的方向上成比例地一起改變。使第一dvc424和第二dvc430兩者同時向上或向下移動相同的因數，會使中心頻率向上或向下移動。這使得在調諧中心頻率的同時保持第一dvc424和第二dvc430之間的比率不變並且匹配比恆定。

阻抗匹配比的可調性能夠在幾個方面是有益的。能夠對阻抗匹配比進行調節允許動態地通過反饋或靜態地通過頻帶或頻帶內的頻道將功率放大器的性能優化為天線負載條件。功率放大器在不同雙工器負載中的性能也能夠被優化。調節阻抗匹配比能夠允許在固定vbat值、平均功率跟蹤(apt)或包絡跟蹤(et)操作下對處於最大系統效率所需的變化功率級的功率放大器的性能進行優化。此外，中心頻率的可調性也是有益的。能夠對中心頻率進行調節允許針對每個操作頻率優化該功率放大器的性能。頻帶或頻帶內的頻道的諧波性能也得到優化。調節中心頻率使低損耗、窄帶匹配成為可能，從而提高功率放大器的效率。

可調阻抗匹配電路400消除了對功率放大器和雙工器模塊之間的固定匹配網絡的需要(如電路100所需要的)。該可調阻抗匹配網絡還消除了對用於補償頻帶間或頻帶內的頻道間的天線阻抗變化或者由於改變天線使用環境或負載條件而引起的天線阻抗變化的阻抗匹配調諧器的需要。由於能夠調諧中心頻率，通過允許使用低損耗、窄帶匹配網絡同時允許功率放大器具有更寬的有效工作帶寬，可調電路400還藉助頻帶或頻帶內的頻道提高了功率放大器的效率。

圖5示出使用dvc的功率放大器匹配電路500的另一實施例，其用作功率控制電路(pcc)。電路500耦接到mems裝置314的引入電極308。來自電源的電流或電信號從引入電極308或vbat進入而流過電路500。第一電感器518的第一端與vbat連接。第一電容器526的第一端與第一電感器518的第二端連接。電晶體528與第一電容器526的第二端和第一電感器518的第二端連接。放大器538的第一端與第一電感器518的第一端和第二端連接，並且放大器538的第二端與電壓輸出540連接。第一電感器518同時具有電阻(r)和在其上通常從第一電感器518的第一端流到第二端的電流(i)。阻抗匹配器和/或孔徑(aperture)調諧器可以耦接到電路500。第二電容器520的第一端可以與第一電感器518的第一端連接，其中第二電容器520的第二端將電接地。第一電感器518可以是直流電抗器。電壓輸出540可以是rf輸出級。該實施例500可以與先前描述的阻抗匹配電路400一起工作。

電路500連接到控制器(未示出)。該控制器可以是cmos控制器。該控制器能夠讀取第一電感器518兩端的電壓。第一電感器518的電阻可以通過測量或通過參考製造商數據表來得知。由於第一電感器518的電壓和電阻都是已知的，所以能夠確定或計算第一電感器518兩端產生的電流。第一電感器518兩端產生的電壓等於電流乘以電阻。由於廣義阻抗等於電壓除以電流，因此知道電路兩端的電壓能夠確定廣義阻抗。從該等式可以得出，阻抗和電流具有反比關係。

放大器輸出540與流過第一電感器518的電流成比例。進而能夠將放大器538的輸出540反饋給控制器。該信息然後能夠用來調節電路500的阻抗，其進而控制匹配阻抗。由於放大器538的輸出540與電路500中的電流量成比例，所以該系統能夠感測功率放大器匹配電路500正在引出的電流量，並且能夠推斷出廣義阻抗是多少。該系統不讀取精確的阻抗值，但能夠給出標量參考點。例如，系統可能能夠判斷阻抗是高於還是低於50歐姆。然後該系統能夠向電源、阻抗匹配器或孔徑調諧器發送信號，以對匹配阻抗進行調節。這允許系統確定阻抗是太高還是太低，然後該系統能夠發送信號以幾乎立即進行適當的調節。

因為放大器輸出540不斷被反饋給系統，所以該系統能夠進行迅速的調節。在任意時間點處，該系統都知道通過電路500正驅動多少電流，並且能夠對電源、阻抗匹配器或孔徑調諧器進行調節以調節阻抗。例如，如果電流過高，則由於阻抗與電流之間的反比關係，該系統知道匹配阻抗太低，並且系統能夠降低功率以進行適當的調節。

針對給定功率放大器能夠通過測量來確定功率放大器所引出的電流與最佳負載條件下的功率級和電源電壓之比。進而能夠將這些測量值用於基帶處理器，以便對任意電源電壓和功率級的正確的負載阻抗進行算法確定。因此，該負載阻抗能夠由功率放大器本身或由基帶的動作來改變，以迫使功率放大器電流符合期望的工作功率級和電源電壓的最佳電流值。此外，阻抗匹配器和孔徑調諧器能夠將天線的諧振頻率調諧到特定頻帶，並且能夠使天線更有效率。該實施例的一個優點是阻抗匹配器和孔徑調諧器能夠在調諧諧振頻率的同時改善天線的匹配阻抗。

與先前描述的阻抗匹配電路或imn400結合使用的pcc500利用dvc匹配網絡和所需的與輸出級收集器以及vbat電源的連接的集成，使得能夠測量第一電感器518兩端的電壓降，其能夠與功率放大器輸出級所引出的電流相關。這允許稍微精確地估計電流，並且從功率放大器輸出級收集的信息將由功率放大器本身來使用或通過反饋而用於基帶處理器。pcc500與imn400結合允許調節功率放大器驅動功率，以使不利條件下的電池壽命最大化。在本文中稱為結合電路400/500的、組合的pcc500和imn400還允許調節功率放大器負載阻抗，以通過頻道優化功率放大器性能與天線負載變化之比或雙工器阻抗變化與頻率之比。此外，該結合電路400/500允許在較低輸出功率下優化功率放大器負載阻抗以最大化系統效率，並且允許由於apt或et操作而在較低電源電壓下優化功率放大器負載阻抗。

結合電路400/500可以與具有寫入和回讀能力的射頻前端(rffe)系統一起使用。放大器輸出540仍然與第一電感器518兩端的電流成比例。然後，放大器輸出540通過rffe總線反饋到控制器系統。無論何時進行電壓測量，所收集的數據都被輸入寄存器中。寄存器中的數據能夠被隨時讀回系統，並且能夠表明結合電路400/500當前正在驅動多大的電流。該控制器能夠通過讀取寄存器來確定是否正在驅動正確量的電壓或電流通過系統。如果控制器確定電壓量或電流量不正確，則該控制器能夠進行調節以校正系統。例如，如果控制器確定電流太高，則該控制器知道傳輸功率太高，或者系統的匹配阻抗太低，並且要麼降低功率，要麼增加阻抗以進行調節。

圖6示出利用dvc的功率放大器匹配電路600的另一實施例。電路600耦接到mems裝置314的引入電極308。來自電源的電流或電信號從引入電極308或vbat進入而流過電路600。第一電感器618的第一端與vbat連接。第一電容器626的第一端與第一電感器618的第二端連接。電晶體628與第一電容器626的第二端以及第一電感器618的第二端連接。第二電感器622的第一端與第一電感器618的第二端連接。第一dvc624的第一端與第二電感器622的第二端連接。第三電感器632的第一端與第一dvc624的第二端連接。第三電感器632的第二端電接地。第四電感器644的第一端與第二電感器622的第二端連接。第二dvc630的第一端與第四電感器544的第二端連接。第五電感器642的第一端與第二dvc630的第二端連接。第五電感器642的第二端電接地。第二電容器646的第一端與第四電感器644的第二端連接。第二電容器646的第二端與rf輸出線連接。第三電容器620的第一端可以與第一電感器618的第一端連接，其中第三電容器620的第二端將電接地。第二電容器626也可以是dvc，類似於dvc624或630。第一電感器618可以是直流電抗器，並且第三電容器646可以是直流隔離器。

電路600與上述討論的阻抗匹配網絡400和功率控制電路500的不同之處在於，除了二次諧波陷波之外，電路600還具有三次諧波陷波，僅允許一次諧波傳出到天線。二次諧波和三次諧波分別通過二次諧波陷波和三次諧波陷波反射回功率放大器匹配電路。第一dvc624和第三電感器632產生圍繞二次諧波的串聯諧振。第二dvc630和第四電感器642產生圍繞三次諧波的串聯諧振。第一電感器618、第二電感器622和第二電容器626產生圍繞二次諧波的並聯諧振。第三電感器632和第四電感器642可以集成到基板中，由於第三電感器632和第四電感器642的值可以改變，這進一步允許進行諧波控制。這允許改變第一dvc624/第三電感器630的陷波和第二dvc630/第四電感器642的陷波兩者的諧波頻率。通過以與上述阻抗匹配網絡400類似的方式改變第一dvc624和第二dvc630的電容，電路600還允許阻抗匹配比和中心頻率的可變性。

總體而言，以上討論的具有dvc的功率放大器匹配電路在控制不期望的諧波和匹配阻抗方面是成功的。

雖然前述內容是針對本發明的實施例，但是可以在不脫離本發明的基本範圍的情況下設計本發明的其他和進一步的實施例，並且其範圍由所附權利要求來確定。