高效率led平衡驅動控制方法

2023-04-27 16:04:26

專利名稱：高效率led平衡驅動控制方法
高效率LED平衡驅動控制方法
背景介紹 發明所屬領域本專利是屬於發光二極體(LED)驅動控制領域裡的一項發明，更具體地說是提供 了一種高效率地平衡驅動多路LED的控制方式。相關的領域描述LED正在給照明領域帶來一場革命性的變化。效率高，體積小，壽命長，無汙染，容 易調光，以及伴隨固體發光特性而來的機械可靠性，便攜性和設計的靈活性等使得它在許 多領域成為發光器件的最佳選擇。LCD顯示器的背光照明和普通照明是其中最具有發展潛 力的兩大領域。在較大尺寸的顯示器背光照明和較大功率的普通照明應用中通常都採用多組LED 串。每個LED串由幾個到幾十個LED串聯組成。單個LED正向壓降為3. 3伏左右，所以LED 串的工作電壓一般為幾十伏到一兩百伏。多組LED串的做法一方面可以保證整個發光面亮 度均勻，同時也由於普通的單個發光二極體功率有限，而大功率的LED價格又較昂貴。這些 LED串可以採用每串單獨供電或多串並聯公用電源。因每串單獨供電成本比較高，大多數應 用都採用多串並聯公用電源的方式，如圖1所示。由於LED的正嚮導通壓降有相當大的離散性，而且LED的正向電流電壓特性為較 陡的指數曲線，多串直接並聯時各串電流會出現較大的差異以至於造成各串發光不均勻並 導致壽命不一致。因此多串並聯時需要加均流控制措施。目前最常用的做法是串聯線性調
節線路的閉環控制，如圖1所示。圖1中的MOSFET管Ql，Q2，......等是調節控制元件，
R1，R2，......Rk等為電流檢測元件。檢測到的電流信號I_SNS1......I_SNSk等反饋到誤
差放大器EA1，EA2，......EAk等的輸入端，並通過和參考信號IREF進行比較來實現閉環控
制。LED串的供電電壓由另一個環路通過電流反饋信號進行控制。控制目標是保持能使最 大正向壓降的LED串維持給定電流的最小電壓值。這樣通過調節控制管來維持各串LED 的電流相等。而背光系統的調光一般以脈寬控制方式為主，也即用改變LED導通的佔空比 來控制亮度。各串LED都工作在相同的佔空比。很顯然這種做法是把正向壓降較低的LED串迴路裡多餘的電壓消耗在調節控制 管上邊。因此效率上會受損失。而且調節控制管上的功耗造成器件溫度上升以及相應的散 熱要求，從而增加系統成本及機內溫度並降低系統可靠性。從上述可見LED驅動方案的效 率是提高系統性能和可靠性以及降低系統成本的關鍵因素之一。在LED電流較大時，圖1方案的效率和散熱問題就更為突出。為了克服這些缺點 人們通常對每一串LED使用一個單獨的開關電源來供電。這種做法雖然效率高，功耗小，但 成本顯然比較高。這在大規模產品的應用中是一個關鍵性的問題。
本發明的總結綜上所述，本發明的目的就是要提供一種高性能、高效率、電路簡單而且成本低廉 的多組LED平衡驅動方案。本方案突破了傳統的利用調節控制管的線性管壓降來平衡LED串的瞬時電流和用多組開關電源對LED串一對一供電的電流控制方式，採用無損耗平衡網 絡來實現LED電流的平衡控制，從而使得LED驅動系統的效率得到大幅度的提高，成本則大 為降低。


圖1顯示了一種典型的傳統線性降壓調節式LED驅動方案。圖2顯示了本發明的 LED變壓器平衡驅動電路的基本電路結構。圖3顯示了圖2所示的平衡電路電路工作時幾 種典型的工作波形。圖4顯示了在升壓(Boost)驅動電路中使用本發明的變壓器平衡驅動 網絡的一種典型電路結構。圖5顯示了把變壓器平衡驅動網絡應用在同步式升壓變換驅動 方案中的一種典型電路結構。圖6顯示了使用反激式隔離變換器和本發明的平衡驅動網 絡來驅動多組LED的典型電路結構。圖7顯示了使用單級反激式變換器同時實現功率因數 調節和隔離式直流電壓電流變換的功能，並結合本發明的平衡驅動網絡來實現多組LED平 衡驅動的典型電路結構。圖8顯示了使用降壓式(Buck)變換器和變壓器平衡驅動網絡來 實現多組LED平衡操作的典型電路結構。圖9顯示了使用降壓式(Buck)變換器和變壓器 平衡驅動網絡來實現多組LED平衡操作的另一種典型電路結構。圖10顯示了幾種使用變 壓器隔離的功率變換電路和本發明的變壓器平衡網絡來實現多組LED平衡驅動的典型電 路結構。圖11顯示了使用變壓器隔離變換並把LED反並聯來構成雙向LED串偶，再結合本 發明的平衡網絡來實現多組LED平衡驅動的幾種典型電路結構。圖12顯示了另一種使用 整流橋和LED串組合而形成雙向型LED結構並使用變壓器平衡網絡和變壓器隔離變換來平 衡驅動多組LED的典型電路結構。圖13顯示了把圖11中LED串的串聯二極體和並聯電容 去掉的簡化電路。
主要元件符號和文字說明
DC SUPPLY直流供電電源IREF電流控制參考信號PWMPWM調光脈衝序列12次級繞組環路電流VDC+直流輸入電壓GND電源地端D信號佔空比IDD驅動總電流L電感Dl....Dk二極體SNB吸收電路BGl整流橋CTRL控制電路VQDMOSFET源漏極電壓TXl主變壓器TBI....TBk平衡變壓器AC+交流輸入端AC-交流輸入端Ql. · · · Q4主開關管Cl....Ck電容器Nl變壓器初級繞組圈數N2變壓器次級繞組圈!LEDl. · · LEDkLED串CS、CL, CA電容器ILED1. . . . ILEDkLED電流Sff半橋開關節點NP變壓器初級繞組圈數NS變壓器次級繞組圈!Rl. . . Rk電流取樣電阻EAl...EAk誤差放大器I_SNS. . . I_SNSK電流反饋信號Ql..Qk調節控制管D1A、DIB. . . . DKA, DKB 串聯二極體ClA,ClB...LED並聯電容發明的詳細描述圖2為一組用平衡變壓器網絡來平衡驅動多串LED的原理圖。如圖2 (a)中所示，
TBUTB2.....TBk為平衡變壓器，圈數為附的繞組是初級繞組，而圈數為N2的繞組則為次
級繞組。LED1、LED2......LEDk為多個LED串聯組成的LED串，每串的LED個數可以從一
個到任意個。在實際應用中各串的LED個數通常相等，但即使各串LED數不相等，本發明的 平衡網絡也可以使得流過各LED串的電流相等，其工作原理如下所述如圖2(a)中所示，每個LED串和與之相應的平衡變壓器的初級繞組串聯後並聯於 公共輸入端IDD和GND之間。平衡變壓器的次級繞組則順向串聯形成一個環路，其順向串聯 的規則是當電流通過平衡變壓器的各初級繞組流向相應的LED串時，各平衡變壓器次級繞 組中所感應出來的電流在串聯環路中按同一個方向流動。這樣的電路極性關係已在圖2(a) 中示意性地用箭頭表示出來。根據變壓器的基本原理，當有一個隨時間變動的電流流過平衡變壓器的初級線圈 時，這個電流所引起的磁通變化會在其相應的次級線圈中誘導出感應電壓。當次級線圈如 圖2(a)中所示極性連接成環路時，次級的感應電壓就會在環路中形成迴路電流。如果忽略 變壓器的勵磁電流部分，則每個變壓器的初級電流和次級電流遵循如下關係Al · Iledi =
N2 · 12，Nl · Iled2 = N2 · 12..........................Nk · Il碰=N2 · 12 [Eqn. 1]這裡 Iledi,
Iled2...........分別為各平衡變壓器的初級繞組的電流，也即各相應的LED串的電流；
12是次級繞組的環路電流，也即各平衡變壓器的次級繞組電流。從方程式[Eqn. 1]不難推 出，只要各個平衡變壓器採用相同的初次級圈數比，則它們的初級繞組電流會在次級環路
的藕合作用下自動平衡，也即I_ = Iled2 =........... = ILEDk = N2/N1 2 [Eqn. 2]
同時因為Ι·+Ι·+..........+ILEDk = Idd則進一步可以推出I· = Iled2 =.........=
ILEDk = N2/N1 · 12 = (1/k) · Idd [Eqn. 3]這裡需要指出上述關係式和其平衡功能主要適 用於如下情形(1)、電流為不含直流分量的連續或斷續交流波形，(2)、電流為含有直流分 量的不連續時變波形。對於第一種情形並不難理解，對於第二種情形，只有時變波形不連續 時才能使得變壓器磁通有復位的過程，從而避免直流分量累積所引起的誤差。圖3描述了 幾種典型的含直流分量的不連續時變波形。這裡需要強調圖3中所示波形只是做為例子來 說明其原理。在實際應用中的不連續時變波形不限於圖3中所示類型。另外，當各LED串 的電流需要按一個給定的比例來分配，而不是全部相等時，也可以通過對各平衡變壓器設
定不同的圈數比來實現。圖2中與LED串並聯的電容Cl，C2，.......CK，可以用也可以不
用。用並聯電容時，LED串的電流比較平滑。用或不用電容並不影響電路的平衡效果。圖2(b)所描述的電路把平衡網絡接在LED串的陰極端，其工作原理和效果和圖 2(a)中的電路完全一樣。在實際應用中為了接線方便等原因也可採用把某些平衡變壓器 接在陰極端，而另一些接在陽極端的混合接法，只要保持次級繞組電流在環路中流向一致 即可。這裡我們把圖2(a)和圖2(b)所示的平衡電路稱作1型平衡電路；圖2(c)描述了另 一種變壓器平衡電路的結構，這裡我們稱作2型平衡電路。在這種結構中平衡變壓器TBl 的初次級繞組圈數相等，並且按圖中所示極性各和一個LED串串聯。同樣根據[Eqn. 1]所 描述的初次級電流關係，可以得出兩個LED串的電流= Iled2的結論。該原理也可以通 過級聯的方式推廣到多於兩串LED的應用中。圖2(d)所示為驅動4串LED的例子。根據[Eqn. 1]的基本原理，這種結構中的平衡變壓器也可以採用不同的初次級圈數來控制兩條 支路的電流比例。在某些應用中，也可以採用把圖2(a)和圖2(c)所示平衡網絡結合起來 的混合式結構。其工作原理仍如前所述。這裡需要強調圖2(c)和圖2(d)所示平衡電路同 樣適用於交流或含直流分量的不連續時變電流波形。圖2所示的平衡驅動網絡本質上是利用變壓器的電磁耦合原理在平衡變壓器的 繞組中自動產生校正電壓來保持各路LED電流的動態平衡。由於這種校正電壓本質上是無 功的，所以除了繞組直流電阻所引起的導通損耗和少量的磁芯損耗外，幾乎沒有其它的有 功損耗，效率要比圖1所示的傳統平衡驅動電路高許多。同時因為LED串通常有抗靜電齊 納二極體反並聯，當其中一組LED串開路或某一串中個別LED短路時，平衡變壓器的初級繞 組會自動產生相應的補償電壓來維持LED電流的平衡，整個電路仍可以正常工作而不會出 現局部元器件過熱的問題，因而可靠性相當高。另外，在圖2(a)和圖2(b)所示電路中，當 LED串出現異常，特別是某一串LED開路時，其相應的平衡變壓器的次初級繞組電壓會高於 正常值，這時如果把次級繞組的電壓信號反饋到故障檢測電路，則可以很容易地監測到LED 串的故障情況。同時因為平衡變壓器的初次級繞組是相互隔離的，並且次級繞組的電壓可 以通過圈數比來控制在安全的低電壓水平，所以整個故障檢測電路包括其中的集成電路元 件等，可以使用低電壓低成本的器件或製程。從而提供了一個既簡便易行，又成本低廉的解 決方案。圖4所示為使用升壓式(Boost)變換電路和1型平衡變壓器網絡來實現單開關平 衡驅動多路LED串的實例。當開關管Ql導通時，電感L的電流通過從VDC+經過L、Ql、Rl 到GND的迴路線性增長，把能量儲存在電感中，這期間Dl截止，平衡變壓器無電流通過，其 磁通降為零。當Ql關斷時，電感L的電流通過從VDC+經過L、Dl，各平衡變壓器初級繞組 和LED串組成的串聯支路到GND的迴路釋放能量，並使LED發光。在釋放能量的過程中電
感電流逐漸下降。在這一過程中由TBI、TB2........TBk組成的平衡網絡始終保持各LED
串的電流相等。這一過程的工作電流波形如圖3(a)和圖3(b)所示。圖3(a)所示為電感 電流在Ql再次導通時已衰減到零，也即電感電流不連續的的情形。圖3(b)所示則為電感 電流在Ql再次導通時還沒有衰減到零，也即電感電流連續的情形。因為平衡變壓器的磁通 在Ql導通期間可以保證復位到零，該電路不管電感電流連續與否都能保證平衡精度。圖4 中與各LED串相併聯的電容Cl、C2......Ck可以不用，並不影響平衡效果。在工作電流較大時，圖4中的二極體Dl也可以換成MOSFET開關管來降低導通損 耗，電路如圖5所示。在圖5電路中，Q2替代了圖4中的D1，其導通及關斷時間和圖4中的 Dl 一樣，也即當Ql導通時Q2截止，電感L進行儲能。而當Ql截止時，Q2導通，電感L通過 Q2向LED釋放能量。圖4和圖5中的平衡網絡也可以採用圖2中所示的2型平衡網絡，或 1型和2型結合的混合網絡。圖4和圖5所示電路可以通過LED的電流控制或者間歇式工 作的脈寬控制來進行調光。間歇式脈寬控制調光的原理是用一個比變換器操作開關頻率低 的頻率來使整個驅動電路周期性地工作或休止，而通過調節每個間歇周期中工作時間的佔 空比來控制LED的平均亮度。每一個低頻間歇周期通常包含幾十到幾百個變換操作頻率周 期。LED的電流可以通過Rl所檢測到的總電流信號進行控制，也可以通過直接檢測LED串 的電流來控制。在目前傳統的LED背光系統中其驅動電路的輸入電源大都是經過從功率因數調節電路(PFC)的高壓輸出經轉換後的直流低壓，一般為12V或MV。LED驅動電路再把這個 直流低壓輸入轉換成所需要的驅動電流或電壓。因為通過多級轉換，效率自然比較低。如 果把PFC電路的高壓輸出直接供給LED驅動電路來轉換成LED的驅動能量，則可以少掉一 級電能轉換過程，即節約成本又提高效率。不過在這樣做時，由於安全規範的要求LED電路 通常需要和輸入電源端隔離。在這種情況下，升壓轉換電路可以用反激式變換電路來代替， 其典型電路如圖6所示。在圖6所示電路中，輸入電壓VDC+為PFC電路的高壓輸出，平衡 驅動網絡仍和圖4和圖5 —樣，能量轉換操作過程也和圖4圖5類似。當開關管Ql導通 時，變壓器的初級繞組(圈數為NP的一側)電感通過輸入電源進行充電儲能。當Ql關斷 時，變壓器初級電感的儲能通過互感藕合到次級並通過Dl向LED迴路釋放能量。在不接電
容C1、C2........CK時，LED迴路的工作電流波形仍如圖3(a)和圖3(b)所示。圖3 (a)為
變壓器繞組電流在Ql再次導通時已衰減為零的情形。圖3(b)所示情形為變壓器繞組電流 在Ql導通時未衰減到零的情形。同樣，在Ql導通期間，平衡變壓器無電流通過，磁通復位 到零，所以不管電感電流連續與否該電路同樣可以和圖4、圖5電路一樣保證平衡精度。這 裡需要注意的是因為變壓器漏電感的存在，在其初級迴路需要加吸收電路，在Ql關斷時來 吸收這部分漏感能量，從而防止開關管Ql漏極端出現過電壓現象。圖6中的電路方框SNB 即為吸收電路。該吸收電路可以是無源網絡，也可以是有源電路。吸收電路可以如圖6中 跨接在變壓器TXl初級繞組的兩端，也可以跨接在開關管的漏極QD和電源地GND之間。圖 6中的反激電路除了有電氣安全隔離作用外，同時也提供了輸入輸出電壓比例關係的靈活 性。這樣LED串的工作電壓可以低於、等於、或高於輸入電壓VDC+，從而使得應用範圍更廣。 圖6中的二極體Dl也可以換成可控式電子開關，比如M0SFET，來實現同步式反激變換操作 來進一步提高效率。另外，圖6電路除了使用圖中所示的1型平衡網絡外，2型平衡網絡或 1型和2型混合網絡同樣可以使用。同樣，LED的調光可以通過控制LED的電流或者調節間 歇式工作的佔空比來實現。圖6所示電路也可以稍做擴展使用同樣一級反激式變換器來同時完成功率因數 調整和隔離直流變換的雙重功能。擴展的電路如圖7所示。在圖7所示電路中，輸入端增 加了整流橋BGl和濾波電容CA。從交流輸入端AC+、AC-輸入的交流電壓經BGl整流後在 VDC+成為全波正弦脈動波形，如圖7中所示。CA的電容量一般選得比較小，主要起到濾除 由Ql的高頻開關操作所引起的高頻噪音，但仍使VDC+保持整流後的正弦脈動波形，。在Ql 的開關操作過程中，Ql的開關控制原則是使由Rl上所檢測到的電流信號，也即由VDC+端 流入的電流信號的包絡線跟隨VDC+的正弦脈動波形。這樣也就使得由交流輸入端輸入的 電流保持和輸入電壓同相的正弦波形，從而完成了功率因數調節的功能。另一方面由Rl所 檢測到的電流信號幅值則根據所要求的LED電流大小來控制。這樣用一級反激式開關操作 即可實現包括功率因數調節，直流隔離變換和輸出電流控制等的全功能操作。各LED串的
電流平衡也由圖7中所示的平衡變壓器TB1、TB2.......TOk所組成的平衡網絡自動得到實現。本發明的變壓器平衡驅動網絡也可以應用在降壓式驅動電路中。圖8所示為一個 典型的應用實例。在圖8中Ql為主開關管，當Ql導通時，Dl被強迫截止，輸入電源VDC+ 通過Ql和L向LED提供電流，同時電感L中的電流也隨時間線性增長。當Ql關斷時，電 感L中的電流通過Dl向LED放電直至電流衰減到零。在電感電流增加和衰減的過程中由TBUTB2.......TOk所組成的平衡網絡始終保持各個LED迴路的電流相等，也即= Iled2
=...........=iLEDk = (1/k) · IDD。這裡需要提醒，為了防止連續直流分量累積所引起
的平衡誤差，電感L的電流應工作在不連續狀態，也即在Ql關斷後要等到電感L的電流衰 減到零後再使Ql開始下一個導通周期。同樣LED的調光可以通過控制LED的電流或者調 節間歇式脈寬控制操作的佔空比來實現。圖8中所示電路中Ql的源極是浮動的，當Ql導通時其源極電位上升到VDC+的水 平。這種情況下的驅動電路的耐壓、複雜性和成本都比較高。圖9所示電路把Ql放在近地 端。由於電流檢測電阻Rl上的電壓降通常都很小，Ql的源極接近地電位，驅動信號可以以 地端GND為參考點。這樣使得驅動電路的耐壓，複雜性和成本都大大地下降，可以提供一種 更簡單省錢的解決方案。該電路結構的工作原理和性能和圖8所示電路完全一樣。這裡不 再贅述。類似上述降壓式驅動電路的做法也可以推廣到從PFC電路的高壓輸出或交流輸 入整流後直接供電給LED驅動電路的系統結構。這種結構和圖6、圖7的反激驅動電路一 樣，需要用隔離變壓器。圖10描述了幾種電路方案的例子。圖10(a)所示為正激式驅動電 路，圖10(b)為半橋驅動電路，圖10(c)為推挽式驅動電路，圖10(d)為全橋驅動電路。圖 中二極體Dl、D2為整流器件，把變壓器TXl次級繞組的交流電壓轉換成直流後對LED網絡 供電。這兩個二極體可以用MOSFET來代替實現同步整流以進一步提高效率。這些電路的 操作過程和圖8所示電路一樣，能量傳遞在初級的主開關導通時進行，主開關截止時電感 電流通過續流把剩餘能量釋放給LED負載。這裡需要提醒，和圖6、圖7所示的反激電路不 同的是，圖10所示電路中電感L的電流需要工作在不連續狀態，以防止連續直流分量所引 起的平衡誤差。另外，圖8、圖9和圖10所示電路除了採用如圖中所示的1型平衡網絡外， 也可以採用2型平衡網絡，或1型和2型結合的混合平衡網絡。LED的調光可以通過控制 LED的電流實現，也可以用間歇式工作的脈寬控制操作來實現。當使用PFC輸出或其他直流高壓直接供電時本發明的另一種做法是把LED採用反 並聯的接法組成雙向LED串偶，然後使用半橋、全橋或推挽等對稱開關轉換電路來驅動這 些LED串偶，中間無須經過整流環節，其原理電路如圖11所示。圖11(a)所示為半橋電路， 圖中11(b)為全橋電路，圖11(c)為推挽電路。這裡需要注意，對稱開關電路並不限於上 述3種，圖9所示僅僅作為例子來幫助說明發明的概念。如圖11中所示，LED的接法為每
兩串反並聯成為一組。例如LEDlA和LEDlB反並聯成為一組，......，LEDKA和LEDKB反並
聯成為一組。這樣每一組LED都可以工作在交流信號情況下。當電壓為上正下負時，A組 LED導通，反之當電壓為下正上負時，B組LED導通。這樣一來各組LED可以直接通過平衡 網絡接在變壓器TXl的次級輸出端而不需要額外的整流環節。以圖11(a)為例，當初級側 Ql和Q2交替導通時，其開關動作在TXl的次級繞組產生的電壓也使得A組和B組LED相
應地導通。在這種情況下流過平衡變壓器TBI.........TBk的初級繞組的電流為交變極
性，平衡變壓器工作時沒有磁通復位的問題。這裡注意在每個LED串電路都有一個二極體 串聯，其主要原因是LED串通常都有防靜電的穩壓二極體和LED反並聯，如果沒有二極體 D1A、DlB……DKA、DKB，則當LED串承受反向電壓時，穩壓二極體會導通，從而使得電路不 能正常工作，有了這些串聯二極體後，穩壓二極體就不會導通。圖中和LED並聯的電容C1A、 ClB.......CKA、CKB等為了平滑LED的電流，也可以不用而不影響平衡效果。和TXl的次級繞組相串聯的電容CL可以阻隔電流中的直流成分，同時也能幫助平衡正反兩組LED的電壓 差異。例如當A組的工作電壓高於B組時，電容CL在操作過程中會自動產生一個左負右正 的電壓來使得A組和B組的總電流相等，而A組和B組中各串LED之間的電流平衡則通過平 衡變壓器網絡來實現。圖11中的電感L用來降低次級迴路的尖峰電流和諧振頻率。當變 壓器次級漏電感較小時電路有可能在開關瞬態過程中產生尖峰電流並由此引起高頻振蕩。 當變壓器次級漏電感較大時，電感L可以不用。圖11所示電路除了採用如圖所示的1型平 衡網絡外，也可以採用2型平衡網絡，或1型和2型結合的混合平衡網絡。同時LED的調光 可以通過控制LED的電流實現，或用間歇式脈寬控制操作來實現。在圖11所示電路中如果LED串沒有反並聯的穩壓二極體，LED串在反向電壓 下就不會導通。在這種情況下，如果LED串的反向耐壓有足夠的餘量，串聯二極體D1A、
DlB.....DKA、DKB等也可以不用。這時並聯電容CIA、ClB.......CKA、CKB等也需要去掉，
否則會產生交流旁路作用。這樣一來電路就簡化了許多。除此以外電感L仍然可以根據 變壓器的次級漏電感大小來決定用或不用。平衡網絡和調光方式的適用範圍也和圖11電 路一樣。簡化後的電路如圖13所示。本發明的另一種低成本做法如圖12所描述。在圖12中，每一個LED串和一個小整
流橋相連接組成一個雙向LED結構。如圖所示，LED串LED1、LED2.....LEDk的陽極接至相
等的整流橋BG1、BG2. ... BGk的正輸出端，LED的陰極接至整流橋的負輸出端。每個整流橋 BGU BG2. ... BGk的交流輸入端則為雙向LED結構的輸入埠。單路這樣的雙向LED結構 可以直接連接到變換器主變壓器TXl次級繞組的輸出端。當驅動多路這樣的雙向LED結構 時，把每路的輸入端和平衡網絡中相應的平衡變壓器TBI、TB2. ... TOk的初級繞組相串聯， 這樣串聯後的支路再並聯到主變壓器TXl次級繞組的輸出端。這樣當圖12(a)中的半橋電 路、圖12(b)中的推挽電路、和圖12(c)中的全橋電路工作時，在主變壓器TXl的次級繞組 所產生的交變壓可以直接驅動每組整流橋-LED組合，並通過平衡變壓器網絡保持各串LED 電流相等。圖12中的串聯電感L用來平滑變壓器次級繞組的工作電流，如果TXl次級繞組 的漏電感足夠大，電感L也可以不用。除了圖12中所示的1型平衡網絡外，2型平衡網絡或 1型和2型混合平衡網絡，也同樣適用。同樣LED的調光可以通過LED的電流控制，或周期 性間歇式工作的脈寬控制來實現。圖12中所示電路的直流輸入VDC+在多數應用情況下為 功率因數調整電路(PFC)的高壓輸出，但也可以是其它任何一種直流電源。如所周知，全橋電路通常可以實現軟開關操作，對稱半橋和推挽電路在通常情況 下是無法做軟開關操作的。但是當電路工作在接近滿佔空比的時候，通過電路參數的適當 選擇對稱半橋和推挽電路的軟開關操作是可以實現的。以圖11(a)中的半橋電路為例，在 穩態工作時變壓器初級繞組的串聯電容會建立起約等於(1/2)VDC+的左正右負的電壓，在 Ql導通Q2截止時，變壓器TXl的初級繞組電流由上而下流動。但Ql關斷時，如果TXl中儲 能的電磁能量足夠大，其初級繞組電流的續流作用會把半橋中點SW的電位推到GND的地電 位並通過Q2的寄生二極體維持繼續流通，其流通路經如圖11(a)中所示。這時Q2源漏極 間電壓基本為零。如果在這種情況下使Q2導通，電路就實現了零電壓導通的軟開關操作， 開關損耗和開關噪音都會大大地降低。但是這裡要注意TXl初級電流在維持上述導通情況 時，必須要克服電容CS上的相當於(1/2)VDC+的電壓，因此衰減相當快。在這種情況下，如 果從Ql關斷到Q2導通之間的時間比較長，也即PWM開關操作的佔空比比較小時，則TXl初級繞組的電流會在Q2導通前衰減到零，Q2的寄生二極體截止，半橋中點SW的電位上升，從 而失去了零電壓軟開關操作的條件。因此只有當電路工作在接近滿佔空比時，從Ql關斷到 Q2導通之間的時間足夠短，才可能實現零電壓軟開關操作。這個原理同樣也適用於推挽電 路。基於這個原理，本發明在圖11和圖12中所描述的電路的最佳操作方案是讓轉換開關 工作在接近滿佔空比來實現軟開關操作。LED的工作電流可以通過電路參數來選擇，如變 壓器TXl的參數，電容CL和電感L等的參數選擇來使得其在接近滿佔空比操作時等於額定 值，而LED的調光則通過間歇式工作的脈寬控制操作來實現。把這樣的操作方式使用在圖 11和圖12中所描述的電路，特別是初級使用半橋或推挽拓撲的LED驅動電路中，可以獲得 性能優良而又成本低廉的解決方案。 以上描述通過具體例子來解釋了本發明的原理，但並不在任何意義上限制本發明 的原理的應用範圍和本發明的原理的其他實施方法。
權利要求
1.一種用來平衡多路LED或其它多路直流性負載的平衡電路，該電路在每個LED支路 有一個平衡變壓器的初級繞組和LED相串聯，這樣串聯形成的各個支路再並聯連接到公共 驅動電源埠，各個平衡變壓器的次級繞組串聯連接組成一個閉合環路，各次級繞組在閉 合環路中的連接極性使得驅動電流流過各個平衡變壓器的初級繞組時在各次級繞組所感 應的電流在環路中的流動方向一致，每個LED支路可以並聯電容，也可以不並聯電容。
2.另一種用來平衡多路LED或其它多路直流性負載的平衡電路，該電路使用另一種平 衡變壓器，每個平衡變壓器有兩個繞組，各和一個負載支路串聯連接，這樣串聯形成的兩個 支路再並聯連接到公共輸入埠，兩個繞組在串聯連接中的極性使得當電流從公共輸入端 流入這兩個繞組時所產生的磁通互相抵消，當LED支路或負載支路多於兩路時，上述平衡 單元可以做級聯式擴展。
3.一種用非隔離式升壓電路和聲明1或聲明2中的平衡電路；或聲明1和聲明2中 的平衡電路的組合來平衡驅動多路LED或其它多路直流性負載的方法，升壓電路至少由一 個主電子開關，一個電感，一個升壓二極體所組成，升壓電路的主電子開關在每個操作周期 中導通和截止一次，當主電子開關導通時電感通過輸入電源進行儲能，升壓二極體截止，平 衡變壓器的磁通復位到零，當主電子開關截止時，電感儲存的能量通過升壓二極體向平衡 電路供電，平衡電路中的平衡變壓器網絡使得流過個LED支路或直流性負載支路的電流相 等，電感電流在操作過程中可以工作在連續模式或不連續模式，上述升壓二極體可以用一 個同步整流電子開關來代替。
4.一種用反激式變換電路和聲明1或聲明2中的平衡電路；或聲明1和聲明2中電路 的組合來平衡驅動多路LED或多路直流性負載的方法，反激式變換電路的主電路至少由一 個主電子開關，一個反激式變壓器，和一個整流二極體所組成，但主電子開關導通時，變壓 器的初級繞組電感通過輸入電源進行儲能，這時整流二極體截止，平衡變壓器的磁通在這 期間復位到零，當主電子開關截止時，變壓器初級繞組的電感性能量藕合到初級繞組並通 過整流二極體向平衡電路供電，平衡電路中的平衡變壓器網絡使得流過各個LED支路或直 流性負載支路的電流相等，上述整流二極體可以用一個同步整流電子開關來代替。
5.用一級反激式變換電路配合交流輸入端整流電路來實現包括功率因數調整，直流隔 離功率變換和LED驅動等功能的單級變換全功能驅動電路，電路使用一個橋式整流器把正 弦交流輸入電壓進行整流後供給反激式變換電路，反激式變換電路的電子開關操作使得流 過反激變壓器初級繞組電流的包絡線跟隨正弦輸入電壓經整流後的波形，並與其保持相位 一致，在反激式電子開關的開關操作過程中，同時也把能量通過反激變壓器傳輸到次級並 通過整流後驅動LED負載。
6.聲明5所描述的單級變換全功能驅動電路配合聲明1或聲明2中的平衡電路；或聲 明1和聲明2中的平衡電路的組合來實現包括功率因數調整，直流隔離功率變換和多路LED 平衡驅動等功能的單級變換全功能驅動電路，電路使用一個橋式整流器把正弦交流輸入電 壓進行整流後供給反激式變換電路，反激式變換電路的電子開關操作使得流過反激變壓器 初級繞組電流的包絡線跟隨正弦輸入電壓經整流後的波形，並與其保持相位一致，在反激 式電子開關的開關操作過程中，同時也把能量通過反激變壓器和次級整流電路傳輸到平衡 變壓器網絡和LED負載，並通過平衡變壓器網絡的平衡作用，使得各路LED的電流相等。
7.一種用降壓變換電路和聲明1或聲明2中的平衡電路；或聲明1和聲明2中的平衡電路的組合來平衡驅動多路LED或多路直流性負載的方法，降壓變換器至少由一個主電子 開關，一個電感，和一個續流二極體組成，主電子開關接在輸入電壓正端，當主電子開關導 通時，電流通過電感流向變壓器平衡網絡和LED負載，當電子開關截止時，電感電流通過續 流二極體繼續向平衡網絡和LED供電，直至電流耗盡，主電子開關在電感電流耗盡後再開 始下一個周期的導通操作，續流二極體可以用一個同步整流電子開關來代替。
8.用另一種降壓變換電路和聲明1或聲明2的平衡電路，或聲明1和聲明2中的平衡電 路的組合來平衡驅動多路LED的方法，降壓變換電路至少由一個主電子開關，一個電感，和 一個續流二極體組成，主電子開關接在輸入負端，當主電子開關導通時，電流通過電感流向 平衡網絡和LED負載，當電子開關截止時，電感電流通過續流二極體繼續向平衡網絡和LED 供電，直至電流耗盡，主電子開關在電感電流耗盡後再開始下一個周期的導通操作，續流二 極管可以用一個電子開關代替。
9.由前饋式變換電路，或半橋變換電路，或全橋變換電路，或推挽式變換電路和聲明1 或聲明2中的平衡電路，或聲明1和聲明2中的平衡電路的組合來平衡驅動多路LED的方 法，在變換器電子開關的周期性操作過程中，每次當電子開關截止後，等到次級電感電流衰 減到零後，再開始下一個周期的導通操作，從而使得平衡變壓器的磁通可以復位到零並有 效地平衡各路LED的電流。
10.把兩個單串LED反並聯連接組成一個能在正反兩個電壓極性下都可以導通的雙向 LED串偶，並使用一個半橋、全橋或推挽等對稱型開關轉換電路把直流電壓轉換成交流電 壓，並用經轉換後從變壓器的次級繞組輸出的交流電壓來驅動上述雙向LED串偶，當雙向 LED串偶只有一路時，該雙向LED串偶和一個電容串聯後接到變壓器次級繞組的兩個埠， 當驅動多路雙向LED串偶時，使用聲明1或聲明2中的平衡電路，或聲明1和聲明2中的平 衡電路的組合和多路雙向LED串偶組成平衡驅動網絡，然後和一個電容串聯後接到變壓器 次級繞組的兩個埠，雙向LED串偶中的兩個LED串每串可以包含一個順向串聯的二極體， 也可以不包含串聯二極體。
11.把一個LED串和一個全橋整流器連接起來組成另一種雙向LED結構，LED串的陽極 端和全橋整流器的正輸出端連接，LED串的陰極端和全橋整流器的負輸出端連接，全橋整流 器的兩個交流輸入端做為該雙向LED結構的輸入端，使用一個半橋、全橋或推挽等對稱型 開關轉換電路把直流電壓轉換成交流電壓，並用經轉換後從變壓器的次級繞組輸出的交流 電壓來驅動上述雙向LED結構，當驅動兩個或兩個以上這樣的雙向LED結構時使用聲明1 或聲明2中的平衡電路，或聲明1和聲明2中的平衡電路的組合來平衡驅動上述多路雙向 LED結構。
12.聲明10和11中的半橋、全橋和推挽等對稱型開關轉換電路通過工作在接近滿佔空 比的狀態來實現零電壓軟開關操作，LED的調光控制通過改變周期性間歇式工作的佔空比 來實現，上述對稱型開關轉換電路的直流輸入可以直接從功率因數調節電路(PFC)的輸出 取得而使系統省去一級直流電壓轉換過程，也可以是其它直流電壓。
全文摘要
本發明公開了一種低損耗平衡技術用來平衡驅動多路LED或多路直流性負載，本發明利用變壓器的電磁耦合原理產生動態無功能量來平衡多路LED負載。利用這種原理所組成的平衡網絡可以應用於多種不同的電路拓撲結構，允許使用一個公用的驅動電源來平衡驅動多路LED負載。本發明同時也公開了一種結合功率因數調整環節的複合式LED驅動電路，為LED背光和照明應用提供了一種低成本的實用方案。
文檔編號H05B37/02GK102137524SQ200910194458
公開日2011年7月27日 申請日期2009年8月24日 優先權日2009年8月24日
發明者範劍平 申請人:艾默龍電子科技(嘉興)有限公司