偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線的製作方法

2023-05-17 02:44:56 3

偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線的製作方法
【專利摘要】本發明公開了一種偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線，屬於微波【技術領域】。本發明是在介電常數為2-20範圍內的介質基板上分別設計結構相同、尺寸不同、正反相對布置的頂層輻射單元與底層輻射單元，頂層、底層輻射單元分別由非對稱的多邊形振子單元和漸變槽線輻射單元組合而成，頂層多邊形振子單元與底層多邊形振子單元傾角結構相同，尺寸不同；頂層漸變槽線單元與底層漸變槽線單元結構相同，長度不同。實際應用時需採用平衡偏心（偏離對稱中心點）饋電方式。本發明所確定的天線結構與傳統雙頻寬帶天線結構相比，採用偏心饋電方式，引起多模諧振，可顯著降低高頻頻段下限工作頻率，增加帶寬，並具有結構簡單、體積小巧、製作成本低廉等優點。
【專利說明】偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線
【技術領域】
[0001]本發明涉及一種雙頻寬帶天線，屬於微波【技術領域】。
【背景技術】
[0002]隨著無線通信技術的日益發展，超寬帶無線通信技術以其傳輸速率高、抗幹擾性能強、帶寬寬、發送功率小、成本低廉等優勢而備受重視，主要應用於高速WLAN、室內通信、家庭網絡等領域。隨著無線區域網技術的發展，WLAN在生活和工作中的應用越來越廣泛，發揮的作用也越來越大。針對無線區域網的各項標準，設計適用於無線區域網通信網絡要求的天線具有非常重要的實際意義。設計滿足WLAN IEEE802.lla/b/g標準的WLAN天線應具有小型化、寬頻帶、多頻段(WLAN 工作頻段:2.4-2.485GHz/5.15-5.35GHz/5.725-5.825GHz)的特性，且在所有的工作頻段上具有良好的阻抗匹配特性、一定的增益與穩定的輻射方向圖，同時還要求低剖面、易共形、低成本、方便集成到微波集成電路中。
[0003]傳統的超寬帶天線，如螺旋天線、對數周期天線和圓錐天線等，雖然都具有超寬帶特性，但是，它們有的是立體結構，有的具有大而複雜的平面結構，不利於小型應用；此外，傳統雙頻寬帶天線結構複雜、帶寬有限，不能覆蓋多種制式無線通信系統的頻段。本發明將提出一種小型雙頻/寬帶組合特性天線，應用於可攜式的WLAN、RFID和超寬帶無線通信系統。

【發明內容】

[0004]為了解決天線體積、帶寬和性能問題，通過採用偏心饋電方式，引起振子的多模諧振來增加帶寬，本發明提出一種結構新穎簡單、具有雙頻/寬帶組合特性、便於製作實現的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構天線，為多頻段/寬帶可攜式設備的天線開發提供技術儲備。
[0005]本發明為解決上述技術問題，而採用如下技術方案:
一種偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線，包括介質基板、分別印刷設置在介質基板正反兩面的頂層輻射單元和底層輻射單元，所述頂層輻射單元和底層輻射單元之間相互不對稱、正反相對於介質基板排布；所述雙頻寬帶天線的饋電點偏離天線結構中垂線一定距離；
所述頂層輻射單元由頂層漸變槽線輻射單元和頂層多邊形振子單元連接構成，所述底層輻射單元由底層漸變槽線輻射單元和底層多邊形振子單元連接構成；其中，所述頂層多邊形振子單元和底層多邊形振子單元具有相同的饋電點傾角結構和振子末端傾角結構，且所述頂層多邊形振子單元和底層多邊形振子單元的振子高度相等；所述頂層多邊形振子單元的長度小於底層多邊形振子單元的長度，兩者長度之差為天線的饋電點偏離天線結構中垂線距離的兩倍；
所述頂層漸變槽線輻射單元和底層漸變槽線輻射單元結構不相同，其中頂層漸變槽線輻射單元的高度大於底層漸變輻射單元的高度。[0006]作為本發明的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線的進一步優化方案:所述饋電點傾角的範圍為:0° -61°，所述振子末端傾角的範圍為:0° -53°。
[0007]作為本發明的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線的進一步優化方案:所述雙頻寬帶天線的饋電點偏離天線結構中垂線的距離範圍為:1-3.5_。
[0008]作為本發明的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線的進一步優化方案:所述頂層漸變槽線輻射單元與底層漸變輻射單元的高度差的範圍為:20-23.5mm。
[0009]作為本發明的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線的進一步優化方案:頂層漸變槽線輻射單元與底層漸變槽線輻射單元均採用任意形狀的漸變方式，包括:直線漸變方式，或者指數漸變方式、拋物線漸變方式、多段階躍漸變方式。
[0010]作為本發明的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線的進一步優化方案:所述介質基板的介電常數範圍為2-20。
[0011]作為本發明的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線的進一步優化方案:所述頂層漸變槽線輻射單元的高度是底層漸變輻射單元高度的2倍。
[0012]本發明採用以上技術方案，與現有技術相比具有以下技術效果:
本發明通過採用多邊形振子輻射單元和引起多模諧振的偏心饋電方式，獲得了雙頻/寬帶組合特性，其中第二頻段的下限頻率明顯降低了 1.4GHz左右，相對帶寬約為119%，較之傳統的對稱振子-槽線組合雙頻寬帶天線其高頻頻段帶寬顯著提高，且輻射方向圖沒有大的波動。本天線結構新穎簡單，體積小巧，製作方便且成本低廉。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0013]圖1a是本發明天線的平面示意圖。
[0014]圖1b是本發明天線的剖面示意圖。
[0015]圖2a是傳統對稱振子-漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線的平面示意圖。
[0016]圖2b是傳統對稱振子-漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線的剖面示意圖。
[0017]圖3是解釋通過偏心饋電方式增加天線高頻段帶寬的電流分布原理圖。
[0018]圖4a是利用IE3D軟體計算的通過偏心饋電激勵多個諧振點的振子示意圖，圖中的粗實線、細實線和虛線分別是偏心距離為0mm、lmm、2_的振子示意圖。
[0019]圖4b是利用IE3D軟體計算的通過偏心饋電激勵多個諧振點的回波損耗特性示意圖，圖中的粗實線、細實線和虛線分別是相應的偏心距離為0mm、lmm、2_的回波損耗特性。
[0020]圖5是利用IE3D軟體計算的本發明天線的回波損耗特性。
[0021]圖6是利用IE3D軟體計算的傳統對稱振子_漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線的回波損耗特性。
[0022]圖7是利用IE3D軟體計算的本發明天線的輻射方向圖。
[0023]圖8是利用IE3D軟體計算的傳統對稱振子_漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線的輻射方向圖。
[0024]圖9是利用IE3D軟體計算的本發明天線和傳統對稱振子_漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線之間的增益曲線，其中實線對應本發明天線的增益，虛線對應傳統對稱振子-漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線的增益。[0025]圖la、圖1b中標號:1是介質基板，2是頂層漸變槽線輻射單元，3是底層漸變槽線輻射單元，4是頂層多邊形振子單元，5是底層多邊形振子單元，6是饋電點傾角，7是振子末端傾角，8是偏心距尚，9是槽線聞度差。
[0026]圖2a、圖2b中標號:1』是介質基板，2』是頂層漸變槽線輻射單元，3』是底層漸變槽線輻射單元，4』是頂層多邊形振子單元，5』是底層多邊形振子單元，6』是饋電點傾角。
【具體實施方式】
[0027]下面結合附圖對本發明的技術方案做進一步的詳細說明:
首先需要說明的是，以往的印刷縫隙天線(在電路板的屏蔽導體上開槽做成的)，多數是採用偏心饋電和激勵的。因為窄縫的電流分布與其互補金屬振子的電流分布正好對偶(即:中心為0，兩端最大)，只有偏心饋電才能激發起來。然而這樣設計出來的裂縫天線，絕大多數都是窄帶特性(帶寬不超過2:1)。對於半波振子天線，因為其電流分布在中心最大，為了保證充分激勵和輻射對稱性，不宜採用偏心饋電。
[0028]而本發明採用振子和槽線的組合設計天線，由於組合後的場分布跟單個縫隙或振子的情況都不同，故能夠通過一定比例的不對稱偏心饋電方式，同時激發多個模式，比對稱饋電結構更容易實現寬帶特性。
[0029]如圖1a結合圖1b所示，本發明的結構是:天線製作在介質基板I上，輻射單元由頂層輻射單元與底層輻射單元構成，兩者相互不對稱、結構相同、尺寸不同、正反相對介質基板I排布。所述偏心饋電是指天線的饋電點偏離天線結構中垂線一定距離。頂層漸變槽線輻射單元2和頂層多邊形振子單元4連接構成頂層輻射單元，底層漸變槽線輻射單元3和底層多邊形振子單元5連接構成底層輻射單元。
[0030]頂層和底層輻射單元的不對稱性由頂層、底層漸變槽線輻射單元和頂層、底層多邊形振子單元的不對稱性組合而成。其中，頂層多邊形振子單元4和與之不對稱的底層多邊形振子單元5具有饋電點傾角6結構和振子末端傾角7結構，饋電點傾角6的範圍為0° -61°，振子末端傾角7的範圍為0° -53°，頂層、底層多邊形振子單元高度相等，頂層多邊形振子單元4的長度小於底層多邊形振子單元5的長度，其長度之差為天線的饋電點偏離天線結構中垂線距離的兩倍，具體實施可由傳統對稱振子饋電點處沿著X負軸移動一定的距離，該距離即為偏心饋電點與天線結構中垂線的距離，也即偏心距離8，其範圍為1-3.5_，這樣設計的優點可以引起振子的多模諧振，從而顯著增加帶寬。
[0031]頂層漸變槽線輻射單元2和與之不對稱的底層漸變槽線輻射單元3結構相同，尺寸不同，頂層漸變槽線輻射單元2的高度大於底層漸變輻射單元3的高度，其高度差為槽線高度差9,範圍為20-23.5mm。
[0032]如圖2a結合圖2b所示，是傳統對稱振子_漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線，其結構是:天線製作在介質基板I』上，輻射單元由頂層輻射單元與底層輻射單元構成，兩者結構、尺寸完全相同，關於介質基板I』反對稱排布。頂層輻射單元由頂層漸變槽線輻射單元2』和頂層多邊形振子單元4』構成，底層輻射單元由底層漸變槽線輻射單元3』和底層多邊形振子單元5』構成。其中，頂層、底層多邊形振子單元具有饋電點傾角結構6』。
[0033]對照附圖3，圖3是解釋通過偏心饋電方式增加天線高頻段帶寬的電流分布原理圖。假設振子水平放置在z軸上，振子總臂長為L，a、b、c三點分別作為饋電點，接高頻源，即對應不同的偏心距離8。假設1、2、3三條曲線(粗實線、細實線和虛線)分別對應不同模式的電流分布。由于振子周圍的電磁場主要由幅度較大的電流決定，而電流節點附近電流極小，對場的影響不大。所以當在a處饋電時，模式2在a處為電流節點，模式3在a處電流幅度較小，只有模式I才能充分激發；當在b處饋電時，模式3在b處為電流節點，模式I和2都有一定的電流幅度，因此模式1，2都有可能被激發；同理，當在c處饋電時，則模式1，2，3都有可能被激發，從而調節阻抗帶寬、增加帶寬。對於諧振單元為縫隙和環路的情況，也有類似的原理。通過設置偏心饋電方式，可以激發振子和縫隙單元的多個諧振模式，從而實現寬帶特性。
[0034]對照附圖4a和圖4b，通過改變本發明天線的多邊形振子單元的偏心距離8，得到不同的回波損耗特性曲線。其中粗實線、細實線和虛線分別對應偏心距離為0mm、lmm、2_的振子示意圖和相應的回波損耗特性。當偏心距離為0_，即在對稱中心饋電時，回波損耗特性僅有一個諧振點(按回波損耗>=10dB計);當偏心距離為Imm時，出現了兩個諧振點；而當偏心距離為2mm時，出現了三個諧振點。結合附圖3所示的工作原理，在天線體積不變的情況下，採用偏心饋電方式對改善本發明天線的阻抗帶寬、降低高頻段的下限工作頻率具有顯著效果。
[0035]對照附圖5,附圖5給出了介質基板I按照相對介電常數為2.2,厚為0.8mm實施，頂層和底層多邊形振子單元中的饋電點傾角6按照52°、振子末端傾角7按照25°、偏心距離8按照2mm、槽線高度差9按照22mm實施，其餘各部分輪廓與附圖la、圖1b —致時，利用IE3D軟體仿真計算得到天線回波損耗特性。根據圖5結果可見，偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線的工作頻段為2.34-2.52GHz和3.99-15.75GHz(按回波損耗>=10dB計)，第二頻段的相對工作帶寬約為119%。其中涵蓋了用於射頻識別的 2.4-2.5GHz 與 5.725-5.825GHz 頻段、無線區域網 2.4-2.485GHz、5.15-5.35GHz 和
5.725-5.825GHz以及超寬帶無線通信6_8.5GHz (歐洲標準)等頻段。
[0036]對照附圖6,附圖6給出了介質基板I』按照相對介電常數為2.2,厚為0.8mm實施，頂層和底層多邊形振子單元中的饋電點傾角6按照10.5°實施，其餘各部分輪廓與附圖2a、圖2b—致時，利用IE3D軟體仿真計算得到天線回波損耗特性。根據圖6結果可見，傳統對稱振子-漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線的工作頻段為2.33-2.51GHz與
5.38-12.61GHz，第二頻段的相對工作帶寬約為80%。
[0037]對照附圖la、圖1b中的參考坐標系與附圖7、圖8，附圖7(a)_(f)分別給出了偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線2.4GHz,8.1GHz,14.2GHz的主工作面方向圖(xy_平面與zy_平面)，附圖8 (a) -(f)分別給出了傳統對稱振子-漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線2.4GHz,8.1GHz,12.1GHz的主工作面方向圖(xy_平面與zy-平面)，圖中的實線為主極化分量，虛線為交叉極化分量。可見在2.4GHz頻段上天線具有較好的全向輻射特性；隨著工作頻率增加，方向圖逐步呈現出準定向的輻射特性。由於天線結構的不對稱性，本發明天線的最大輻射方向較傳統對稱雙頻寬帶天線最大輻射方向y軸偏離的角度約為1-30°，但在工作頻段範圍內，本發明天線的最大增益和y軸方向的增益相比，差值在
0.1-2.6dBi範圍內，可認為其波動不大。
[0038]對照附圖9，實線給出了偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線的增益-頻率特性，虛線給出了傳統對稱振子-漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線的增益-頻率特性。可見在2.4GHz頻段處，本發明天線具有0.86dBi左右的增益，而傳統對稱振子-漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線具有0.75dBi左右的增益；隨著工作頻率增加與天線方向性的增強，兩者均可獲得3-7dBi左右的最大增益，在各自的工作頻段範圍內，平均增益均在5.0dBi左右。
[0039]綜上所述，偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線，採用偏心饋電方式與非對稱結構，引入多模諧振特性，在體積相等的情況下，與傳統對稱振子-漸變槽線組合結構的雙頻寬帶天線相比，不會造成方向圖和交叉極化特性產生明顯的劣化，顯著降低了高頻段的下限工作頻率，約降低了 19%左右，改善了帶寬，同時保持了準定向的輻射特性與相對平坦的增益頻率特性。採用該技術實現的天線結構簡單、體積小巧、成本低廉、剖面尺寸極低、具有雙頻/寬帶組合特性，有望應用於可攜式WLAN、RFID和超寬帶無線通信系統中。
【權利要求】
1.一種偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線，包括介質基板、分別印刷設置在介質基板正反兩面的頂層輻射單元和底層輻射單元，其特徵在於: 所述頂層輻射單元和底層輻射單元之間相互不對稱、正反相對於介質基板排布；所述雙頻寬帶天線的饋電點偏離天線結構中垂線一定距離； 所述頂層輻射單元由頂層漸變槽線輻射單元和頂層多邊形振子單元連接構成，所述底層輻射單元由底層漸變槽線輻射單元和底層多邊形振子單元連接構成；其中，所述頂層多邊形振子單元和底層多邊形振子單元具有相同的饋電點傾角結構和振子末端傾角結構，且所述頂層多邊形振子單元和底層多邊形振子單元的振子高度相等；所述頂層多邊形振子單元的長度小於底層多邊形振子單元的長度，兩者長度之差為天線的饋電點偏離天線結構中垂線距離的兩倍； 所述頂層漸變槽線輻射單元和底層漸變槽線輻射單元結構不相同，其中頂層漸變槽線輻射單元的高度大於底層漸變輻射單元的高度。
2.根據權利要求1所述的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線，其特徵在於:所述饋電點傾角的範圍為:0° -61°，所述振子末端傾角的範圍為:0° -53°。
3.根據權利要求1所述的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線，其特徵在於:所述雙頻寬帶天線的饋電點偏離天線結構中垂線的距離範圍為:1-3.5_。
4.根據權利要求1所述的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線，其特徵在於:所述頂層漸變槽線輻射單元與底層漸變輻射單元的高度差的範圍為:20-23.5mm。
5.根據權利要求1所述的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線，其特徵在於:頂層漸變槽線輻射單元與底層漸變槽線輻射單元均採用任意形狀的漸變方式，包括:直線漸變方式，或者指數漸變方式、拋物線漸變方式、多段階躍漸變方式。
6.根據權利要求1所述的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線，其特徵在於:所述介質基板的介電常數範圍為2-20。
7.根據權利要求1所述的偏心饋電的非對稱振子-槽線組合結構的雙頻寬帶天線，其特徵在於:所述頂層漸變槽線輻射單元的高度是底層漸變輻射單元高度的2倍。
【文檔編號】H01Q5/10GK103560321SQ201310542564
【公開日】2014年2月5日 申請日期:2013年11月5日 優先權日:2013年11月5日
【發明者】呂文俊, 徐進, 朱洪波 申請人:南京郵電大學