用於開關模式電源的自適應延遲控制電路的製作方法
2023-05-17 06:50:21 1
專利名稱：用於開關模式電源的自適應延遲控制電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及開關模式電源，而且更具體地涉及用於開關模式電源的脈衝寬度調製控制電路，其提供自適應延遲控制以防止高側和低側開關在開關狀態轉變期間的交叉導通(cross-conduction)。
背景技術：
開關模式電源在現有技術中是已知的，用於將可用的直流(DC)電平電壓轉換至另一DC電平電壓。降壓轉換器是一種特定類型的開關模式電源，其通過藉助於將電流切換至輸出電感器來有選擇地將能量存儲在耦合到負載的輸出電感器，而將調節的DC輸出電壓傳遞給負載。降壓轉換器包括兩個電源開關，稱為高側以及低側開關，其典型地由MOSFET電晶體提供。高側開關將輸出電感器耦合至正的電源電壓，而低側開關將輸出電感器耦合至接地。脈衝寬度調製(PWM)控制電路被用於以交替的方式控制高側和低側開關的選通，以控制在輸出電感器中的電流。PWM控制電路使用通過反饋環路所傳遞的反映輸出電壓和/或電流級別的信號，而響應於負載條件的改變來調整施加於電源開關的工作循環(duty cycle)。
在開關模式電源中，重要的是防止高側和低側開關的同時導通。這會通過高和低側開關將正的電源電壓短路到接地，從而有可能損壞開關，以及還減小電源的轉換效率。為了防止同時導通(也被稱為「交叉導通」)，已知的方法是延遲低至高以及高至低開關轉變一段時間，所述時間足以保證一個開關在另一個開關被激活之前關斷。一種這樣的控制方法使用比較器來檢測高側和低側開關的狀態，以及使用定時器來以定義低至高以及高至低轉變的最大延遲。特別地，第一比較器檢測低側開關柵極電壓，以及僅在低側開關被關閉(即，低側柵極電壓低於閾值電壓Vth2)之後使得高側開關被開啟，以及第二比較器檢測相位電壓，以及僅在高側開關被關閉(即，相位電壓低於閾值電壓Vth1)之後使得低側開關被開啟。定時器定義在檢測到低側開關關閉和高側開關開啟之間的最大延遲，且反之亦然。
雖然此方法阻止電源開關的同時導通，但是有這樣的缺點，即，所述時間延遲產生冗長的停滯時間(dead times)，在此期間沒有開關在進行傳導。在此停滯時間期間，電感器電流將從接地流過低側開關的體二極體(或者流過與低側開關並聯耦合的Shottky二極體)而通過輸出電感器。通過體二極體(或者Shottky二極體)的電壓降往往還會減少電源的轉換效率。此外，上述方法僅響應於負載變化以及輸入電壓變化，而不能補償由於溫度變化或者矽加工變化所引起的電源電路中的可變傳播延遲。
另一種控制方法是使得低側開關相對於高側開關的轉變被前後移動。所述方法利用包括被多路復用器控制的數字延時線的控制環路。比較器檢測低側開關的漏-源電壓，以及通過向上/向下計數器(或者迴路濾波器)來調節由數字延時線施加到低側開關的開啟的延遲量。這樣，低側開關在相位電壓達到零時開啟，而不管內部或者外部的傳播延遲。雖然此控制方法是自適應的，但是，量化的延遲並不是「安靜的」，因為延時線經常會在兩個臨近的延遲設置之間跳躍，因而在脈衝寬度調製信號中以及因此在所述電源的輸出電壓中引入噪聲。另外，由於寄生電感，因此，很難檢測低側開關的漏-源電壓以便檢測體二極體的傳導的起始點。零電壓轉變的不準確測量將會影響控制環路的操作。
相應地，對用於開關模式電源的自適應延遲控制將有著持續的需要，其防止高側和低側開關的交叉導通同時也減小在開關轉變之間的停滯時間。
發明內容
本發明滿足對於開關模式電源的自適應延遲控制的需要，其防止高側和低側開關的交叉導通而同時也減小在開關轉變之間的停滯時間。
在本發明的實施例中，開關模式電源包括耦合至輸入電源的第一開關，耦合至接地的第二開關，以及耦合至在第一和第二開關之間所限定的相位節點的輸出濾波器。第一和第二開關響應於脈衝寬度調製信號以由此調整提供給輸出濾波器的電力。反饋環路監控第一和第二開關的操作，以及延遲第一和第二開關中的一個的激活，從而排除同時導通，以及使得在第一和第二開關的狀態轉變之間的停滯時間最小化。反饋環路包括至少一個延遲控制電路，其適合於延遲脈衝寬度調製信號到第一和第二開關中的至少一個的傳遞。延遲控制電路檢測在第一和第二開關的狀態轉變之間的相位差，以及提供相應於相位差的量值的延遲。
更具體地，所述至少一個延遲控制電路還包括與所述第一開關相關聯的第一延遲控制電路，以及與所述第二開關相關聯的第二延遲控制電路。每個延遲控制電路還包括相位探測器，其提供與相位差成比例的向上或向下信號。電荷泵被耦合至相位探測器，並且轉換所述向上或向下信號為控制電壓。模擬延遲設備提供對應於控制電壓的延遲時間。耦合至電荷泵的電容器對控制電壓進行積分以實現反饋環路傳遞函數。
通過考慮下面的優選實施例的詳細描述，對於本領域的技術人員來說，將會得到對所述用於開關模式電源的自適應延遲控制電路更完整的理解，以及實現其他的特徵及其目的。將會對首先簡要描述的附圖進行參考。
圖1描述了根據現有技術的具有開關驅動器延遲控制電路的開關模式電源；圖2描述了根據現有技術的具有自適應開關驅動器延遲控制電路的開關模式電源；
圖3描述了根據本發明實施例的具有自適應開關驅動器延遲控制電路的開關模式電源；圖4是描述被提供給圖3的開關模式電源的高側和低側開關的控制信號的時序圖；圖5描述了開關模式電源的一部分；以及圖6是在不同操作條件下關於圖5的開關模式電源所測量的電壓和電流波形。
具體實施例方式
本發明提供對於開關模式電源的自適應延遲控制，其防止高側和低側開關的交叉導通，同時也使得在開關轉變之間的停滯時間最小化。在下面的詳細描述中，相同元素的數字被用來描述在一個或多個圖中說明的相同元素。
首先參照圖1，圖中示出了用於開關模式電源的傳統延遲控制電路的例子。電源包括降壓轉換器拓撲，用來轉換輸入DC電壓Vin為施加到電阻負載(RL)的輸出DC電壓V0。輸入DC電壓Vin還可以包括DC至DC轉換器的絕緣(galvanic isolation)變壓器的輸出。電源包括高側開關12、低側開關14、輸出電感器以及電容器18。高側開關12的漏極端子耦合至輸入電壓Vin，低側開關14的源極端子連接至接地，而高側開關12的源極端子和低側開關14的漏極端子耦合在一起以限定相位節點。輸出電感器16串聯耦合在相位節點以及提供輸出電壓V0的端子之間，而電容器18與電阻負載RL並聯耦合。脈衝寬度調製(PWM)電路(圖中未示出)控制方波信號的工作循環，其用來控制電源開關12、14的激活時間。反映輸出電壓V0和/或電流的反饋信號可以確定所述PWM信號的工作循環。電源開關12、14的開啟和關閉在相位節點提供具有一般矩形波形的中間電壓，而由輸出電感器16和電容器18形成的濾波器將矩形波形為基本上的DC輸出電壓V0。
電壓控制延遲電路20延遲PWM信號至電源開關12、14的傳遞。變換器38變換PWM信號以使得高側和低側開關12、14異相地被驅動。控制電路20還包括緩衝驅動器22、24，其提供相應的驅動信號至電源開關12、14的柵極端子。比較器26檢測低側開關14的柵極電壓，並將該電壓與閾值電壓Vth2比較。類似地，比較器28檢測在高側和低側開關12、14之間的電壓，並將該電壓與閾值電壓Vth1比較。在低側，緩衝驅動器24接著由包括AND門42、OR門44和定時器46的電路所驅動。OR門44接收來自於定時器46、比較器28的輸入以及來自於AND門42的反饋信號。AND門42接收來自於變換器38以及AND門44的輸入。相似地，在高側，緩衝驅動器22接著由包括AND門32、OR門34和定時器36所驅動。OR門34接收來自於定時器36、比較器26的輸入以及來自於AND門32的反饋信號。AND門32接收來自於PWM信號以及AND門44的輸入。所述高側還可以包括電平移動器(level shifter)38以調整施加於緩衝驅動器22的電壓電平，緩衝驅動器22是與接地隔離的。
當PWM信號改變狀態時，操作循環開始，這使得定時器36、46開始計時。然後，當相位電壓下降至閾值電壓Vth1以下時，這表明高側開關12關斷，此時，比較器28提供高信號至OR門44，以使得OR門44改變狀態並且提供高信號至AND門42。如果比較器28沒有提供高信號，則定時器46將在開始後的預定時間段之後提供高信號至OR門44，以使得OR門44改變狀態並且提供高信號至AND門42。接著，AND門42發出傳遞到緩衝驅動器24的高信號，緩衝驅動器24然後提供驅動信號至低側開關14。從AND門42的輸出至OR門44的輸入的反饋信號維持OR門44在高狀態，直到PWM信號改變狀態的時候，這使得AND門42的輸出變為低。
相反地，當低側開關14的柵極電壓降到閾值電壓Vth2以下，顯示低側開關14已經關閉時，比較器26提供高信號至OR門34，使得OR門34改變狀態以及提供高信號至AND門32。如果比較器26沒有提供高信號，則定時器36將在開始後的預定時間段之後提供高信號至OR門34，使得OR門34改變狀態並且提供高信號至AND門32。接著，AND門42發出高信號，該高信號傳遞到緩衝驅動器22，緩衝驅動器22然後提供合適電平的驅動信號至高側開關12。從AND門32的輸出至OR門34的輸入的反饋信號維持OR門34在高狀態，直到PWM信號改變狀態的時候，這使得AND門32的輸出變低。
如上面討論的那樣，電壓控制延遲電路20的缺點在於，比較器、門以及驅動器電路的時間延遲產生冗長的停滯時間，在停滯時間中，沒有開關進行導通。另外，電壓控制延遲電路20僅響應於負載改變和輸入電壓改變，而不能補償在電源電路中由於溫度改變或者矽處理工藝改變所引起的變化的傳播延遲。
圖2示出另一個用於開關模式電源的傳統電壓控制延遲電路的實例。如在之前的實例中那樣，電壓控制延遲電路60被用來延遲PWM信號到電源開關12、14的延遲。電壓控制延遲電路60包括緩衝驅動器62、64，其提供相應的驅動信號至電源開關12、14的柵極端子。在低側，比較器66檢測低側開關14的漏-源電壓，並將其與負閾值電壓Vth比較，負閾值電壓Vth大致相應於低側開關的內部體二極體的前向電壓降的一半。比較器66產生用於指示低側開關的體漏極二極體在傳導電流的信號。此信號被用來調整加時鐘的向上/向下計數器，以使得當低側開關14的體漏極二極體在低側開關開啟之前傳導電流時計數器增加，以及當在低側開關中沒有體漏極二極體導通時計數器減小。PWM信號通過變換器74傳遞至延遲線，該延遲線包括多個延遲級761-765。延遲級761-765每個被多路復用器72控制，以使得由延遲級所增加的延遲的數量由向上/向下計數器68所定義的計數值來確定。然後，被延遲並變換的PWM信號被提供給緩衝驅動器64，其基本如上面所描述的那樣來激活低側開關14。高側將會具有類似的延遲線、多路復用器、向上/向下計數器、以及比較器。
此電壓延遲控制電路的優點在於，低側開關14在相位電壓達到零時被開啟，而不管內部或者外部的延遲。雖然所述電路是自適應的，但是延遲被量化，因此其總是在兩個延遲設置之間跳躍，因此，這將噪聲引入PWM信號中並因而引入電源的輸出電壓V0中。另外，很難檢測低側開關14的漏-源電壓，以檢測由於寄生電感所產生的二極體傳導的起始點。對零值電壓轉變的不準確的測量將會影響控制環路的操作。另外，環路濾波器僅考慮誤差的方向，而不考慮相位誤差的大小，因為所述計數值總是可以最大改變+1或者-1。因而，反饋環路設置時間並不如預期的那樣快速。
參照圖3，圖中根據本發明實施例說明了用於開關模式電源的電壓控制延遲電路。正如之前的例子，電壓控制延遲電路80被用來延遲PWM信號至電源開關12、14的傳遞。電壓控制延遲電路80包括緩衝驅動器82、84，其提供相應的驅動信號至電源開關12、14的柵極端子。高側緩衝驅動器82被通過AND門92的PWM信號驅動。特別地，所述AND門92的一個輸入耦合至PWM信號，而第二輸入耦合至可變延遲設備94。高側控制電路110決定由可變延遲設備94提供的延遲量。因此，當PWM信號變高並且可變延遲設備94在一段延遲之後變高時，AND門92變高並引起高側緩衝驅動器82開啟高側開關12。類似地，低側緩衝驅動器84被通過AND門96的反向的PWM信號驅動。所述AND門96的一個輸入耦合至反向的PWM信號，而第二輸入耦合至可變延遲設備98。低側控制電路120決定由可變延遲設備98提供的延遲量。因此，當PWM信號變低(即，反向的PWM信號變高)以及可變延遲設備98在一段延遲時段後變高時，AND門96變高並且引起低側緩存驅動器84開啟低側開關14。
高側和低側控制電路110、120提供環路濾波器，其通過監控相位電壓(HVSS SENSE)以及低側開關14的柵-源電壓(LOUTSENSE)來決定分別施加於可變延遲設備94、98的延遲量。高側控制電路110包括相位檢測器116，其決定在LOUT SENSE和HVSSSENSE的信號變換之間的相位誤差，並且產生與檢測到的相位誤差成比例的向上和向下信號。向上和向下信號驅動作為電流源117、118所反映的電荷泵，其定義提供控制信號給高側可變延遲設備94的跨越電容器119的電壓。比較器112比較HVSS SENSE與閾值電壓Vth2，以及提供調整(ADJ)信號至相位檢測器116。比較器114比較LOUTSENSE與閾值電壓Vth1，以及提供參考(REF)信號至相位檢測器116。低側控制電路120具有類似結構，其中相位檢測器126確定在LOUTSENSE以及HVSS SENSE的信號轉變之間的相位誤差。相位檢測器126產生與檢測到的相位誤差成比例的向上和向下信號，其驅動作為電流源127、128反映的電荷泵。所述電荷泵定義跨越電容器129的電壓，其提供控制信號至低側可變延遲設備98。比較器122比較HVSSSENSE與閾值電壓Vth2，以及提供參考(REF)信號至相位檢測器126。比較器124比較LOUT SENSE與閾值電壓Vth1，以及提供調整(ADJ)信號至相位檢測器126。
圖4關於PWM信號說明了提供至高側開關12(HOUT)和低側開關14(LOUT)的驅動信號。在標識為T1的時間段內，高側開關12通過PWM信號的下降沿而被關閉，而低側開關14在由低側控制電路120決定的時刻被開啟。類似地，在標識為T2的時間段內，低側開關14通過PWM信號的上升沿而被關閉，而高側開關12在由高側控制電路110決定的時刻被開啟。所述可變延遲設備94、98可以定義在某些定義的參數中變化的延遲時間，因而延遲時間可以被選擇來比現有技術的增量方法更加快速地適應改變的條件。
更具體地，高側開關12通過PWM信號的下降變換而被關閉。低側控制電路120控制低側開關12的開啟時間為優選值。比較器122、124的輸出信號被提供至相位檢測器126。如果比較器122的輸出領先於比較器124的輸出，那麼延遲太長，以及相位檢測器126產生與比較器輸出之間的相位差的大小成比例的向下脈衝。相反地，如果比較器124的輸出領先於比較器122的輸出，那麼延遲太短，以及相位檢測器126產生與比較器輸出之間的相位差的大小成比例的向上脈衝。所述向上和向下信號分別控制電流源127、128，所述電流源127、128對電容器129充電或者放電。電容器129作為積分器，其對反饋環路傳遞函數進行整形。電容器129的電壓確定在低側開關14開啟之前由可變延遲設備98提供的延遲量。反饋環路將調整延遲，以使得兩個比較器的輸出的改變在同時發生。通過電壓控制延遲電路的操作來補償任何對於開關模式電源固有的附加延遲，比如由低側緩存驅動器84或者比較器122、124的操作引起的延遲。應當理解，高側控制電路110的操作是基本上類似的。
現在參考圖6，圖中說明了多種電壓和電流的波形，其反映在開關模式電源中的各個點，用於低側控制電路120的三種條件，即，(a)低側延遲(T1)過長；(b)低側延遲被優選地調整；以及(c)低側延遲過短。圖5說明了開關模式電源的一部分，圖中顯示了對應於圖6的波形的電壓和電流測量點，包括高側電流(ID_H)、低側電流(ID_L)、體二極體電流(IBD)、高側開關柵-源電壓(VGS_H)、低側開關柵-源電壓(VGS_L)、以及低側漏-源電壓(VDS)。應當理解，高側控制電路110將以與控制高側開關12的開啟基本上相同的方式進行操作。
圖6的左列說明了低側延遲過長的情況。可以看出，停滯時段在高側和低側開關12、14之間存在。高側開關柵-源電壓(VGS_H)波形的後沿反映高側開關12的關閉，而低側開關柵-源電壓(VGS_L)波形的前沿反映低側開關14的開啟，其間的周期包括停滯時間。在此停滯時間期間，輸出電感器16的電流流經低側開關14的體二極體，正如在這段期間體二極體電流(IBD)波形的上升那樣。通過體二極體的電壓降和所述二極體的恢復電流導致有效地減少開關模式電源轉換器。此情況會引起低側控制電路120的相位檢測器126產生向下信號，向下信號將減少用於下一個切換循環的時間延遲的大小。
圖6的右列說明了低側延遲過短的情況。可以看出，高側和低側開關12、14同時導通。正如之前的情況那樣，高側開關柵-源電壓(VGS_H)波形的後沿反映高側開關12的關閉，以及低側開關柵-原電壓(VGS_L)波形的前沿反映低側開關14的開啟，其中兩個變換發生在同一時間段期間。此同時導通的情況會導致通過高側和低側開關的過多的衝過(shoot through)電流，正如高側電流(ID_H)和低側電流(ID_L)波形的電流尖峰信號所反映的那樣。此衝過電流減少了開關模式電源轉換器的總效率。此情況將引起低側控制電路120的相位檢測器126產生向上信號，向上信號將增加用於下一個切換循環的延遲時間的大小。
圖6的中列說明了延遲被理想地選擇的情況。低側控制電路120在穩定狀態的條件下，其中沒有向上或向下信號產生。當由於變化的負載條件或者電路延遲的改變，例如由於溫度變化，操作情況發生改變時，控制電路120將重新調整延遲為優選值。由於沒有進行量化，因此，控制電路120給有效的PWM信號增加最小的噪聲。
儘管本發明已經結合降壓轉換器的自適應延遲控制而被描述，但是，應當注意，自適應延遲控制電路還可以被用於控制其他類型的開關模式電源的開關定時，例如但不限於DC/DC轉換器中的同步整流器中的整流以及自由輪轉(free-wheeling)開關。
經過對用於開關模式電源的自適應延遲控制電路的優選實施例的描述，本領域技術人員應當明白，已經實現了所述系統的特定優點。還應當注意，在本發明的範圍和精神內還可以有其各種修改、調整以及其它實施例。本發明還將由下列權利要求書所定義。
權利要求
1.一種開關模式電源，包括耦合至輸入電源的第一開關；耦合至接地的第二開關；耦合至在所述第一和第二開關之間所限定的相位節點的輸出濾波器，第一和第二開關響應於脈衝寬度調製信號，以由此調整提供給輸出濾波器的電力；以及反饋環路，其適合於響應於改變的操作條件來調節所述第一和第二開關的操作，所述控制器包括至少一個延遲控制電路，適合於延遲所述脈衝寬度調製信號至所述第一和第二開關中的至少一個的傳遞，以排除所述第一和第二開關的同時導通，並且使得在所述第一和第二開關的狀態轉變之間的停滯時間最小化，所述延遲控制電路檢測在所述第一和第二開關的狀態轉變之間的相位差，以及提供根據所述相位差的量值的延遲。
2.根據權利要求1的開關模式電源，其中，所述延遲控制電路還包括相位檢測器，其提供和所述相位差成比例的向上或者向下信號。
3.根據權利要求2的開關模式電源，其中，所述延遲控制電路還包括電荷泵，其耦合至所述相位檢測器以及將所述向上或者向下信號轉換為控制電壓。
4.根據權利要求3的開關模式電源，其中，所述延遲控制電路還包括模擬延遲設備，其提供相應於所述控制電壓的時間延遲。
5.根據權利要求3的開關模式電源，其中，所述延遲控制電路還包括耦合至所述電荷泵的電容器，所述電容器對所述控制電壓進行積分。
6.根據權利要求1的開關模式電源，其中，所述至少一個延遲控制電路還包括關聯於所述第一開關的第一延遲控制電路以及關聯於所述第二開關的第二延遲控制電路。
7.根據權利要求1的開關模式電源，其中，所述輸入電源包括DC至DC轉換器的絕緣變壓器的輸出。
8.一種在開關模式電源中的反饋環路控制器，所述開關模式電源包括耦合至輸入電源的第一開關、耦合至接地的第二開關、以及耦合至在所述第一和第二開關之間所限定的相位節點的輸出濾波器，所述第一和第二開關響應於脈衝寬度調製信號來調整傳遞給所述輸出濾波器的電力，所述反饋環路控制器包括至少一個延遲控制電路，適合於延遲所述脈衝寬度調製信號至所述第一和第二開關中的至少一個的傳遞，以排除所述第一和第二開關的同時導通，所述延遲控制電路檢測在所述第一和第二開關的狀態轉變之間的相位差，以及提供相應於所述相位差的量值的延遲。
9.根據權利要求8的控制器，其中，所述延遲控制電路還包括相位檢測器，其提供和所述相位差成比例的向上或者向下信號。
10.根據權利要求9的控制器，其中，所述延遲控制電路還包括電荷泵，其耦合至所述相位檢測器以及將所述向上或者向下信號轉換為控制電壓。
11.根據權利要求10的控制器，其中，所述延遲控制電路還包括模擬延遲設備，其提供相應於所述控制電壓的時間延遲。
12.根據權利要求10的控制器，其中，所述延遲控制電路還包括耦合至所述電荷泵的電容器，所述電容器對所述控制電壓進行積分。
13.根據權利要求8的控制器，其中，所述至少一個延遲控制電路還包括關聯於所述第一開關的第一延遲控制電路以及關聯於所述第二開關的第二延遲控制電路。
14.一種控制開關模式電源的方法，所述開關模式電源包括耦合至輸入電源的第一開關、耦合至接地的第二開關、以及耦合至在所述第一和第二開關之間所限定的相位節點的輸出濾波器，所述第一和第二開關響應於脈衝寬度調製信號來調整傳遞給所述輸出濾波器的電力，所述方法包括以下步驟檢測在所述第一和第二開關的狀態轉變之間的相位差；根據所述相位差的量值來產生可變持續時間的延遲；用可變持續時間的延遲來延遲所述脈衝寬度調製信號至所述第一和第二開關中的至少一個的傳遞；其中，排除所述第一和第二開關的同時導通，以及使得在所述第一和第二開關的狀態轉變之間的停滯時間最小化。
15.根據權利要求14的方法，其中，所述產生步驟還包括產生相應於所述相位差的向上或者向下信號。
16.根據權利要求15的方法，其中，所述產生步驟還包括分別根據所述向上或者向下信號來增加或者減少控制電壓。
17.根據權利要求16的方法，其中，所述產生步驟還包括將所述控制電壓轉換為模擬延遲值。
18.根據權利要求17的方法，其中，所述產生步驟還包括對所述控制電壓進行積分。
全文摘要
一種開關模式電源包括耦合至輸入電源的第一開關、耦合至接地的第二開關和耦合至在第一和第二開關之間所限定的相位節點的輸出濾波器。第一和第二開關響應於脈衝寬度調製信號，以由此調整提供給輸出濾波器的電力。在反饋環路中提供控制器，其監控第一和第二開關的操作，以及延遲第一和第二開關之一的激活以排除同時導通。控制器包括至少一個延遲控制電路，適合於延遲所述脈衝寬度調製信號至所述第一和第二開關中的至少一個的傳遞。延遲控制電路檢測在第一和第二開關的狀態轉變之間的相位差，以及提供相應於所述相位差的量值的延遲。
文檔編號H02M1/38GK1860423SQ200480028192
公開日2006年11月8日 申請日期2004年11月12日 優先權日2003年11月26日
發明者阿蘭·查普伊斯 申請人:大動力公司