一種從高壓電力線路中獲取低壓電源的方法

2023-05-17 05:39:26 4

專利名稱：一種從高壓電力線路中獲取低壓電源的方法
技術領域：
本發明涉及一種從高壓電力線路中獲取低壓電源的方法。(二)、背景技術在電力系統中電壓等級在千伏以上(如10kV、35kV、110kV等) 的線路上，工作著大量的電子設備，如計量、保護、控制、通信等設備，這些電子設備工作所 需要的工作電壓在數伏級到數十伏級。這些設備通常需要直接由高壓線路對其供電。目前 已公開的供電解決方案有1、通過電磁式電壓互感器/變壓器將高電壓降低到不大於100V的低電壓交流電， 再經過二次降壓及整流、濾波、穩壓後得到低壓直流電供電子電路工作。這是目前電力系統 主流的方案。這種方案的主要缺陷一是高電壓對電壓互感器/變壓器繞組間及其與大地 之間的絕緣有著較高的要求，造成設備體積大、成本高，且容易發生絕緣擊穿事故，二是容 易出現鐵磁諧振問題，造成設備燒毀事故，甚至發生爆炸，威脅電力系統安全。2、通過電容分壓後得到低電壓，再變換成直流低電壓，如圖9所示，如一種IOkV 和35kV三相電子式高壓電能表的專利電路(專利號ZL 200420075997. 9，授權公告日 20060830，授權公告號CN2812018Y，申請國中國)，該方案中負載與其中一個分壓電容器 並聯。當負載消耗功率增大時，負載等效阻抗降低，造成該分壓電容上的電壓降低，負載所 獲得的功率反而下降。因此要求分壓電容器有較大的容量，這會造成設備體積增大，且在負 載小時負載側分壓電容器上的分壓反而加大，為了防止電壓過高，一般是通過並聯式穩壓 電路來使得總負載保持恆定。這種穩壓方式的缺點是總負載必須一直按最大可能實際負載 來設置且不能動態調整，這樣增加了設備的功耗。在高壓電源中存在較高幅度的高頻諧波 時，高壓迴路電流增加，可能會出現超過負載所能承受的能量，造成負載的燒毀。3、通過分壓電容器和隔離變壓器的原邊串聯，在隔離變壓器副邊獲得低電壓，再 進行變換成直流低電壓，比如圖10所示的一種直接安於IOKV供電線路上的小型高壓電能 表的專利電路(申請號:200910015967，公開號10157155，
公開日=20091104,申請國中 國)，同樣存在負載越大，相應分壓比越低，從而所獲得功率越小的問題。而且由於原邊為電 容器和電感器串聯，仍然存在鐵磁諧振問題，為了消除鐵磁諧振問題，設置了箝位元件進行 保護，但在高壓電源中存在較高幅度的高頻諧波時，會導致分壓電容器上的分壓降低，隔離 變壓器(感性元件)上的分壓升高，在箝位元件上可能會出現持續超過箝位元件所能承受 的能量，造成箝位元件燒毀。4、在高壓線路上串入電流互感器，電流互感器副邊電壓輸出經整流濾波變換後變 成低壓直流電，比如圖11所示的自生電源等電位高壓電能測量裝置的專利電路(專利號 200810014039，公開號:10122119，
公開日=20080716,申請國中國)。這種方案缺陷是高壓 線路中電流較小時或無電流時無法提供足夠的電能，無法維持負載的連續工作。(三)、發明內容本發明所要解決的技術問題是，提供一種從高壓電力線路中獲 取低壓電源的方法，為工作於高壓電力線路中的電子裝置提供低壓工作電源，實施該方法 的電路能耗小、體積小、避免鐵磁諧振，並能夠抗高頻幹擾，能夠連續工作。本發明的技術方案如下。一種從高壓電力線路中獲取低壓電源的方法，其特徵在於
全波整流器的交流輸入端與第一電容器串聯後接外部輸入工頻高壓電源，直流輸 出端接第二電容器；工頻高壓電源經第一電容器分壓，全波整流器整流和第二電容器濾波 後得到電壓Vl ；電壓Vl經開關變換電路變換後輸出電壓V2，電壓V2經穩壓電路後驅動負 載；其中，開關變換電路中包含有脈衝變壓器，該脈衝變壓器帶有第一繞組，第二繞組 和第三繞組；開關變換電路中還包含有開關變換控制電路，該開關變換控制電路有一個佔空比 控制輸入端，通過改變該輸入端的電平改變驅動第一繞組的電壓通、斷時間的佔空比，從而 改變流過第一繞組中的平均電流；第三繞組的感應電壓送到整流濾波及遲滯電路，整流濾波及遲滯電路進行整流濾 波及時間上的遲滯後輸出電壓信號S30送轉換比率調整電路；電壓Vl經過第一分壓電阻器和第二分壓電阻器組成的分壓器分壓後得到電壓信 號S5送到轉換比率調整電路；轉換比率調整電路輸出轉換比率調整信號S40接開關變換控制電路的佔空比控 制輸入端；轉換比率調整電路根據電壓信號S5與電壓信號S30的幅值的大小，輸出的轉換比 率調整信號S40，調整開關變換控制電路的佔空比，進而調整直流電壓Vl的大小；當電壓信號S5大於電壓信號S30時，輸出使開關變換控制電路增加驅動第一繞組 佔空比的轉換比率調整信號S40，增加第一繞組中的平均電流，使得直流電壓Vl下降；當電壓信號S5小於電壓信號S30時，輸出使開關變換控制電路減小驅動第一繞組 佔空比的轉換比率調整信號S40，減小第一繞組中的平均電流，使得直流電壓Vl上升；當電壓信號S5等於電壓信號S30時，輸出使開關變換控制電路保持驅動第一繞組 佔空比的轉換比率調整信號S40，保持第一繞組中的平均電流不變，使得電壓Vl保持不變。其中整流濾波及遲滯電路，第三繞組的感應電壓由整流二極體整流後再由第三電 容器濾波，再經由運算放大器組成的低通濾波器進行時間上的遲滯後送轉換比率調整電 路。其中轉換比率調整電路還包括第一齊納二極體和第二齊納二極體，第一齊納二極 管和第二齊納二極體串聯，第一齊納二極體的負端接第二電容器的正端，第二齊納二極體 的正端接第二電容器的負端；當第一齊納二極體反向擊穿導通時，不管電壓信號S5和電壓 信號S30大小如何，均輸出使開關變換控制電路增加佔空比的轉換比率調整信號S40。其中轉換比率調整電路中，電壓信號S5與一固定參考電壓比較，如果電壓信號S5 大於該參考電壓，則不管電壓信號S5和電壓信號S30大小如何，均輸出使開關變換控制電 路增加佔空比的轉換比率調整信號S40。其中整流濾波及遲滯電路和轉換比率調整電路部分為數字電路；電壓信號S5經過模擬/數字轉換器轉換成數字量送到數字轉換比率調整電路；電壓信號S21c先經過整流濾波後送到模擬/數字轉換器，轉換成數字量後送到數 字遲滯電路，數字遲滯電路按照設定的時間常數進行時間遲滯和低通濾波後送數字轉換比 率調整電路。數字轉換比率調整電路做如下操作
當S71小於S73時，通過輸出埠輸出使開關變換控制電路減小驅動第一繞組佔 空比的轉換比率調整信號S40 ；當S71大於S73時，通過輸出埠輸出使開關變換控制電路 增加驅動第一繞組佔空比的轉換比率調整信號S40 ；當S71大於某一設定值時，強制輸出端 口輸出使開關變換控制電路增加驅動第一繞組佔空比的轉換比率調整信號S40。本發明的積極效果在於通過動態調整第二電容器上電壓的方法動態調整輸出驅動負載的功率，避免了普 通電容降壓電路必須設置恆定負載帶來的額外功率消耗，減少了電能損失和發熱。取消了並聯在負載側的分壓電容器，使得串聯分壓電容器所需要的容量減小，降 低了設備的總體視在功率，減小了設備體積，降低了成本。 等效負載呈容性，徹底避免了鐵磁諧振問題。當高壓電路中存在高頻高壓幹擾造成高壓迴路電流增加時，電路同樣會降低第二 電容器上的電壓Vi，使得幹擾電壓大部分施加在分壓第一電容器上，保證了負載正常工作， 避免了造成電路燒毀的問題

圖1是實施本發明方法的供電電路原理圖。圖2是本發明實施例一的開關變換電路圖。圖3是本發明實施例一的整流濾波及遲滯電路圖。圖4是本發明實施例一的轉換比率調整電路圖。圖5是本發明實施例一的穩壓電路圖。圖6是本發明實施例二的轉換比率調整電路圖。圖7是本發明實施例三的轉換比率調整電路圖。圖8是本發明實施例四的整流濾波及遲滯電路及轉換比率調整電路圖。圖9是作為現有技術的的電容分壓式供電電路示意圖。圖10是作為現有技術的電容與變壓器串聯式供電電路示意圖。圖11是作為現有技術的電流互感器供電式供電電路示意圖。
具體實施方式
下面結合附圖和具體實施方式
對本發明作進一步詳細說 明。本發明的原理是如圖1，在高壓側串聯分壓迴路中，設計施加在第一電容器2上的電壓遠大於第二 電容器4上的電壓Vl (通常在10倍以上)，外部單獨調整第二電容器4上的電壓時，流過第 一電容器2上的交流電流近似保持不變(具有恆流源特性)。根據公式P = UI得若電流 I保持不變，第二電容器4上的電壓U越高，負載所能獲得的輸出功率越大。調整電壓VI，就 可以調整向負載輸出功率的大小。調整接在電壓Vl上的開關變換電路20的第一繞組21a 中的平均電流，可以調整電壓VI。可通過調整開關變換控制電路26驅動第一繞組21a的 佔空比來調整第一繞組21a中的電流；需要加大輸出功率時，暫時減小佔空比，使第一繞組 21a的平均電流小於第一電容器2的平均電流，Vl上升；需要減小輸出功率時，暫時增加佔 空比，使第一繞組21a的平均電流大於第一電容器2的平均電流，Vl下降；當功率達到平衡 時，調整佔空比，使第一繞組21a的平均電流等於第一電容器2的平均電流，Vl保持不變。為了達到上述目的，本發明提出的供電電路包括第一電容器2、全波整流器3、第 二電容器4、第一分壓電阻器5、第二分壓電阻器6，開關變換電路20、整流濾波及遲滯電路30，轉換比率調整電路40，穩壓電路50。其中第一電容器2為高耐壓交流電容器，它可以是一個實體電容器，也可以由多 個電容器串聯起來以降低對每一個實體電容器的耐電壓要求。全波整流器3是具備全波整流功能的器件，經第一電容器2分壓後的交流電壓施 加在全波整流器3的交流輸入端，經整流後在直流輸出端輸出直流脈動電壓施加在第二電 容器4上。開關變換電路20將第二電容器4上的高壓小電流變換為次級輸出的低電壓大電流。開關變換電路20的開關佔空比受一個輸入信號S40的控制，增加佔空比將增加開 關變換電路的輸入電流，當輸入電流超過電容分壓迴路提供的平均電流時，造成第二電容 器4上的電壓Vl下降。在這個暫態過程中，次級輸出功率將增加，但佔空比恢復正常(使 得開關變換電路輸入電流等於電容分壓迴路提供的平均電流)且Vl已經下降後，次級輸出 將穩定在低功率輸出狀態。反之，減小佔空比將減小開關變換電路的輸入電流，當輸入電流 小於電容分壓迴路提供的平均電流時，造成Vl上升，在佔空比恢復正常且Vl已經上升後， 次級輸出將穩定在高功率輸出狀態。因此在降低次級輸出功率的暫態過程中輸出功率要經 過先增加後降低的過程，形成一個輸出電壓上衝，然後達到穩態。在增加次級輸出功率的暫 態過程中輸出功率要經過先降低後增加的過程，形成一個輸出電壓跌落，然後達到穩態。開關變換電路20的佔空比調整，可以是脈衝寬度調製(PWM)方式，也可以是固定 導通寬度而調整導通間隔方式，也可以是其它的方式。開關變換電路20中的第二繞組21c和接負載輸出的第二繞組21b工作於相同的 極性(同為正激或同為反激)，第二繞組21c上的輸出電壓正比於負載第二繞組21b上的電 壓。該輸出電壓信號S21c送到整流濾波及遲滯電路30。整流濾波及遲滯電路30將電壓信號S21c經整流濾波後變換成幅度正比於負載輸 出電壓的直流電壓信號，然後再進行時間上的遲滯。遲滯的目的是躲過因開關變換電路20 的佔空比調整所造成的輸出電壓的上衝或跌落，需要遲滯電路的時間常數大於造成上衝或 跌落的時間常數。經過遲滯後的電壓信號S30送到轉換比率調整電路40。電壓Vl經過第一分壓電阻器5和第二分壓電阻器6分壓後得到一個正比於電壓 Vl的低電壓信號S5輸出到轉換比率調整電路40。轉換比率調整電路40比較電壓信號S5 和S30幅值的大小。當S5等於S30時，則發出佔空比調整信號S40，使得開關變換電路的輸 入電流等於電容分壓迴路提供的平均電流，此時電壓Vl保持不變，開關變換電路輸出功率 等於負載所需要的功率，電路達到平衡穩定狀態。如果電壓S5大於電壓S30，說明開關變換 電路20輸出的功率大於負載所需要的功率，需要降低電壓VI，則發出使開關變換電路20增 加佔空比的的信號S40，使得開關變換電路20輸入電流加大，Vl下降，下降到S5等於S30 時，使佔空比恢復到平衡狀態，此時Vl保持在下降以後的狀態，使得次級輸出功率降低。如 果電壓S5小於電壓S30，說明開關變換電路輸出的功率小於負載所需要的功率，需要提高 Vl電壓，則發出使開關變換電路20降低佔空比的的信號S40，使得開關變換電路20輸入電 流減小，Vl上升，上升到S5等於S30時，使佔空比恢復到平衡狀態，此時Vl保持在上升以 後的狀態，使得次級輸出功率升高。在開關轉換電路增加輸出功率和降低輸出功率的過程中，分別有一個輸出功率向相反方向變化的暫態過程，這個過程尤其是引起輸出電壓跌落的過程，會影響該過程中的 帶負載能力，同時由於遲滯電路有較大的時間常數，會增加負載響應時間，因此需要電容器 25有足夠的容量。同時上述過程會造成輸出電壓波動，因此需要穩壓電路50來穩定輸出電 壓。穩壓電路可採用線性穩壓器也可以是開關式穩壓器。實施例一如圖1，供電電路包括第一電容器2、全波整流器3、第二電容器4、第一分壓電阻器 5和第二分壓電阻器6，開關變換電路20、整流濾波及遲滯電路30，轉換比率調整電路40，穩 壓電路50。其中第一電容器2起分壓作用，其參數選擇主要考慮耐壓和容量，其中耐壓要與 所工作的電壓等級的相關標準的要求相符合。容量與工頻頻率、負載所需要的最大功率和 開關變換電路最大輸入工作電壓及開關轉換電路效率有關，可根據設計的負載最大功率、 轉換效率、開關變換電路最大工作電壓計算出高壓迴路等效電流，根據設計指標中最低高 壓側工作電壓，按 第一電容器2的工頻阻抗=(高壓迴路最低工作電壓_關變換器最大工作電壓)/ 高壓迴路等效電流，計算出第一電容器2阻抗指標，然後換算出所需電容量。全波整流器3主要考慮耐壓要超過開關變換電路最大工作電壓，耐衝擊電流要超 過分壓電容器突然加電瞬間的浪湧電流。為了降低全波整流器3的耐衝擊電流指標，可以 考慮在分壓迴路中串入阻尼電阻器，降低浪湧電流。第二電容器4的容量，一是影響啟動過程，與負載側的總電容量有關，第二電容器 4容量越大越容易啟動。但容量大會造成負載響應速度的降低，可通過在電路啟動時關閉部 分負載側電容來平衡啟動速度和負載響應速度。開關變換電路的佔空比控制在本實施例中採用一個簡單的導通_斷開控制邏輯 的開關電源控制集成電路來實現。如圖2所示，開關電源控制集成電路26具有如下功能 當引腳EN外部沒有下拉電流時，變換電路處於較高佔空比變換狀態，當外部控制信號S40 的電平下降從引腳EN拉出電流時，則降低了轉換電路的佔空比，從而降低了開關變換電路 20的輸入電流。開關變換電路20要求在設計最大佔空比時，平均輸入電流大於高壓線路處於最 高設計工作電壓時的分壓電容器中的電流。整流濾波及遲滯電路如圖3所示，其中二極體31和第三電容器32構成了整流濾 波電路，電阻器33、34、35、36、37和電容器38及運算放大器39構成了遲滯電路(也可稱低 通濾波器，移相器)，可按低通濾波器的設計方法設計遲滯電路的時間常數，時間常數要大 於造成輸出電壓上衝或跌落的時間常數。其中VREF是參考電壓基準，是由其它電路提供一 種幅值穩定的直流電壓。選擇電阻器33、34、35、36分壓比例關係的原則是在開關變換電路處於平衡狀態 時且次級輸出電壓達到設計值時，運算放大器同相與反相輸入端電壓相等。轉換比率調整電路如圖4所示，其中比較器41比較電壓信號S30和S5。三極體 44是NPN型三極體。電阻器42是三極體44的基極限流電阻器。電阻器43是三極體的基 極下偏置電阻器。當S5電平大於S30時，比較器41輸出低電平，三極體44的基極處於無偏置電壓狀態，集電極與發射極之間截止，S40不能從開關電源控制集成電路26的引腳EN 拉出電流，則開關變換電路20處於高佔空比工作狀態；當S5電平小於S30時，比較器41輸 出高電平，三極體44的基極處於正偏狀態，集電極與發射極之間導通，S40從開關電源控制 集成電路26的引腳EN拉出電流，使得引腳EN電平下降，則開關變換電路20處於低佔空比 工作狀態。選擇第一分壓電阻器5和第二分壓電阻器6的分壓比例關係的原則是在開關變 換電路處於設計最大功率轉換平衡狀態時，在Vl處的電壓等於開關變換電路最大設計允 許電壓。穩壓電路50在本實施例中採用非隔離開關式DC/DC變換器來實現。要求變換器 的輸入電壓範圍大於開關變換電路20次級輸出的波動範圍，轉換功率和輸出電壓滿足負 載需求，如圖5所示。其中DC/DC變換控制集成電路53，儲能電感器54，續流二極體55，濾波電容器56 構成了常規的DC/DC變換器。其中DC/DC變換控制集成電路53有一控制引腳EN，用於控制變換電路的啟動或停 止。當施加在其上的電壓低於其門限電壓時，變換器不工作，只消耗很小的待機電流，當施 加在其上的電壓超過門限電壓時，變換器開始變換，驅動負載工作。本實施例通過設計分壓電阻器51，52的比值，使得該DC/DC變換器在開關變換電 路20的次級輸出電壓V2超過維持自身連續工作所需要的最低電壓後再開始啟動轉換。這 種方案減輕了開關變換電流20的啟動負載，提高了啟動的可靠性。與本發明內容無關的但 屬於是本發明所涉及電路工作所必備的附屬電路，如參考電壓、運算放大器工作電源等，屬 公知技術，在本實施例說明中從略。實施例二本實施例包括了實施例一中除了轉換比率調整電路40之外的所有部分，包括第 一電容器2、全波整流器3、第二電容器4、第一分壓電阻器5和第二分壓電阻器6，開關變換 電路20、整流濾波及遲滯電路30，穩壓電路50，與第1實施例相同。其中轉換比率調整電路40與第1實施例不同，如圖6所示電路中增加了兩個大電流齊納二極體48，49，或稱瞬變電壓擬制二極體(TVS)，以 及電阻器46，47、三極體45。其中第一齊納二極體48的齊納電壓遠大於第二齊納二極體49 的齊納電壓，例如第一齊納二極體48可選400V，第二齊納二極體49的齊納電壓選20V。兩 個二極體串聯起來接在第二電容器4的兩端。當Vl電壓小於400V時，兩個二極體都未導通，三極體45截止，轉換比率調整電路 40完全按第1實施例的方式工作；當Vl大於400V而小於420V時，第一齊納二極體48擊 穿箝位，電阻器46，47上有電壓，則三極體45導通，三極體44被強制截止，此時無論比較器 41處於何種狀態，都強制使開關變換電路20處於大佔空比轉換狀態，導致Vl下降；當Vl下 降到400V以下時，三極體45截止，開關變換電路20的佔空比重新受比較器41控制。如果 由於瞬間衝擊等原因使得電壓繼續升高至420V，則兩個齊納二極體48，49同時導通，將Vl 電壓箝位在420V以下，從而保護了開關變換電路20。此後持續的大佔空比轉換會使Vl降 低，因此，兩個齊納二極體48，49不會長期導通，不會出現燒毀故障。在三極體45導通導致開關變換電路20以大佔空比工作的過程中，有可能造成次級輸出V2出現過電壓，因此在次級輸出端增加箝位電路是有必要的，例如增加一個齊納電 壓等於設計最高工作電壓的大電流齊納二極體。實施例三本實施例包括了實施例一中除了轉換比率調整電路40之外的所有部分，包括第 一電容器2、全波整流器3、第二電容器4、第一分壓電阻器5和第二分壓電阻器6，開關變換 電路20、整流濾波及遲滯電路30，穩壓電路50，與第1實施例相同。其中轉換比率調整電路40與實施例一和實施例二不同，如圖7所示電路中增加了一個比較器61，電阻器62，63，46，47、三極體45。電阻器62，63的分 壓比設置為當Vl電壓等於開關變換電路20設計允許最高電壓時，比較器61剛好翻轉。本實施例工作過程如下，當Vl電壓低於設定的開關變換電路20最高工作電壓時， 比較器61輸出低電平，三極體45截止，轉換比率調整電路40完全按第1實施例的方式工 作；當Vl電壓高於設定的開關變換電路20最高工作電壓時，比較器61輸出高電平，三極體 45導通，三極體44被強制截止，此時無論比較器41處於何種狀態，都強制使開關變換電路 20處於大佔空比轉換狀態，導致Vl下降；當Vl下降到設定的開關變換電路20最高工作電 壓以下時，比較器61輸出低電平，三極體45截止，開關變換電路20的佔空比重新受比較器 41控制。在三極體45導通導致開關變換電路20以大佔空比工作的過程中，有可能造成次 級輸出的過電壓，因此在次級輸出端增加箝位電路是有必要的，例如增加一個齊納電壓等 於設計最高工作電壓的大電流齊納二極體。實施例四本實施例包括了實施例一中除了整流濾波及遲滯電路30和轉換比率調整電路40 之外的所有部分，包括第一電容器2、全波整流器3、第二電容器4、第一分壓電阻器5和第 二分壓電阻器6，開關變換電路20、穩壓電路50，與第1實施例相同。其中整流濾波及遲滯電路30的一部分和轉換比率調整電路40採用數字電路來實 現。如圖8所示。其中數字電路70是帶有兩路模擬/數字轉換器和一路邏輯電平輸出的數字邏輯 電路，如一個具有內置模擬/數字轉換器(ADC)的微控制器(MCU)，也可以是獨立的模擬/ 數字轉換器和一個微控制器。電壓信號S5經過模擬/數字轉換器71轉換成數字量送到數字轉換比率調整電路 74。電壓信號S21c先經過二極體31整流再經第三電容器32濾波後送到模擬/數字 轉換器72，轉換成數字量後送到數字遲滯電路73，數字遲滯電路按照設定的時間常數進行 時間遲滯和低通濾波後送數字轉換比率調整電路74。數字轉換比率調整電路74做如下操作當S71小於S73時，通過輸出埠 75輸出使開關變換控制電路26減小驅動第一 繞組21a佔空比的轉換比率調整信號S40 ；當S71大於S73時，通過輸出埠 75輸出使開關變換控制電路(26)增加驅動第 一繞組21a佔空比的轉換比率調整信號S40 ；當S71大於某一設定值時，強制輸出埠 75輸出使開關變換控制電路(26)增加驅動第一繞組21a佔空比的轉換比率調整信號S40。 數字轉換比率調整電路74可以設計更複雜的算法來提高調整Vl電壓的準確性和 實時性。
權利要求
1.一種從高壓電力線路中獲取低壓電源的方法，其特徵在於全波整流器(3)的交流輸入端與第一電容器(2)串聯後接外部輸入工頻高壓電源，直 流輸出端接第二電容器⑷；工頻高壓電源經第一電容器⑵分壓，全波整流器⑶整流和 第二電容器(4)濾波後得到電壓Vl ；電壓Vl經開關變換電路(20)變換後輸出電壓V2，電 壓V2經穩壓電路(50)後驅動負載；其中，開關變換電路(20)中包含有脈衝變壓器(21)，該脈衝變壓器(21)帶有第一繞組 (21a)，第二繞組(21b)和第三繞組(21c)；開關變換電路(20)中還包含有開關變換控制電路(26)，該開關變換控制電路(26)有 一個佔空比控制輸入端，通過改變該輸入端的電平改變驅動第一繞組(21a)的電壓通、斷 時間的佔空比，從而改變流過第一繞組(21a)中的平均電流；第三繞組(21c)的感應電壓送到整流濾波及遲滯電路(30)，整流濾波及遲滯電路(30) 進行整流濾波及時間上的遲滯後輸出電壓信號S30送轉換比率調整電路(40)；電壓Vl經過第一分壓電阻器(5)和第二分壓電阻器(6)組成的分壓器分壓後得到電 壓信號S5送到轉換比率調整電路(40)；轉換比率調整電路(40)輸出轉換比率調整信號S40接開關變換控制電路(26)的佔空 比控制輸入端；轉換比率調整電路(40)根據電壓信號S5與電壓信號S30的幅值的大小，輸出的轉換 比率調整信號S40，調整開關變換控制電路(26)的佔空比，進而調整直流電壓Vl的大小；當電壓信號S5大於電壓信號S30時，輸出使開關變換控制電路(26)增加驅動第一繞 組(21a)佔空比的轉換比率調整信號S40，增加第一繞組(21a)中的平均電流，使得直流電 壓Vl下降；當電壓信號S5小於電壓信號S30時，輸出使開關變換控制電路(26)減小驅動第一繞 組(21a)佔空比的轉換比率調整信號S40，減小第一繞組(21a)中的平均電流，使得直流電 壓Vl上升；當電壓信號S5等於電壓信號S30時，輸出使開關變換控制電路(26)保持驅動第一繞 組(21a)佔空比的轉換比率調整信號S40，保持第一繞組(21a)中的平均電流不變，使得電 壓Vl保持不變。
2.如權利要求1所述的從高壓電力線路中獲取低壓電源的方法，其特徵在於，其中整流濾波及遲滯電路(30)，第三繞組(21c)的感應電壓由整流二極體(31)整流後 再由第三電容器(32)濾波，再經由運算放大器組成的低通濾波器進行時間上的遲滯後送 轉換比率調整電路(40)。
3.如權利要求1所述的從高壓電力線路中獲取低壓電源的方法，其特徵在於，其中轉換比率調整電路(40)還包括第一齊納二極體(48)和第二齊納二極體(49)，第 一齊納二極體(48)和第二齊納二極體(49)串聯，第一齊納二極體(48)的負端接第二電容 器(4)的正端，第二齊納二極體(49)的正端接第二電容器(4)的負端；當第一齊納二極體 (48)反向擊穿導通時，不管電壓信號S5和電壓信號S30大小如何，均輸出使開關變換控制 電路(26)增加佔空比的轉換比率調整信號S40。
4.如權利要求1所述的從高壓電力線路中獲取低壓電源的方法，其特徵在於，其中轉換比率調整電路(40)中，電壓信號S5與一固定參考電壓比較，如果電壓信號S5大於該參考電壓，則不管電壓信號S5和電壓信號S30大小如何，均輸出使開關變換控制電 路(26)增加佔空比的轉換比率調整信號S40。
5.如權利要求1所述的從高壓電力線路中獲取低壓電源的方法，其特徵在於，其中整流濾波及遲滯電路(30)和轉換比率調整電路(40)部分為數字電路；電壓信號S5經過模擬/數字轉換器(71)轉換成數字量送到數字轉換比率調整電路 (74)；電壓信號S21c先經過整流濾波後送到模擬/數字轉換器(72)，轉換成數字量後送到數 字遲滯電路(73)，數字遲滯電路按照設定的時間常數進行時間遲滯和低通濾波後送數字轉 換比率調整電路(74)。
6.如權利要求5所述的從高壓電力線路中獲取低壓電源的方法，其特徵在於，數字轉換比率調整電路(74)做如下操作當S71小於S73時，通過輸出埠(75)輸出使開關變換控制電路(26)減小驅動第一 繞組(21a)佔空比的轉換比率調整信號S40;當S71大於S73時，通過輸出埠(75)輸出使 開關變換控制電路(26)增加驅動第一繞組(21a)佔空比的轉換比率調整信號S40 ；當S71 大於某一設定值時，強制輸出埠(75)輸出使開關變換控制電路(26)增加驅動第一繞組 (21a)佔空比的轉換比率調整信號S40。
全文摘要
本發明是一種從高壓電力線路中獲取低壓電源的方法。通過調整電壓V1來調整輸出功率，通過開關變換電路(20)獲得低電壓大電流輸出；第三繞組(21c)感應電壓經整流濾波及遲滯電路(30)後送轉換比率調整電路(40)；轉換比率調整電路(40)向開關變換電路(20)發出佔空比調整信號，需要加大輸出功率時，暫時減小佔空比，使第一繞組(21a)的平均電流小於電容器(2)的平均電流，使V1上升；需要減小輸出功率時，暫時增加佔空比，使第一繞組(21a)的平均電流大於電容器(2)的平均電流，使V1下降；當功率達到平衡時，調整佔空比，使第一繞組(21a)的平均電流等於電容器(2)的平均電流，V1保持不變。
文檔編號H02M3/335GK102005942SQ20101053236
公開日2011年4月6日 申請日期2010年11月5日 優先權日2010年11月5日
發明者鄧文棟 申請人:煙臺東方威思頓電氣有限公司