抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法
2023-04-23 00:48:41 2
抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法
【專利摘要】本發明公開了一種抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，適用於功率因數校正器，包含步驟：(a)接收運算電路輸出的電流命令信號；(b)將電流命令信號與輸入電流比較以取得電流誤差信號；(c)對電流誤差信號進行調整；(d)判斷功率因數校正器是否運作於第一模式與第二模式切換的轉態區間內，若判斷結果為是，將調整前的電流誤差信號與前饋信號進行加法運算，並將運算結果與調整後的電流誤差信號進行加法運算，以產生電流控制信號；(e)根據電流控制信號產生切換控制信號，以控制電源轉換電路的切換開關運作，以抑制電源轉換電路的輸入電流波形的諧波失真。
【專利說明】抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法
【技術領域】
[0001]本發明關於一種控制方法，尤指一種抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法。
【背景技術】
[0002]現今電源供應器的業者追求高品質的電力供需一直是全球各國所想要達成的目標，然而大量的興建電廠並非解決問題的唯一途徑，一方面提高電力供給的能量，一方面提高電器產品的功率因數(Power Factor)或效率才能有效解決問題。
[0003]功率因數校正器(Power Factor Corrector, PFC)其主要功能為補償電器用品所產生的電流對電壓的相位差，使電器用品的輸入電壓與輸入電流的相位相同，以達到供電的高功率因數，而功率因數校正器的另一功能則為抑制電器用品所產生的電流諧波，以維護輸入電力的品質。
[0004]請參閱圖1，其為現有具有功率因數校正器的電源供應電路架構圖，如圖所示，現有電源供應電路I具有電源轉換電路11、功率因數校正器12以及脈衝寬度調變控制電路13，其中電源轉換電路11接受一市電交流電源AC並經由整流電路111轉換成輸入電壓Vin，而功率因數校正器12則接收輸出電壓Vo並根據一參考電壓進行比對，以進行功率因數修正，使近似弦波的輸入電流Iin波形與輸入電壓Vin同相位,並輸出一電流控制信號Ic至脈衝寬度調變控制電路13，使脈衝寬度調變控制電路13根據電流控制信號Ic產生一切換控制信號Sc,以控制切換開關S的運作,進而產生一輸出電壓Vo。
[0005]而功率因數校正器12有兩種工作模式，分別為非連續導通模式(DCM)與連續導通模式(CCM)，現有功率因數校正器12雖然可達到使輸入電壓Vin與輸入電流Iin的相位相同，以達到高功率因數的功效，但是於非連續導通模式轉換成連續導通模式或是連續導通模式轉換成非連續導通模式的轉態區間內，功率因數校正器12的輸出電流控制信號Ic的瞬間變化量太大，將使得脈衝寬度調變控制電路13輸出的切換控制信號Sc的佔空t:匕(duty cycle)變化量過大,而使輸入電流Iin的波形失真，即於非連續導通模式與連續導通模式之間切換的轉態區間中輸入電流Iin波形具有過大的諧波失真(Total HarmonicDistort1n, THD)，請參閱圖2，其為現有輸入電流的波形圖，現有輸入電流Iin的波峰及波谷處具有電流諧波失真，且其電流諧波失真因數高達6.6，即iTHD = 6.6，而輸入電流Iin的波形具有過大的諧波失真將影響輸入電力的品質。
[0006]因此，如何發展一種抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，實為目前迫切需要解決的問題。
【發明內容】
[0007]本發明的主要目的在於提供一種抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，以解決現有功率因數校正器於非連續導通模式與連續導通模式之間切換的轉態區間中輸入電流波形具有過大的諧波失真，將影響輸入電力品質的缺點。
[0008]為達上述目的，本發明的一較廣義實施方式為提供一種抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，適用於一功率因數校正器，該功率因數校正器與一電源轉換電路連接，且具有一運算電路，並於一第一模式或是一第二模式中運作，至少包含下列步驟:(a)接收該運算電路所輸出的一電流命令信號；(b)將該電流命令信號與一輸入電流進行比較以取得一電流誤差信號；(c)對該電流誤差信號進行調整；(d)判斷該功率因數校正器是否運作於該第一模式與該第二模式切換的轉態區間內，若判斷結果為是，將調整前的該電流誤差信號與一前饋信號進行加法運算，並將運算結果與調整後的該電流誤差信號進行加法運算，以產生一電流控制信號；以及(e)根據該電流控制信號產生一切換控制信號，以控制該電源轉換電路的一切換開關運作，以抑制該電源轉換電路的該輸入電流波形的諧波失真。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0009]圖1為現有具有功率因數校正器的電源供應電路架構圖。
[0010]圖2為現有輸入電流的波形圖。
[0011]圖3為本發明電源供應電路的電路結構示意圖。
[0012]圖4為圖3所示的功率因數校正器運作於第一模式或第二模式的佔空比示意圖。
[0013]圖5為本發明輸入電流的波形圖。
[0014]圖6為本發明較佳實施例的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法的流程圖。
[0015]其中，附圖標記說明如下:
[0016]電源供應電路:1、2
[0017]電源轉換電路:11、21
[0018]整流電路:111、211
[0019]功率因數校正器:12、22
[0020]脈衝寬度調變控制電路:13
[0021]二極體:212
[0022]電壓反饋電路:221
[0023]運算電路:222
[0024]比較器:223、2211
[0025]電壓放大控制器:2212
[0026]電流放大控制器:224
[0027]切換開關:225
[0028]加法器:226、227
[0029]切換控制電路:23
[0030]電流控制信號:1c
[0031]切換控制信號:Sc
[0032]切換開關:S
[0033]交流電源:AC
[0034]輸入電壓:Vin
[0035]輸入電流Iin
[0036]輸出電壓:Vo
[0037]期待參考電壓:Vref
[0038]轉態區間:X
[0039]轉態點:A1、A2
[0040]電壓誤差信號:Ev
[0041]電壓命令信號:Vea
[0042]正弦波信號:SW
[0043]輸入電壓的反相信號:1/Vin
[0044]電流命令信號:Irefl
[0045]電流誤差信號:Ei
[0046]前饋信號:FFD
[0047]參考信號:Iref2
[0048]電感:L
[0049]電容:C
[0050]抑制輸入電流波形諧波失真的控制步驟:S601?S610
【具體實施方式】
[0051]體現本發明特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本發明能夠在不同的方式上具有各種的變化，其皆不脫離本發明的範圍，且其中的說明及圖示在本質上當作說明之用，而非架構於限制本發明。
[0052]請參閱圖3，其為本發明電源供應電路的電路結構示意圖，如圖所示，本發明的電源供應電路2具有電源轉換電路21、功率因數校正器22以及切換控制電路23，其中電源轉換電路21接受一市電交流電源AC並經由整流電路211轉換成輸入電壓Vin，而功率因數校正器22則接收輸出電壓Vo並根據一期待參考電壓Vref進行比對，以進行功率因數修正，使近似弦波的輸入電流Iin波形與輸入電壓Vin同相位，並輸出一電流控制信號Ic至切換控制電路23，使切換控制電路23根據電流控制信號Ic產生一切換控制信號Sc，以控制電源供應電路21的切換開關S的運作，進而產生一輸出電壓Vo。
[0053]請再參閱圖3，本發明的電源轉換電路21除了整流電路211外更具有電感L、切換開關S、二極體212以及電容C，以通過切換開關S的運作來產生該輸出電壓Vo。
[0054]請參閱第3及4圖，其中圖4為圖3所示的功率因數校正器運作於第一模式或第二模式的佔空比示意圖，本發明的功率因數校正器22可於第一模式或是第二模式中運作，其中，第一模式可為一非連續導通模式(DCM),第二模式可為一連續導通模式(CCM),且第一模式(DCM)與第二模式(CCM)之間具有Al及A2兩個轉態點，於本實施例中，於時間軸零至Al之間功率因數校正器22運作於第一模式(DCM)，而轉態點Al之後功率因數校正器22將由第一模式(DCM)切換成運作於第二模式(CCM)，一直到轉態點A2之後功率因數校正器22將由第二模式(CCM)切換成運作於第一模式(DCM),而轉態區間X是由一微控制器(未圖示)根據轉態點Al及A2所設定而成，例如:當轉態點Al及A2所對應的佔空比為0.3時，則轉態區間X則設定為0.3±0.05，即轉態區間X = 0.35?0.25。
[0055]功率因數校正器22可由電壓反饋電路221、運算電路222、比較器223、電流放大控制器224、切換開關225、加法器226及227所組成，其中電壓反饋電路221中具有比較器2211及電壓放大控制器2212，比較器2211與電源轉換電路21及電壓放大控制器2212電性連接，其將電源轉換電路21的輸出電壓Vo與期待參考電壓Vref進行比較以產生一電壓誤差信號Ev，電壓誤差信號Ev將經由電壓放大控制器2212進行放大調整，以產生一電壓命令信號Vea，其中電壓放大控制器2212可為一補償電路，例如:比例積分(PI)控制器。
[0056]電壓命令信號Vea傳送至運算電路222並與一正弦波信號SW及輸入電壓Vin的反相信號Ι/Vin進行乘法運算，以使運算電路222產生一電流命令信號Irefl，比較器223與運算電路222、電流放大控制器224及切換開關225電性連接，其將電流命令信號Irefl與一輸入電流I in進行比較以取得一電流誤差信號Ei。而電流放大控制器224可對電流誤差信號Ei進行放大調整，其中電流放大控制器224可為一補償電路，例如:比例積分(PI)控制器。
[0057]而切換開關225受微控制器(未圖示)的控制進行運作，當功率因數校正器22運作於第一模式(DCM)與第二模式(CCM)切換的轉態區間X (如圖4所示)內時切換開關225將導通，使得加法器226將調整前的電流誤差信號Ei與一前饋信號(Feedforward，FFD)進行加法運算，並利用加法器227將加法器226的運算結果與調整後的電流誤差信號Ei進行加法運算，以產生一電流控制信號Ic。
[0058]反之，若功率因數校正器22未運作於轉態區間X內時切換開關225將關閉，並通過加法器227將調整後的該電流誤差信號Ei與前饋信號FFD進行加法運算，以產生電流控制信號Ic。
[0059]本發明的前饋信號FFD為於相同運作時間下由第一模式(DCM)的佔空比及第二模式(CCM)的佔空比兩者之中所選取的最小佔空比，即FFD = Min(DCM, CCM)，如圖4所示，於時間軸零至Al之間第一模式(DCM)的佔空比小於第二模式(CCM)的佔空比，因此，功率因數校正器22運作於第一模式(DCM),且前饋信號FFD取第一模式(DCM)的佔空比,而於轉態點Al至A2之間，第二模式(CCM)的佔空比小於第一模式(DCM)的佔空比，因此，功率因數校正器22將由第一模式(DCM)切換成運作於第二模式(CCM)，且前饋信號FFD取第二模式(CCM)的佔空比，至於轉態點A2之後，第一模式(DCM)的佔空比小於第二模式(CCM)的佔空比，因此，功率因數校正器22將由第二模式(CCM)切換成運作於第一模式(DCM)，而前饋信號FFD取第一模式(DCM)的佔空比。
[0060]請再參閱圖3，切換控制電路23與電源轉換電路21的切換開關S以及功率因數校正器22的加法器227電性連接，並根據電流控制信號Ic及一參考信號Iref2產生一切換控制信號Sc，用以控制切換開關S的運作以達到輸出穩定的輸出電壓Vo，以及當功率因數校正器22運作於第一模式(DCM)與第二模式(CCM)切換的轉態區間X (如圖4所示)內時，通過將調整前的電流誤差信號Ei與前饋信號FFD先進行加法運算後再將運算結果傳送至加法器227與調整後的電流誤差信號Ei進行加法運算，可使電流控制信號Ic於轉態區間X的變化量趨緩，進而使得切換控制電路23輸出的切換控制信號Sc的佔空比變化量亦趨緩，即可達到抑制電源轉換電路21的輸入電流Iin波形的諧波失真的情況。其中切換控制電路23可為一脈衝寬度調變控制電路，而參考信號Iref2可為一三角波信號。
[0061]請參閱圖5，本發明輸入電流Iin的波峰及波谷處所具有的電流諧波失真情況已有效抑制，且與圖2相較，本發明輸入電流Iin的電流諧波失真因數已降低至4.4，即iTHD=4.4，將大幅改善對輸入電力品質的影響，進而解決現有電流控制信號Ic於轉態區間X中瞬間變化量過大，使輸入電流Iin的波形具有過大諧波失真的問題。
[0062]請參閱圖3、4及6，其中圖6為本發明較佳實施例的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法的流程圖，如圖所示，本實施例的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法包含下列步驟:首先，接收一期待參考電壓Vref以及電源轉換電路21的一輸出電壓No，並將期待參考電壓Vref與輸出電壓Vo進行比較，以產生一電壓誤差信號Ev (如步驟S601所示)，接著利用電壓放大控制器2212對電壓誤差信號Ev進行放大調整，以產生一電壓命令信號Vea (如步驟S602所示)，將調整後的電壓誤差信號，即電壓命令信號Vea，與一正弦波信號Sff及一輸入電壓Vin的反相信號Ι/Vin進行乘法運算，以使運算電路222產生一電流命令信號Irefl (如步驟S603所示)。
[0063]於步驟S603之後，比較器223接收該電流命令信號Irefl (如步驟S604所示)，並將電流命令信號Irefl與一輸入電流I in進行比較以取得一電流誤差信號Ei (如步驟S605所示)，後續，對電流誤差信號Ei進行放大補償調整(如步驟S606所示)，接續，判斷功率因數校正器22是否運作於第一模式(DCM)與第二模式(CCM)切換的轉態區間X內(如步驟S607所示)。
[0064]當步驟S607的判斷結果為是時，表示功率因數校正器22運作於第一模式(DCM)與第二模式(CCM)切換的轉態區間X (如圖4所示)內，切換開關225將導通，使得加法器226將調整前的電流誤差信號Ei與一前饋信號FFD進行加法運算，後續則利用加法器227將加法器226的運算結果與調整後的該電流誤差信號Ei進行加法運算，以產生一電流控制信號Ic (如步驟S608所示)。反之，當步驟S607的判斷結果為否時，表示功率因數校正器22未運作於轉態區間X內，切換開關225將關閉，並通過加法器227將調整後的該電流誤差信號Ei與前饋信號FFD進行加法運算，以產生電流控制信號Ic (如步驟S609所示)。
[0065]最後，切換控制電路23根據電流控制信號Ic及一參考信號Iref2產生一切換控制信號Sc，以控制電源轉換電路21的切換開關S運作，以達到輸出穩定的輸出電壓Vo (如步驟S610所示)，以及當功率因數校正器22運作於第一模式(DCM)與第二模式(CCM)切換的轉態區間X (如圖4所示)內時，通過將調整前的電流誤差信號Ei與前饋信號FFD先進行加法運算後再將運算結果傳送至加法器227與調整後的電流誤差信號Ei進行加法運算，可使電流控制信號Ic於轉態區間X的變化量趨緩，進而使得切換控制電路23輸出的切換控制信號Sc的佔空比(duty cycle)變化量亦趨緩，即可達到抑制電源轉換電路21的輸入電流Iin波形的諧波失真的情況。
[0066]綜上所述，本發明的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法是通過當功率因數校正器運作於第一模式與第二模式切換的轉態區間內時，將調整前的電流誤差信號與一前饋信號進行加法運算，並將運算結果與調整後的該電流誤差信號進行加法運算，可使所產生的電流控制信號於轉態區間X的變化量趨緩，進而使得切換控制電路輸出的切換控制信號的佔空比變化量亦趨緩，可達到抑制電源轉換電路的輸入電流波形的諧波失真的情況，進而解決現有電流控制信號於轉態區間中瞬間變化量過大，使輸入電流Iin的波形具有過大諧波失真的缺點。
[0067]本發明得由本領域技術人員任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利權利要求範圍所欲保護者。
【權利要求】
1.一種抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，適用於一功率因數校正器，該功率因數校正器與一電源轉換電路連接，且具有一運算電路，並於一第一模式或是一第二模式中運作，至少包含下列步驟: (a)接收該運算電路所輸出的一電流命令信號； (b)將該電流命令信號與一輸入電流進行比較以取得一電流誤差信號； (C)對該電流誤差信號進行調整； (d)判斷該功率因數校正器是否運作於該第一模式與該第二模式切換的轉態區間內，若判斷結果為是，將調整前的該電流誤差信號與一前饋信號進行加法運算，並將運算結果與調整後的該電流誤差信號進行加法運算，以產生一電流控制信號；以及 (e)根據該電流控制信號產生一切換控制信號，以控制該電源轉換電路的一切換開關運作，以抑制該電源轉換電路的該輸入電流波形的諧波失真。
2.如權利要求1所述的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，其中該功率因數校正器與一切換控制電路連接，該切換控制電路根據該電流控制信號及一參考信號產生該切換控制信號。
3.如權利要求1所述的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，其中該步驟(c)中對該電流誤差信號進行放大調整。
4.如權利要求1所述的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，其中該第一模式為一非連續導通模式，該第二模式為一連續導通模式。
5.如權利要求4所述的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，其中該前饋信號為由該第一模式的佔空比及該第二模式的佔空比兩者之中所選取的最小佔空比。
6.如權利要求1所述的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，其中該步驟(a)還包含步驟(al):接收一期待參考電壓以及該電源轉換電路的一輸出電壓，並將該期待參考電壓與該輸出電壓進行比較，以產生一電壓誤差信號。
7.如權利要求6所述的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，其中該步驟(al)還包含步驟(a2):對該電壓誤差信號進行調整。
8.如權利要求7所述的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，其中該步驟(a2)還包含步驟(a3 ):通過該運算電路將調整後的該電壓誤差信號與一正弦波信號及該電源轉換電路所接受的一輸入電壓的反相信號進行乘法運算，以使該運算電路產生該電流命令信號。
9.如權利要求7所述的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，其中該步驟(a2)中對該電壓誤差信號進行放大調整。
10.如權利要求1所述的抑制輸入電流波形諧波失真的控制方法，其中該步驟(d)還包含步驟(dl):當判斷結果為否時，將調整後的該電流誤差信號與該前饋信號進行加法運算，以產生該電流控制信號。
【文檔編號】H02M1/12GK104348349SQ201310347007
【公開日】2015年2月11日 申請日期:2013年8月9日 優先權日:2013年8月9日
【發明者】洪賢峰, 楊逸嵐, 古忠平 申請人:臺達電子工業股份有限公司