逆擴頻裝置,時序檢測裝置,信道估計裝置和頻率誤差測量方法

2023-05-24 05:11:11 2

專利名稱：逆擴頻裝置,時序檢測裝置,信道估計裝置和頻率誤差測量方法
技術領域：
本發明涉及一種CDMA(碼分多址)通信系統，更具體地說，它涉及一種即便在大的頻率偏移環境下也能執行時序檢測和信道估計的逆擴頻裝置。
近來，具有高干擾容受力的CDMA通信系統作為移動通信系統中的一種通信方法而得到廣泛的使用。CDMA通信系統使用了這樣一種方法，即，在這種方法中，發送器在利用一擴頻碼(一比特信號)對一用戶信號進行擴頻之後再將其發射出去，而接收器則通過利用與發送器方相同的擴頻碼對接收到的信號進行逆擴頻，從而獲得原始用戶信號。因此，除非接收器的擴頻碼串的相位與發送器使用的擴頻碼串的相位同步，否則接收到的信號就不能被接收器進行反向擴頻。為了實現這個條件，在移動臺上使用了具有高頻率精確度的TCXO(溫度補償晶體振蕩器)以作為其參考振蕩器，該參考振蕩器用來產生一個參考頻率信號以滿足對從基站接收到的信號進行解調的需要。但是，由於移動臺必須被製作得很小而且應具有較高的成本－效果比，因此，移動臺上使用的參考振蕩器的頻率精確度自然比基站上用的參考振蕩器的頻率精確度低。所以，為了使移動臺的參考頻率信號的頻率與基站發送器發出的參考頻率信號的頻率相匹配，在移動臺中一般都採用一種AFC(自動頻率控制)技術。
採用AFC技術的移動臺的結構將參考

圖12得到說明。在對其的描述中作了如下假設，即，在該CDMA通信系統中，一個單碼元信號通過利用n段擴頻碼而得到擴頻。
圖12所示的移動臺由無線部分1、時序檢測裝置4、信道估計裝置5、TCXO 6、解調部分16和AFC電路17構成。時序檢測裝置4含有一逆擴頻裝置7和一峰值檢測部分8。信道估計裝置5含有一個逆擴頻裝置9和一旋轉校正部分15。
無線部分1用於對其接收到的基於TCXO所產生的參考頻率信號的高頻信號執行正交檢測，並且執行模－數轉換以將接收到的高頻信號轉換成由數位訊號I分量(同相信號)構成的基帶信號11和由另一數位訊號Q分量(正交相位信號)構成的基帶信號12。
TCXO 6輸出一個頻率受AFC控制電路17控制的信號以作為參考頻率信號。逆擴頻裝置7通過將基帶信號11和12(其中一個由I分量構成，而另一個則由Q分量構成，它們都由無線部分1提供)與擴頻碼相乘進而執行逆擴頻。
峰值檢測部分8用於檢測擴頻時序，在該擴頻時序中，當逆擴頻裝置7執行逆擴頻時，將有一個相關值達到峰值水平。逆擴頻裝置9通過利用由峰值檢測部分8獲取的擴頻時序對分別由無線部分1提供的I和Q分量構成的基帶信號11和21進行逆擴頻，從而獲取一個複數碼元。
以下將參考圖13對利用數字匹配濾波器實現的逆擴頻裝置7和9的結構進行說明。
各逆擴頻裝置7和9分別由相關器110和相關器120構成。如果在一個信號接收時間上進行過採樣處理，相關器110由OSR x(n－1)個延遲裝置12l至12osr(n－1)，n個乘法器13l至13n以及一個加法器14構成，其中「OSR」代表在接收信號時間上採用的「過採樣比」。類似地，相關器120由OSR x(n－1)個延遲裝置22l至22osr(n－1)，n個乘法器23l至23n以及一個加法器24構成。
相關器110適合於通過使輸入的基帶信號11(由I分量構成)順序移動通過延遲裝置12l至12osr(n－1)並使其與擴頻碼順序相乘，從而計算出一個相關值。加法器14可通過將順序獲得的單個相關值與另一個單獨的相關值相加，從而計算出含有I分量的相關值。類似地，在相關器120中，通過利用擴頻碼對由Q分量構成的基帶信號21進行逆擴頻，就可獲得由Q分量構成的相關值。含有I和Q分量的一對相關值就構成了一個逆擴頻複數碼元。
以下將參考圖14對利用平滑相關器實現的逆擴頻裝置7和9的結構進行說明。
各逆擴頻裝置7和9都由相關器60和相關器70構成。相關器60含有一乘法器62，一加法器63以及一延遲裝置64。相關器70含有一乘法器72，一加法器73以及一延遲裝置74。
相關器60適合於利用乘法器62將一由I分量構成的輸入基帶信號11與各段擴頻碼相乘。通過將結果基帶信號11與擴頻碼相乘而得到的n個數值用由加法器63和延遲裝置64組成的積分器進行積分，從而產生一個含有I分量的相關值。類似地，相關器70能夠通過對由Q分量構成的基帶信號21進行逆擴頻，從而計算出一個含有Q分量的相關值。含有I和Q分量的一對相關值構成了一個逆擴頻複數碼元信號。
旋轉校正部分15對包含在從逆擴頻裝置9獲得的I和Q分量的複數碼元之中的相位誤差進行檢測並校正該相位誤差。
接下來將對信道估計裝置5的旋轉校正部分15所執行的信道估計進行說明。
信道估計代表了對複數碼元的相位進行估計並對相位進行校正的處理，因為相位會因為移動臺的參考頻率信號發生頻率偏移或者類似原因而發生轉動。信道估計是通過利用一個導頻碼元作為參考而得到執行的，該導頻碼元包含在從基站發出的數據之中。
首先對該導頻碼元進行說明。以下通過參考圖15對正向連接的主信道(信號通過此正向連接而從基站發送向移動臺)的幀結構(根據具體說明指定)進行說明。
構成主信道的一個720ms的超級幀由72個10ms的無線幀501至5072構成。各無線幀501至5072都含有16個時隙511至5116。各時隙511至5116都包括由一個碼元構成的搜索碼碼元52、由5個碼元構成的發送數據碼元53以及由四個碼元構成的導頻碼元54。儘管導頻碼元54對於各時隙具有不同的數值，但其模式卻是預定的模式。因此，在移動臺接收到導頻碼元54之前，它就能得到與導頻碼元54的模式有關的信息。在上述主信道幀結構的情況下，移動臺可利用4個導頻碼元54對基站發出的信號中的相位誤差和頻率誤差進行測量。
構成導頻碼元54的四個複數碼元被描繪在一個由Q分量作為縱坐標、I分量作為橫坐標的平面之上。如果複數向量45，46，47和48如圖16所示，則複數向量45和46之間有一個相位旋轉θ1，複數向量46和47之間有一個相位旋轉θ2，而在複數向量47和48之間有一個相位旋轉θ3。
解調部分16能夠通過對由I和Q分量構成的複數碼元(該複數碼元的相位誤差得到了旋轉校正部分15的校正)進行解調，從而獲取原始信號。AFC控制電路17用於計算頻率誤差(它是TCXO 6產生的參考頻率信號的頻率與基站發出的信號的參考頻率之差)，並能對TCXO 6產生的參考頻率信號的頻率進行控制，從而減少頻率誤差。
在採用AFC方法的常規移動臺中，即使當由逆擴頻裝置9獲得的複數碼元的相位因TCXO 6產生的參考頻率信號中出現頻率偏移而被轉動時，如果參考頻率信號的頻率偏移是在一定的範圍之內，則相位誤差可被旋轉校正部分15校正並且解調部分16也可進行正常的解調。
但是，在上述常規的移動臺中，如果參考頻率信號的頻率偏移超出了預定的範圍，則用AFC方法就不能校正頻率偏移。也就是說，頻率偏移可能會超出AFC的範圍。
以下將對常規移動臺中出現上述現象的原因進行說明。
如果出現載波頻率偏移，則相位將在一個碼元區域的n碼片區域內被旋轉。即，相位誤差出現在各碼片之間。
但是，在常規的逆擴頻裝置7中，複數碼元是通過在一個碼元區域的n個碼片中的全部信號都是同相信號的狀態下計算相關值而獲得的。因此，通過將各段的相關值與擴頻碼相加而獲得的相關值被做得很小，從而導致擴頻增益的降低。這也會造成時序檢測裝置4中代表獲取擴頻時間的概率的時序捕捉率降低。如果擴頻時序不能被獲取，則不僅是逆擴頻裝置所進行的逆擴頻而且其後的信道估計和AFC過程都是不可能實現的。
接下來將參考圖17對時序捕捉率隨頻率偏移的增加而降低的情況進行說明。圖17顯示了當在常規逆擴頻裝置中使用一定量的載波頻率的頻率偏移時，時序捕捉率和能量與信號每一個比特的平均噪聲功率譜密度(Eb／NO)之間的關係。
從圖中可以明顯看出，當頻率偏移為0(零)ppm時，即使Eb／NO減小，時序捕捉率也不會降低，而當頻率偏移增加至3 ppm至5 ppm時，時序捕捉率明顯降低。尤其是當頻率偏移變成5 ppm時，時序捕捉率快速降低。
另外，在利用信道估計裝置進行信道估計時，如果擴頻增益降低，則出錯率會相應增加。在常規的移動臺中，由於信道估計的執行是根據一碼元速率而進行的，如果出現每個單碼元的相位偏移超過180°，則擴頻增益將大大降低而且以碼元為單位的信道估計也將變得非常困難。另外，由於不可能有用來指出相位偏移已經出現的檢測，所以對頻率偏移量進行估計也是不可能的。例如，當TCXO 6的參考頻率為2 GHz且碼元速率為16 Ksps(碼元／秒)時，1 ppm參考頻率的偏移將導致45°／碼元的相位誤差，而4ppm參考頻率的偏移將導致180°／碼元的相位誤差。
圖18顯示了當在常規擴頻裝置中使用一定量的載波頻率的頻率偏移以作為一個參數時，BER與信號每一個比特的Eb／N0之間的關係。從該圖中可以明顯看出，隨著頻率偏移從0增加到4 ppm，由同一Eb／N0得到的BER也相應增加。
即使在上述常規例子的情況下，如果TXCO 6的頻率偏移在±4ppm的範圍之內，由於頻率偏移量可被檢測出來，所以這個頻率偏移就能被AFC校正。這也就說明了AFC的實際頻率偏移範圍約為±4ppm。
為了解決上述問題，在日本未決專利申請HeiNo．9－200081中揭示出了一種使AFC頻率偏移範圍之內的頻率偏移範圍得到擴展的技術。圖19的示意框圖顯示了含有其它常規逆擴頻裝置的頻率誤差檢測電路的結構。
常規的頻率誤差檢測電路由複數匹配濾波器131和132、複數擴頻碼發生裝置133和134、峰值檢測平均部分135和136、峰值位置檢測部分137、功率計算部分138和139、標準化電路141、功率差計算部分143以及頻率誤差轉換部分142構成。功率差計算部分143含有一個加法器140以及一個標準化電路141。
在常規的頻率誤差檢測電路中，基帶複數信號被無線部分接收並在經正交檢測之後被輸入至複數匹配濾波器131，然後，它被與由複數擴頻碼發生裝置133產生的複數代碼相乘以產生一個複數相關值，與此同時，另一個基帶複數信號也被無線部分接收並在經正交檢測之後被輸入至複數匹配濾波器132，然後，它被與由複數擴頻碼發生裝置134產生的複數擴頻碼相乘以產生複數相關值。每個生成的相關值被兩個峰值檢測平均部分135和136分別與複數相關的最大時序(由峰值位置檢測部分在多個碼元時間內檢測到)進行平均並分別由兩個功率計算部分138和139計算出一個功率值。在功率差計算部分143中，已算出的功率值之間的差異通過加法器得到計算，功率值之差的計算結果被標準化電路進行標準化處理。頻率誤差轉換部分142從標準化的功率值之差中計算出相應的頻率誤差並將其輸出。複數擴頻碼發生裝置133通過給出一正頻率偏移以輸出預先計算出來的複數擴頻碼，而複數擴頻碼發生裝置134則通過給出一負頻率偏移(其絕對值與正頻率偏移相等)以輸出預先計算出來的複數擴頻碼。這樣就使得待被賦予複數相關值的頻率偏移處於碼元信號區域之內。
在常規的頻率誤差檢測電路中，通過利用複數擴頻碼(它通過預先給出頻率偏移而獲得)來執行逆擴頻，AFC內的頻率誤差範圍就可得到擴展。但是，為了實現此舉，就需要有用於保存通過預先給出頻率偏移而獲得的複數擴頻碼的存儲器。另外，還需要有高速晶片處理以將基帶信號與擴頻碼相乘。在圖13和圖14所示的常規逆擴頻裝置中，由於擴頻碼是由一位信號構成，所以基帶信號與擴頻碼的相乘是通過代碼運算而得到實際執行的。但是，因為通過預先給出頻率偏移而獲得的擴頻碼的表達式需要更多的位數，而且由於基帶信號與擴頻碼相乘不能通過這種代碼運算來實現，所以需要有一個乘法器以用於對由多個位構成的信號進行相互相乘。因此，與將基帶信號和不含有頻率偏移的擴頻碼相乘的情況相比，用於執行複數相乘的逆擴頻裝置的電路尺寸和功耗會變得更大。
逆擴頻裝置電路尺寸和功耗的增加與近來日益增加使如便攜電話或類似設備的移動臺具有小型化和低功耗的要求正好相反。
上述常規的逆擴頻裝置和AFC方法具有以下問題(1)大頻率偏移環境下的時序檢測和信道估計不能只由使用以碼元速率進行的信道估計所獲得的相位誤差的AFC方法來執行，其結果使得AFC只有很窄的頻率誤差範圍。
(2)日本未決專利申請No．Hei 9－200081中所述的AFC方法會不可避免地使逆擴頻裝置的電路尺寸和功耗大大增加。
綜上所述，本發明的目的就是提供一種逆擴頻裝置，它在大頻率偏移的環境下執行時序檢測和信道估計而不增加電路尺寸和功耗並能擴展AFC的範圍。
根據本發明的第一個方面，提供了一種用於對複數基帶信號進行逆擴頻的逆擴頻裝置，該複數基帶信號的一部分由I(同相信號)分量構成，其另一部分由Q(正交相位信號)分量構成，而且其各部分都利用單碼元信號的n段擴頻碼而得到擴頻，該逆擴頻裝置包括第一相關器，含有多個第一延遲裝置，其數目為n－1的整數倍，第一延遲裝置可通過以預定的時間間隔對由I分量構成的基帶信號進行延遲從而使其順序地移動。第一相關器還含有n個第一乘法器以及m個第一加法器，各乘法器將由I分量構成並被第一延遲裝置移動的基帶信號與一擴頻碼執行相乘操作，而各加法器則對n個第一乘法器中的k個第一乘法器的輸出進行積分操作並輸出積分的結果以作為由I分量構成的中間信號(m=n／k)；第二相關器，含有多個第二延遲裝置，其數目與單碼元信號的碼片數相同，該單碼元信號通過以預定的時間間隔對由Q分量構成的基帶信號進行延遲而被移動，第二相關器還含有n個第二乘法器以及m個第二加法器，各乘法器都將由Q分量構成並被第二延遲裝置順序移動的基帶信號與一擴頻碼執行相乘操作，而各加法器則對n個第二乘法器中的k個第二乘法器的輸出進行積分操作並輸出積分的結果以作為由Q分量構成的中間信號；m個相位旋轉器，各相位旋轉器通過將m個由上述各第一相關器所產生的I分量構成的上述中間信號和m對複數中間信號在複平面上以一定相位旋轉角分m級進行相位旋轉，從而執行旋轉校正，所述m對複數中間信號含有m個由上述各第二相關器所產生的Q分量構成的上述中間信號，而所述m級的每一級是對每對複數中間信號滑過一參考旋轉角；第一加法器，它可通過對各相位旋轉器做出旋轉校正之後所獲得的m個複數中間信號的I分量進行積分，從而計算出由I分量構成的相關值；以及第二加法器，它可通過對各相位旋轉器做出旋轉校正之後所獲得的m個複數中間信號的Q分量進行積分，從而計算出由Q分量構成的相關值。
在本發明所述的逆擴頻裝置中使用了數字匹配濾波器型相關器，其複數基帶信號與擴頻碼之間的相乘運算是利用第一和第二乘法器而得到完成的，m個複數中間信號是通過在將n個乘積值相乘以獲取複數碼元之前對由第一和第二加法器獲得的k個乘積值進行積分而被產生的，而且頻率偏移被相位旋轉器提供給m個複數中間信號。其結果使得一個碼元周期內的旋轉得到了補償，從而可獲得大的擴頻增益。
根據本發明的第二個方面，提供了一種用於對複數基帶信號進行逆擴頻的逆擴頻裝置，該複數基帶信號的一部分由I(同相信號)分量構成，其另一部分由Q(正交相位信號)分量構成，而且其各部分都對單個碼元信號利用n段擴頻碼進行擴頻，該逆擴頻裝置包括第一乘法器，在由I分量構成的基帶信號與n段擴頻碼之間順序執行相乘；第一相關器，通過對每k個由第一乘法器獲得的乘積值進行順序積分並利用該乘積值作為中間信號並輸出它們，從而產生m個由I分量構成的中間信號；第二乘法器，在由Q分量構成的基帶信號與n段擴頻碼之間順序執行相乘；第二相關器，通過對每k個由第一乘法器獲得的乘積值順序進行積分並利用該乘積值作為中間信號並輸出它們，從而產生m個由Q分量構成的中間信號；相位旋轉器，通過將m個I分量構成的上述中間信號和m對各由Q分量構成的複數中間信號在複平面上以一定相位旋轉角分m級進行相位旋轉，從而執行旋轉校正，所述m級的每一級是對每對複數中間信號滑過一參考旋轉角；第一加法器，通過對各相位旋轉器進行旋轉校正之後所獲得的m個複數中間信號的I分量進行積分，從而計算出由I分量構成的相關值；以及第二加法器，通過對各相位旋轉器做出旋轉校正之後所獲得的m個複數中間信號的Q分量進行積分，從而計算出由Q分量構成的相關值。
在本發明所述的逆擴頻裝置中使用了平滑相關器，利用第一和第二乘法器在複數基帶信號與擴頻碼之間順序進行相乘運算，m個複數中間信號是通過在將n個乘積值相乘以獲取複數碼元之前對k個乘積值進行積分而被產生的，而且頻率偏移被相位旋轉器提供給m個複數中間信號。其結果使得一個碼元周期內的旋轉得到了補償，從而可獲得大的擴頻增益。因此，由於時序捕捉率隨著擴頻增益的增加而增大，並且相位誤差在複數碼元產生之前就已得到校正，所以就可使AFC的範圍得到擴展。
根據本發明的第三個方面，提供了一種用於對複數基帶信號進行逆擴頻的逆擴頻裝置，該複數基帶信號的一部分由I(同相信號)分量構成，其另一部分由Q(正交相位信號)分量構成，而且其各部分都對一個碼元信號利用n碼片的擴頻碼進行擴頻，該逆擴頻裝置包括頻率誤差校正裝置，用於記錄待被輸入的複數基帶信號的碼片數，並通過在複數平面上以一定參考旋轉角分m級轉動複數基帶信號的相位，從而以逐步的方式來執行旋轉校正，所述m級的每一級是滑過一參考旋轉角，上述參考旋轉角是通過每當碼片的數目增加K段時將一圈的轉角(2π)分成M個部分而獲得的；擴頻碼乘法器，用於將在頻率誤差校正裝置進行旋轉校正之後所獲得的各複數基帶信號與擴頻碼相乘；以及兩個累加器，通過對每個I分量或Q分量在一個碼元周期之內對擴頻碼乘法器的乘積值執行累積相加，從而產生一由I分量構成的相關值以及一由Q分量構成的相關值。
在上述內容中有一個優選模式，在該優選模式中，頻率誤差校正裝置由碼片數目計數器、步數計數器以及相位旋轉器構成，碼片數目計數器的作用是對要被輸入的複數基帶信號的碼片數目依次計數，並在每當段數增加K段時提供遞增指令。步數計數器的作用是根據碼片數目計數器提供的遞增指令，如果輸出的步數不為M－1，則給步數加1，如果步數為M－1，則將步數返回至0。而相位旋轉器的作用則是通過在分為m級(每級滑過上述參考旋轉角)的相位旋轉角之中以與步數計數器所提供的步數相對應的相位旋轉角來旋轉複數基帶信號的相位，從而實現旋轉校正。
在本發明所述的逆擴頻裝置中，由於相位旋轉校正是在逆擴頻處理之前被執行的，所以在其後階段進行的逆擴頻處理上就不需對常規的逆擴頻處理進行修改，這樣就可在相關器的構成上提供很高的自由度。另外，由於逆擴頻裝置只需要一個相位旋轉器以及一個階段以用於累加處理，因此它可以用一個簡單的電路結構來實現。還有，由於旋轉校正處理是在逆擴頻處理之前進行的，所以可獨立設置校正處理單元而與碼元擴散速率無關。
根據本發明的第四個方面，提供了一種時序檢測裝置，此裝置由上述的逆擴頻裝置以及峰值檢測電路構成，該時序檢測裝置根據由逆擴頻裝置在逆擴頻處理中獲得的I分量和Q分量的相關值的大小來檢測擴頻時序。
在本發明所述的時序檢測裝置中，由於通過由上述逆擴頻裝置計算出來的相關值可以獲得大的增益，所以時序捕捉率也可得到提高。
根據本發明的第五個方面，提供了一種信道估計裝置，該裝置由上述的逆擴頻裝置以及一旋轉校正電路構成，其旋轉校正電路能夠檢測包含在由擴頻裝置獲得的複數碼元之中的相位誤差，並執行相位誤差校正。
在本發明所述的信道估計裝置中，由於複數碼元是通過利用上述逆擴頻裝置而被產生的，所以在複數碼元產生之前相位誤差就可得到一定程度的校正。因此，即使相位誤差很大，也可用AFC方法來校正此相位誤差，進而使AFC的範圍得到擴展。
根據本發明的第六個方面，提供了一種用於測量作為接收器的參考頻率與發送器的參考頻率之差的頻率誤差的方法，該方法包括以下步驟順序移動由I(同相信號)分量構成的基帶信號和由Q(正交相位信號)分量構成的基帶信號，並在上述分別由I分量或Q分量構成並被移動的基帶信號之間進行相乘；對所獲得的n個乘積值中的k個乘積值進行積分，並產生m個由I分量構成的中間信號(m=n／k)；通過對含有m個由I分量構成的中間信號以及m個由Q分量構成的中間信號的m對複數中間信號按相位旋轉角分M級對每對複數中間信號進行相位旋轉，從而執行旋轉校正，其中所述M級的每一級滑過參考旋轉角；通過對旋轉校正完成之後所獲得的m個複數中間信號的I分量和Q分量進行積分，以計算出I分量的相關值和Q分量的相關值；以及根據上述I分量和Q分量的相關值計算出複數碼元的功率值，並選擇上述參考旋轉角以使功率值變為最大，然後再根據上述選定的參考旋轉角對上述頻率誤差進行檢測。
根據本發明的第七個方面，提供了一種用於測量作為接收器的參考頻率與發送器的參考頻率之差的頻率誤差的方法，該方法包括以下步驟在一個由n段I分量構成的基帶信號和另一個由n段Q分量構成的基帶信號與n段擴頻碼之間進行相乘，並通過對每k個乘積值進行積分以將積分值用作一中間信號(m=n／k)，從而產生由上述I分量和Q分量構成的m個中間信號；通過對含有m個由I分量構成的中間信號以及m個由Q分量構成的中間信號的m對複數中間信號按相位旋轉角分M級對每對複數中間信號進行相位旋轉，從而執行旋轉校正，其中所述M級的每一級滑過參考旋轉角；通過對旋轉校正完成之後所獲得的m個複數中間信號的I分量和Q分量進行積分來計算出I分量的相關值和Q分量的相關值；以及根據上述I分量和Q分量的相關值，計算出複數碼元的功率值，並選擇所述參考旋轉角以使功率值變為最大，然後再根據上述選定的參考旋轉角對上述頻率誤差進行檢測。
根據本發明的第八個方面，提供了一種用於測量作為接收器的參考頻率與發送器的參考頻率之差的頻率誤差的方法，該方法包括以下步驟對輸入的上述複數基帶信號的碼片數計數；通過在複數平面上按相位旋轉角分m級來轉動上述複數基帶信號的相位，所述m級的級滑過一參考旋轉角，從而以分步的方式來執行旋轉校正，上述參考旋轉角是通過每當段數增加K段時將一圈的轉角(2π)分成M個部分而獲得的；用上述頻率誤差校正裝置將複數基帶信號與在旋轉校正完成之後所獲得的擴頻信號相乘；通過對每個I分量或Q分量在碼元周期之內以累積的方式對上述擴頻碼乘法器提供的乘積值執行相加，從而產生一由I分量構成的相關值以及一由Q分量構成的相關值；根據上述I分量和Q分量的相關值計算出複數碼元的功率值，並選擇參考旋轉角以使功率值變為最大，然後再根據上述選定的參考旋轉角對上述頻率誤差進行檢測。
根據本發明的第九個方面，提供了一種用於控制移動臺的參考頻率信號的頻率的AFC(自動頻率控制)方法，這樣就可用上述頻率誤差測量方法來測量頻率誤差。
通過以下的文字說明並參考附圖，本發明的上述及其它目的、優點和特徵將變得更加清晰易懂。在附圖中圖1的示意框圖顯示了根據本發明第一實施例所述的逆擴頻裝置的結構；圖2顯示了在分割數「m」為「4」的情況下第一實施例的逆擴頻裝置的誤碼率特性；圖3顯示了在分割數「m」為8的情況下第一實施例的逆擴頻裝置的誤碼率(BER)特性；圖4顯示了在分割數「m」為8的情況下第一實施例的逆擴頻裝置的BER特性；圖5顯示了在分割數「m」分別為4、8和16的情況下第一實施例的逆擴頻裝置的BER特性；圖6顯示了在分割數「m」為4的情況下第一實施例的逆擴頻裝置所獲得的捕捉特性；
圖7的示意框圖顯示了根據本發明第二實施例的逆擴頻裝置的結構；圖8顯示了一個Golay相關器的結構實例；圖9的示意框圖顯示了根據本發明第三實施例的逆擴頻裝置的結構；圖10顯示了在M為8的情況下待由圖9所示相位旋轉器執行的相位旋轉的狀態；圖11顯示了載波頻率中的頻率偏移與使圖9所示逆擴頻裝置的BER的數值為0．1所需的噪聲強度值Eb／N0之間的關係；圖12的示意圖顯示了使用AFC的常規移動臺的結構；圖13的示意框圖顯示了圖12所示常規逆擴頻裝置的結構，該逆擴頻裝置是利用數字匹配濾波器來實現的；圖14的示意框圖顯示了圖12所示常規逆擴頻裝置的結構，該逆擴頻裝置是利用平滑相關器來實現的；圖15顯示了常規主信道的幀結構；圖16顯示了常規導頻碼元的相位旋轉；圖17顯示了當在常規逆擴頻裝置中使用一定量的載波頻率的頻率偏移以作為參數時，時序捕捉率和能量與信號每一個比特的平均噪聲功率譜密度(Eb／N0)之間的關係；圖18顯示了當在常規擴頻裝置中使用一定量的載波頻率的頻率偏移以作為參數時，BER與信號每一個比特的Eb／N0之間的關係；圖19的示意框圖顯示了含有其它常規逆擴頻裝置的頻率誤差檢測電路的結構。
以下將利用各個實施例並參考附圖對實現本發明的最佳模式進行更為詳細的說明。第一實施例圖1的示意框圖顯示了根據本發明第一實施例的逆擴頻裝置的結構。圖1中與圖13相同的參考序號代表了相應的部分。根據本實施例所述，圖1的逆擴頻裝置被用作圖12所示移動臺中的逆擴頻裝置7和9。在對其的說明中作了如下假設，即，在該CDMA通信系統中，單個碼元信號是通過利用n碼片的擴頻碼進行擴頻的。
如圖1所示，本實施例的逆擴頻裝置主要由相關器10和20、相位旋轉器31l至31m以及加法器41和42構成。字符「m」代表了一個用於將「n」除以k段的分割數，而且「n」、「m」和「k」之間的關係由公式「n=m×k」來表示。
另外，相關器10由m個加法器14l至14m、n個乘法器13l至13n以及OSR×(n－1)個延遲裝置12l至12OSR(n－1)構成。相關器20由m個加法器24l至24m、n個乘法器23l至23n以及OSR×(n－1)個延遲裝置22l至22OSR(n－1)構成。
加法器14l至14m可通過對乘法器13l至13n中的k個乘法器所提供的數值進行積分以產生一具有l／k碼片率的中間信號。例如，加法器14l能夠對乘法器13l至13k所輸出的數值進行積分並將其輸出。各加法器24l至24m也能對乘法器23l至23n中的k個乘法器所提供的數值進行積分。
當用一個具體數值來替代字符「n」、「m」和「k」時，例如，如果用數值256來替代字符「n」，即，如果一個碼元被擴展成256個碼片並且用於分割這256個碼片的字符「m」的數目為4，則每個被分割單元的碼片「k」的數目為64個碼片。
各相位旋轉器31l至31m用來在複數平面上分m級旋轉相位旋轉角δ，2δ，3δ，…，mδ(其中每一級滑過一個參考旋轉角)來轉動由加法器14l至14m所獲得且具有l／k碼片率的m個中間信號的各個相位並將其輸出。各加法器41和42都是一有m個輸入端的加法器，它們被用來對相位被相位旋轉器31l至31m轉動過的中間信號的I分量和Q分量進行積分，從而獲取該複數碼元的相關值。由於該複數碼元的相位被相位旋轉器31l至31m轉動過，其結果使得頻率偏移被以一種偽方式給出，所以由此獲得的複數碼元就變成了一個逆擴頻複數碼元。
通過將由相位旋轉器31l至31m轉動的中間信號的參考旋轉角δ設定多種大小，就可改變待被賦予複數碼元的頻率偏移。然後，已被給出頻率偏移的複數碼元的功率值將得到計算，並且要根據使獲取的功率值成為最大值的相位旋轉角而給出的頻率偏移就是最接近發送器與接收器之間的頻率誤差的頻率偏移。
之後，相位旋轉器31l至31m根據其上的複數碼元的功率值已達到最大值的相位旋轉角來執行中間信號的相位旋轉。另外，由於沒有必要使通過相位旋轉器31l至31m所執行的相位旋轉而給出的頻率偏移的精度很高以使發送器和接收器兩端的頻率偏移相互完全一致，因此，只要頻率偏移處於一個可允許信道估計裝置5執行信道估計的範圍之內，就可以用常規的AFC方法來校正頻率偏移。
如果用來對單個碼元信號的碼片數「n」進行分割的數「m」被定得較大，雖然電路尺寸也會相應變大，但它卻可以獲得大的擴頻增益，從而提高時序捕捉率並減小BER。因此，分割數「m」是一個在將所需性能和可允許的電路尺寸或類似東西考慮在內之後才被確定的數值。
根據第一實施例的移動臺上的逆擴頻裝置的特性數據被顯示在圖2至6之中，這些數據是通過利用基站信號發生模擬器進行模擬而獲得的，該模擬器能夠產生出現在基站和移動臺之間的頻率偏移。這種模擬是在I分量和Q分量的每幀碼元數分別為160(碼元／幀)且載波頻率為2GHz的條件下進行的。
圖2顯示了在三種情況下獲得的BER特性，在第一種情況中，2GHz的載波頻率所產生的5 ppm的頻率偏移被利用第一實施例所述的逆擴頻裝置校正了－4 ppm。在第二種情況中，頻率偏移未被校正。在作為比較的第三種情況中，只有1 ppm的頻率偏移被產生且未被校正。BER是QPSK(正交相移鍵控)解調之後所獲得的數據之中的誤碼率。
從圖2可以明顯看出，通過在出現5 ppm頻率偏移的情況中進行校正，使BER特性得到了很大的提高。圖2中說明，即使在5 ppm頻率偏移的情況下，通過執行－4 ppm的校正，就可獲得幾乎與1 ppm頻率偏移情況下相等的BER特性。
圖3顯示了在圖2中所給出的相同條件下，當分割數「m」被增加至8時第一實施例的逆擴頻裝置的BER特性。從圖3可以明顯看出，即使在5 ppm頻率偏移的情況下，通過執行－4 ppm的校正，就可獲得幾乎與1 ppm頻率偏移情況下相等的BER特性。
圖4顯示了在圖2中所給出的相同條件下，當分割數「m」被增加至16時第一實施例的逆擴頻裝置的BER特性。從圖4也可明顯看出，即使在5 ppm頻率偏移的情況下，通過執行－4 ppm的校正，就可獲得幾乎與1 ppm頻率偏移情況下相等的BER特性。
圖5顯示了在分割數分別為4，8和16的情況下BER與Eb／N0之間的關係。從圖5中可明顯看出，通過增加分割數「m」就可使BER得到提高。
圖6顯示了本實施例的逆擴頻裝置中在目標BER被設定為1．0×10－2的情況下，用於得到此目標BER所需的Eb／N0的變化。這個模擬是在分割數「m」為4的情況下被做出的。從圖6可以說明，當校正未被做出時，如果頻率偏移超過4 ppm，則獲得目標BER所需的Eb／N0會快速增加。而當採取根據本實施例所述的校正措施之後，即使在頻率誤差較大且噪聲較高的環境下也可實現正常的調製。其結果使得AFC的頻率誤差範圍得到了擴展。
在常規技術中，在頻率偏移為±4 ppm之內時都可執行AFC處理。而根據本實施例所述，AFC處理在頻率偏移為±7 ppm之內時都是有效的。
在上述這個實施例中，本發明被應用於圖12所示內置於時序檢測裝置4之中的逆擴頻裝置7以及內置於信道估計裝置5之中的逆擴頻裝置9上。但是，本發明並不僅限於本實施例中的這些內容，也就是說，可被共同應用在逆擴頻裝置7和9上的本發明可只用在逆擴頻裝置7和9之一上。
另外，在被內置於信道估計裝置5之內的逆擴頻裝置9中，由於需要在相位旋轉之後通過信道估計進行相位誤差檢測以計算出原始複數碼元，所以就需要有高精度的相位校正。但是，在被用來執行數據捕捉的逆擴頻裝置7中，所有必須要做的就是檢測單個碼元區域內相關值的大小，因此，與逆擴頻裝置9的情況相比，其相位校正的精度可以較低。第二實施例在上述第一實施例中，本發明被應用於使用數字匹配濾波器的相關器中，而在第二實施例中，本發明則被應用於平滑型相關器之中。圖7的示意框圖顯示了根據本發明第二實施例的逆擴頻裝置的結構。在圖7中，與圖14相同的參考序號代表了相同的結構。
根據第二實施例所述的逆擴頻裝置由相關器60和70、相位旋轉器81、加法器91和101以及延遲裝置92和102構成。在相關器60中，乘法器62將由I分量構成的基帶信號11與擴頻信號進行逐段相乘，然後再被一由加法器63和延遲裝置64構成的積分器進行順序積分。類似地，在相關器70中，乘法器72將由Q分量構成的基帶信號21與擴頻信號進行相乘，然後再被一由加法器73和延遲裝置74構成的積分器進行順序積分。
相位旋轉器81被用於通過按參考旋轉角δ在複數平面上滑過「m」級的方式順序轉動各對複數中間信號來執行旋轉段正。對旋轉校正之後所獲得的複數中間信號來說，I分量所構成的中間信號被由加法器91和延遲裝置92構成的積分器積分了「m」次，而Q分量所構成的中間信號則被由加法器101和延遲裝置102構成的積分器積分了「m」次，其結果就得到了一個複數碼元的相關值。由於所獲得的複數碼元的相位已被相位旋轉器81轉動，作為結果，一個頻率偏移就通過一種偽方式而被給出，從而使所獲得的複數碼元變為一個逆擴頻複數碼元。
儘管圖7所示的各延遲裝置64、74、92和102中只安裝了一個延遲裝置，如果要在接收信號時進行過採樣且過採樣的速率由OSR來代表，則各延遲裝置64、74、92和102需有以串聯方式連接的OSR個延遲裝置。
這樣，當使用本實施例所述的逆擴頻裝置時，就可以獲得與第一實施例所述逆擴頻裝置完全相同的效果。第三實施例在根據第一實施例所述的逆擴頻裝置中，具有l／k碼片率的中間信號在逆擴頻操作的中間過程中從碼片率信號內產生，而且校正處理是通過以逐步的方式進行相位旋轉而執行的。因此，儘管它對頻率偏移具有較高的校正能力，但第一實施例的逆擴頻裝置的結構畢竟有點複雜。也就是說，在第一實施例的逆擴頻裝置中，如圖1所示，相位旋轉器31l至31m需要有相同的分割數「m」。另外，在圖1所示的逆擴頻裝置中，由於需對每個碼元進行處理，所以對每個碼元的擴頻段的數目來說，旋轉校正的單位被限制成為一個整數分之一。
在圖7所示第二實施例的逆擴頻裝置中，由於旋轉校正是在逆擴頻處理的中間階段被執行的，所以用於執行累積相加處理的積分器必須被安裝在相位旋轉器81之前和之後。結果就需要有兩個階段的累加處理，這也使得逆擴頻裝置的結構與第一實施例的情況一樣複雜。如圖7所示，由加法器63和73以及延遲裝置64和74構成的積分器用於執行第一階段的累加處理，而由加法器91和101以及延遲裝置92和102構成的積分器則用於執行第二階段的累加處理。另外，在根據第二實施例所述的逆擴頻裝置中，與第一實施例中的情況一樣，對每個碼元的擴頻段的數目來說，旋轉校正的單位也被限制成為一個整數分之一。
在上述第一和第二實施例中，本發明被應用在使用數字匹配濾波器或平滑相關器的逆擴頻裝置中，這兩種相關器都允許對逆擴頻進行分段處理。因而本發明就不能被應用在使用其它相關器的逆擴頻裝置中，因為這些相關器不允許通過分段逆擴頻處理來進行相位校正。
例如，一種用於通過分段逆擴頻處理來進行相位校正的方法就不能被應用在使用Golay相關器(如，GPP[第三代夥伴關係計劃]TSGR1－99554)以作為相關器的逆擴頻裝置中。
圖8顯示了一個具有分層結構的Golay相關器的結構實例。在圖8中，各延遲裝置D1至D8都由一觸發(F／F)存儲器或類似器件構成，並且圖中的W1至W8都是數值為1或－1的係數。
圖8所示的Golay相關器，其結構使得逆擴頻處理是通過從圖8中的左側輸入一由I分量構成的基帶信號11(或一由Q分量構成的基帶信號21)並在上一級的Di(i=1到8)時鐘的延遲值與下一級的通過與Wi相乘而獲得的沒有延遲的值之間重複多次加／減操作而得到完成的。
例如，如3GPP TS25·213 2·4·0所示，一個被256碼片擴頻信號擴頻的信號表示如下y=[a,a,a,a~,a~,a,a~,a~,a,a,a,a~,a,a~,a,a]]]>(公式1)[D1，D2，D3，D4，D5，D6，D7，D8]=[128，64，16，32，8，1，4，2][W1，W2，W3，W4，W5，W6，W7，W8]=[1，－1，1，1，1，1，1，1]其中「a」(公式1)是一個由如下16比特構成的位串，而「a~]]>」則是通過對位串「a」進行反轉而獲得的一個位串。a=
a~=[1,1,1,1,1,1,0,0,1,0,1,0,1,0,0,1]]]>對Golay相關器來說，儘管它可對由任一擴頻碼擴頻的信號進行逆擴頻，但如果使用一具有Golay相關器結構的相關器，則與使用匹配濾波器的情況相比，用於延遲的存儲器的容量或加法器的電路尺寸可減小的更多。
如上所述，儘管Golay相關器的結構使得它適於一次只對一個碼元信號進行逆擴頻，但它卻不能在當逆擴頻處理被按照作為擴頻率的公約數的分割數「m」分成多個部分的情況下執行逆擴頻。因此，旋轉校正就不能在逆擴頻處理的中間過程中被完成。而本實施例的逆擴頻裝置則解決了上述第一和第二實施例中出現的問題。
如圖9所示，根據本實施例的逆擴頻裝置由頻率誤差校正裝置82、擴頻碼乘積裝置86以及累加器87和88構成。其中，頻率誤差校正裝置82由碼片數目計數器83、步數計數器84以及相位旋轉器85構成。
碼片數目計數器83用於順序記錄由I分量構成的數字基帶信號11和由Q分量構成的數字基帶信號21的碼片數目。每當碼片數目增加K段時，碼片數目計數器83會指示步數計數器84遞增步數。
如果輸出的步數不為M－1，則步數計數器84會根據碼片數目計數器83所提供的遞增指令而將步數加1，如果步數為M－1，則它會將步數返回至0而不是給其加1。
相位旋轉器85能夠分步對通過將一圈轉角除以「2π」而分成M步所獲得的參考旋轉角執行旋轉處理，並能通過將由I分量構成的基帶信號11和由Q分量構成的基帶信號21在複數平面上的相位轉動一個轉角以實現旋轉校正處理，該轉角是在預先設定的M級的相位旋轉角之中且與步數計數器84的步數相對應的相位旋轉角。
擴頻碼乘積裝置86用於將由I分量構成的基帶信號11和由Q分量構成的基帶信號21與各擴頻碼相乘。上述兩個基帶信號都是通過利用相位旋轉器85進行旋轉校正之後獲得的。
累加器87和88能夠通過以累加的方式對從擴頻碼乘積裝置86用於一個碼元周期的各I和Q分量而獲得的乘積值進行相加，從而產生I和Q分量之間的相關值。
接下來將參考附圖對本實施例的逆擴頻裝置進行說明。
分別由I分量和Q分量構成的作為RF(射頻)－解調數位訊號的基帶信號11和21被首先輸入到頻率誤差校正裝置82中。
步數被含有碼片數目計數器83和步數計數器84的兩個計數器每逢K個碼片就在「0至(M－1)」之間遞增或返回至「0」。通過對步數進行遞減或將其返回至「0」，頻率偏移就以與遞增方向相反的方式得到校正。
相位旋轉器85能夠對分別由I和Q分量構成的基帶信號11和12以與步數計數器84所提供的步數相對應的相位旋轉角進行旋轉校正處理。圖10顯示了在M為8的情況下待由圖9所示相位旋轉器85執行的相位旋轉的狀態，在此情況下，每步的相位旋轉量為π／4。即，參考旋轉角為π／4。
頻率誤差校正裝置82的輸出通過擴頻碼乘積裝置86被輸入至累加器87和88。在與擴頻碼相乘之後，由已進行旋轉校正處理的I分量和Q分量所構成的基帶信號將在一個碼元周期內得到累加然後被解碼以作為擴頻之前的信息碼元。
通過使用根據本實施例的逆擴頻裝置，即使當基站與移動臺之間的參考振蕩器中的頻率偏移很大時，它也可以避免擴頻增益的降低。例如，在符合W－CDMA 3GPP的PCCPCH(主公用控制物理信道)的情況下，如果2GHz的載波頻率有4 ppm的頻率偏移，在沒有普通旋轉校正的情況下，噪聲特性會被降低4 dB。但是，通過應用本發明的內容，在適當頻率校正的情況下，噪聲特性的下降程度將降至0．3dB。
在上述第一和第二實施例的逆擴頻裝置中，由於旋轉校正是在逆擴頻處理的中間過程內被完成的，所以本發明只能被應用在可分散進行逆擴頻處理的相關器(如匹配濾波器或平滑相關器)之中。但是，在第三實施例的逆擴頻裝置中，由於相位旋轉校正是在逆擴頻處理之前被執行的，所以在其後階段進行的逆擴頻處理上就不需對常規的逆擴頻處理進行修改，這樣就可在相關器的構成上提供很高的自由度。因此，就可使用具有圖8所示分層結構的Golay相關器以作為它的相關器。
另外，和需要有與分割數「m」的數目相同的相位旋轉器的第一實施例不同，由於在第三實施例中只需要一個相位旋轉器，所以就可用一個簡單的電路結構來實現它。還有，與需要進行第二階段累加處理的第二實施例不同，由於在第三實施例中只需要一個階段以用於執行累加處理，所以可用一個更為簡單的電路結構來實現它。
在上述第一和第二實施例所述的逆擴頻裝置中，由於旋轉處理是在逆擴頻處理的中間過程內被完成的，所以必須對每個碼元進行處理，而且旋轉校正的單位被限制成一個整數分之一以用於每個碼元的擴頻碼片數。但是，在第三實施例所述的逆擴頻裝置中，由於由於相位旋轉校正是在逆擴頻處理之前被執行的，所以可以獨立設定碼元擴頻率的校正處理單元。
如果一圈內的旋轉級被設置成如圖10所示的8階，則所需的相位旋轉角可被限制成π／4、π／2、π及它們之和。需要進行的旋轉處理只是對「π」的代碼反相、對I和Q分量的替換以及對代碼反相的計算。具體來說，儘管需要有使用sinπ／4(=21／2／2)的相乘以用於π／4角，但我們發現即使做出sin3π／4=3／4的近似時，性能也不會降低。此8階相位旋轉器可用含有移位寄存器、加法器和選擇器的電路結構來實現。圖11顯示了在存在頻率誤差的環境下對使BER的數值為0．1所需的噪聲強度Eb／N0的模擬結果，PCCPCH通過做出sin3π／4=3／4的近似而得到解調。圖11中顯示的數值「K」代表了在相位旋轉被執行時停留在各步驟上的碼片數，如果該數值越小，則頻率偏移可得到更多的校正。例如，在頻率偏移為3 ppm的環境下，如果數值K=85，則與沒有旋轉校正的情況相比，其噪聲容限可增強約2 dB。
如上所述，在根據本發明所述的逆擴頻裝置中，由於即使在大頻率偏移的環境下時序檢測和信道估計也可得到執行，而且它也不會給電路尺寸和功耗造成大的增加，所以AFC的範圍將得到擴展。
很明顯，本發明並不受上述各實施例的限制，任何對本發明的修改和變換都不會脫離本發明的範圍和精神。
最後，本發明日本專利申請Heill－177098(1999年6月23日申請)以及Heill－313900(1999年11月04日申請)的優先權，並將它們分別引入以作為參考。
權利要求
1．一種用於對複數基帶信號進行逆擴頻的逆擴頻裝置，該複數基帶信號的一部分由I(同相信號)分量構成，其另一部分由Q(正交相位信號)分量構成，而且其各部分都利用單碼元信號的n段擴頻碼而得到擴頻，該逆擴頻裝置的特徵在於包括第一相關器，含有多個第一延遲裝置，其數目為n－1的整數倍，第一延遲裝置可通過以預定的時間間隔對由上述I分量構成的上述基帶信號進行延遲從而使其順序地移動，第一相關器還含有n個第一乘法器以及m個第一加法器，各乘法器都在由上述I分量構成並被上述第一延遲裝置移動的上述基帶信號與一擴頻碼之間執行相乘操作，而各加法器則對n個上述第一乘法器中的k個第一乘法器的輸出進行積分操作，並將上述積分結果輸出以作為由所述I分量構成的中間信號(m=n／k)第二相關器，含有多個第二延遲裝置，其數目與單碼元信號的碼片數相同，該單碼元信號通過以預定的時間間隔對由上述Q分量構成的基帶信號進行延遲而被移動，第二相關器還含有n個第二乘法器以及m個第二加法器，各乘法器都在由上述Q分量構成並被上述第二延遲裝置順序移動的上述基帶信號與上述擴頻碼之間執行相乘操作，而各加法器則對n個上述第二乘法器中的k個上述第二乘法器的輸出進行積分操作並將上述積分的結果輸出以作為由上述Q分量構成的中間信號；m個相位旋轉器，各相位旋轉器通過將m個由上述各第一相關器所產生的I分量構成的上述中間信號和m對複數中間信號在複平面上以一定相位旋轉角分m級進行相位旋轉，從而執行旋轉校正，所述m對複數中間信號含有m個由上述各第二相關器所產生的Q分量構成的上述中間信號，而所述m級的每一級是對每對複數中間信號滑過一參考旋轉角；第一加法器，通過對上述各相位旋轉器做出上述旋轉校正之後所獲得的m個複數中間信號的所述I分量進行積分，從而計算出由上述I分量構成的相關值；以及第二加法器，通過對上述各相位旋轉器進行上述旋轉校正之後所獲得的m個複數中間信號的Q分量進行積分，從而計算出由上述Q分量構成的相關值。
2．一種用於對複數基帶信號進行逆擴頻的逆擴頻裝置，該複數基帶信號的一部分由I(同相信號)分量構成，其另一部分由Q(正交相位信號)分量構成，而且其各部分都對一個碼元信號利用n段擴頻碼來進行擴頻，該逆擴頻裝置的特徵在於包括第一乘法器，在由上述I分量構成的基帶信號與n段擴頻碼之間順序執行相乘；第一相關器，通過對每k個由上述第一乘法器獲得的乘積值進行順序積分並利用該乘積值作為中間信號並輸出它們(m=n／k)，從而產生m個由上述I分量構成的中間信號；第二乘法器，在由上述Q分量構成的基帶信號與n段擴頻碼之間順序執行相乘；第二相關器，通過對每k個由上述第二乘法器獲得的乘積值順序進行積分並利用該乘積值作為中間信號並輸出它們，從而產生m個由上述Q分量構成的中間信號；相位旋轉器，通過將m個I分量構成的上述中間信號和m對各由Q分量構成的複數中間信號在複平面上以一定相位旋轉角分m級進行相位旋轉，從而執行旋轉校正，所述m級的每一級是對每對複數中間信號滑過一參考旋轉角；第一加法器，通過對上述各相位旋轉器進行上述旋轉校正之後所獲得的m個複數中間信號的所述I分量進行積分，從而計算出由上述I分量構成的相關值；以及第二加法器，通過對上述各相位旋轉器進行上述旋轉校正之後所獲得的m個複數中間信號的Q分量進行積分，從而計算出由上述Q分量構成的相關值。
3．一種用於對複數基帶信號進行逆擴頻的逆擴頻裝置，該複數基帶信號的一部分由I(同相信號)分量構成，其另一部分由Q(正交相位信號)分量構成，而且其各部分都對一個碼元信號利用n段擴頻碼來進行擴頻，該逆擴頻裝置的特徵在於包括頻率誤差校正裝置，用於記錄待被輸入的上述複數基帶信號的碼片數，並通過在複數平面上以一定旋轉角分m級轉動上述複數基帶信號的相位，從而以逐步的方式來執行旋轉校正，所述m級的每一級是滑過一參考旋轉角，上述參考旋轉角是通過每當碼片的數目增加K段時將一圈的轉角(2π)分成M個部分而獲得的；擴頻碼乘法器，用於將在上述頻率誤差校正裝置進行旋轉校正之後所獲得的各複數基帶信號與擴頻碼相乘；以及兩個累加器，通過對每個I分量或Q分量在一個碼元周期之內對上述擴頻碼乘法器的上述乘積值執行累積相加，從而產生一由上述I分量構成的相關值以及一由上述Q分量構成的相關值。
4．如權利要求3所述的逆擴頻裝置，其特徵在於上述頻率誤差校正裝置由碼片數目計數器、步數計數器以及相位旋轉器構成，碼片數目計數器的作用是對待被輸入的上述複數基帶信號的碼片數目順序計數，並在每當段數增加K段時提供遞增指令，步數計數器的作用是根據上述碼片數目計數器提供的遞增指令，如果輸出的步數不為M－1，則給上述步數加1，如果步數為M－1，則將上述步數返回至0，而相位旋轉器的作用則是通過在分為M級的相位旋轉角之中以與上述步數計數器所提供的步數相對應的相位旋轉角來旋轉上述複數基帶信號的相位，從而實現旋轉校正，其中所述M級的每一級均滑過上述參考旋轉角。
5．一種時序檢測裝置，其特徵在於它由權利要求1至4中任何一項所述的逆擴頻裝置以及一峰值檢測電路構成，用於根據由上述逆擴頻裝置在逆擴頻處理中獲得的I分量和Q分量的相關值的大小來檢測擴頻時序。
6．一種信道估計裝置，其特徵在於它由權利要求1至4中任何一項所述的逆擴頻裝置以及旋轉校正電路構成，用於檢測包含在由上述擴頻裝置獲得的複數碼元之中的相位誤差，並對上述相位誤差進行校正。
7．一種用於測量頻率誤差的方法，該頻率誤差是作為接收器的參考頻率與發送器的參考頻率之差，該方法包括以下步驟順序移動由I(同相信號)分量構成的基帶信號和由Q(正交相位信號)分量構成的基帶信號，並在上述分別由I分量或Q分量構成並被移動的基帶信號之間進行相乘；對所獲得的n個乘積值中的k個乘積值進行積分，並產生m個由I分量構成的中間信號(m=n／k)；通過對含有m個由I分量構成的中間信號以及m個由Q分量構成的中間信號的m對複數中間信號按相位旋轉角分M級進行相位旋轉，從而執行旋轉校正，其中所述M級的每一級對每對複數中間信號滑過一參考旋轉角；通過對旋轉校正完成之後所獲得的m個複數中間信號的I分量和Q分量進行積分，以計算出I分量的相關值和Q分量的相關值；以及根據上述I分量和Q分量的相關值計算出複數碼元的功率值，並選擇上述參考旋轉角以使功率值變為最大，然後再根據上述選定的參考旋轉角對上述頻率誤差進行檢測。
8．一種用於測量頻率誤差的方法，該頻率誤差是接收器的參考頻率與發送器的參考頻率之差，該方法包括以下步驟在一個由n段I分量構成的基帶信號和另一個由n段Q分量構成的基帶信號與n段擴頻碼之間進行相乘，並通過對每k個乘積值進行積分以將積分值用作一中間信號(m=n／k)，從而產生由上述I分量和Q分量構成的m個中間信號；通過對含有m個由I分量構成的中間信號以及m個由Q分量構成的中間信號的m對複數中間信號按相位旋轉角分M級進行相位旋轉，從而執行旋轉校正，其中所述M級的每一級對每對複數中間信號滑過一參考旋轉角；通過對旋轉校正完成之後所獲得的m個複數中間信號的I分量和Q分量進行積分來計算出I分量的相關值和Q分量的相關值；以及根據上述I分量和Q分量的相關值，計算出複數碼元的功率值，並選擇所述參考旋轉角以使功率值變為最大，然後再根據上述選定的參考旋轉角對上述頻率誤差進行檢測。
9．一種用於測量頻率誤差的方法，該頻率誤差作為接收器的參考頻率與發送器的參考頻率之差，該方法包括以下步驟對輸入的上述複數基帶信號的碼片數計數；通過在複數平面上按相位旋轉角分m級來轉動上述複數基帶信號的相位，所述m級的每一級滑過一參考旋轉角，從而以分步的方式來執行旋轉校正，上述參考旋轉角是通過每當段數增加K段時將一圈的轉角(2π)分成M個部分而獲得的；用上述頻率誤差校正裝置將複數基帶信號與在旋轉校正完成之後所獲得的擴頻信號相乘；通過對每個I分量或Q分量在碼元周期之內以累積的方式對上述擴頻碼乘法器提供的乘積值執行相加，從而產生一由I分量構成的相關值以及一由Q分量構成的相關值；根據上述I分量和Q分量的相關值計算出複數碼元的功率值，並選擇參考旋轉角以使功率值變為最大，然後再根據上述選定的參考旋轉角對上述頻率誤差進行檢測。
10．一種AFC(自動頻率控制)方法，用於對移動臺的參考頻率信號的頻率進行控制，這樣就可用上述權利要求7至9中的任何一項所述的頻率誤差測量方法來測量頻率誤差。
全文摘要
本發明提供一種逆擴頻裝置,其中基帶信號與擴頻碼在乘法器中相乘,然後,作為乘積結果的n個乘積值被m個加法器對每k個乘積值進行積分,從而在獲取複數碼元之前產生m個複數中間信號。通過在一個碼元周期內利用相位旋轉器為m個複數中間信號提供一頻率偏移以對旋轉進行補償,使時序捕捉率得到提高,而且還能獲得大的擴頻增益。由於相位誤差是在複數碼元信號產生之前得到校正的,所以AFC內頻率偏移的範圍得到了擴展。
文檔編號H04B7/216GK1279545SQ0010944
公開日2001年1月10日 申請日期2000年6月23日 優先權日1999年6月23日
發明者奧山俊幸, 大西修 申請人:日本電氣株式會社