調整負載中電晶體跨導變化範圍用的偏置補償電路的製作方法
2023-04-24 22:08:06
專利名稱：調整負載中電晶體跨導變化範圍用的偏置補償電路的製作方法
技術領域：
調整負載中電晶體跨導變化範圍用的偏置補償電路屬於CMOS集成電路中負載電晶體的跨導調整技術領域。
背景技術：
由於製造步驟的不一致而引起的工藝參數的波動、電路工作的環境溫度改變以及電源電壓的變化都會引起電路的性能在其標稱值附近波動。在集成電路設計過程中，要求電路在工藝過程、電源電壓以及環境溫度(Process、Supply Voltage、and Temperature，PVT)變化的時候電路性能比較穩健，從而避免電路的合格率的降低。
在某些電路如LC振蕩器中，電晶體的跨導是一個關鍵的中間性能指標(見參考文獻Ham，D.，and Hajimiri，A.『Concepts and Methods in Optimization of Integrated LC VCOs』，IEEE J.Solid-State Circuits，June 2001，Vol.36，No.6，pp.896-909)。圖1所示為經過補償的LC振蕩器的電路(左邊)以及它在穩態情況下的線性等效電路(右邊)。在這裡跨導gtank代表諧振迴路的損耗，而-gactive代表電路中用以補償諧振迴路損耗的有源器件的等效的負跨導。在振蕩器電路中，輸出信號的相位噪聲是最重要的性能指標。根據振蕩器的相位噪聲理論，一個振蕩器的最優的相位噪聲性能在-gactive選某一個優化值-gopt的時候出現。在實際的應用中，隨著PVT的變化而引起的-gactive的變化會引起相位噪聲性能偏離原先我們設計的最優點；-gactive的變化範圍越大，相位噪聲的性能就會越差。因此，減小-gactive隨PVT變化的變化很重要。
在這本發明中，我們將介紹一種偏置電流補償的方法，可以減小MOS電晶體的跨導隨PVT的變化而變化從而最終提高LC振蕩器的性能。同樣的方法可以在其他的需要穩定的電晶體跨導到的電路中應用。經過檢索，沒有發現類似現有技術。
發明內容
本發明的目的在於提供一種用於降低集成電路中MOS集體管跨導的方差的偏置補償電路。本發明的特徵在於，它包含有用作電流偏置的電流鏡，包含電流源；第一NMOS管，用MN2表示，它的漏極、柵極都與所述電流源的輸出端相連；第二NMOS管，用MN3表示，它的柵極和上述MN2管的柵極相連，它的源極和上述MN2管的源極共地；負載中的電晶體，用MN4表示，它的源極和上述MN3管的漏極相連，它的漏極接電源；電流補償電路，包含電阻分壓支路，有兩個電阻串連而成，一端接電源另一端接地；第三NMOS管，它的柵極和上述電阻分壓支路的中點相連，它的漏極接上述電流源的輸出端，它的源極接地。
所述的電阻分壓支路中，接地電阻的另一端經一個反接的二級管與所述的電阻分壓之路中點相連。
在LC振蕩器中使用了本發明所述的電流補償電路後，比沒有補償的NMOS管跨導的方差降低了41.4％。
圖1LC振蕩器原理圖1A已用偏置補償的LC振蕩器電路的原理圖；1B圖1a的等效原理圖。
圖2NMOS電路中偏置補償電路的原理圖2A未補償前的NMOS電路中電流鏡的電路原理圖；2B已補償後的NMOS電路中電流鏡的電路原理圖。
圖3PMOS以及CMOS電路中偏置補償電路的原理圖3A已補償後的PMOS電路中電流鏡的電路原理圖。
3B已補償後的CMOS電路中電流鏡的電路原理圖。
圖4經過補償的和未經過補償的電晶體的跨導在各種情況下變化的比較具體實施方式
在圖2A中，是一個被廣泛使用的用作電流偏置的電流鏡；圖2B中是一個增加了電流補償的電流鏡。其中MN4是我們需要保持其跨導穩定的電晶體，電晶體MN2和MN3是偏置的電流鏡，電晶體MN1、電阻R1和電阻R2組成我們所推薦的補償電路。MOS電晶體的漏源電流(IDS)和跨導(gm)可以表示為(見文獻Razavi，B.『Design of Analog CMOS IntegratedCircuits』，McGraw.Hill Companies，Inc.，2001.)IDS=12K(VGS-VTH)2(1+VDS)----(1)]]>同時gm=K(VGS-VTH)(1+VDS)=2KIDS(1+VDS)----(2)]]>其中K為電晶體的電子遷移能力係數，λ為電晶體溝道長度調製係數，VTH為電晶體的閾值電壓，另外，VGS和VDS分別為電晶體的柵源電壓和漏源電壓。由於PVT的變化，K、λ和VTH也將發生變化，這將引起漏源電流IDS和跨導gm的變化。在下一段中，我們將分析我們推薦的輔助電路是如何工作的，同時介紹它為什麼可以降低電晶體MN4的跨導的變化。
首先，假設K由於PVT的變化而變大了。為了簡單起見，我們首先忽略電晶體的溝道長度調製效應。在圖2A所示的電路中，電晶體MN2的漏源電流IDS，MN2不變，電晶體MN4的漏源電流IDS，MN4也不會變化。根據公式(2)，電晶體MN4的跨導gm，MN4將隨著K的增加而增加。在圖2B所示的電路中，我們會發現，由於電晶體MN1的柵源電壓VGS，MN1是不變的，同時它的漏源電流IDS，MN1將隨K的增加而增加，同時相應的，MN2的漏源電流會降低。這就補償了K的增加從而抑制了電晶體MN4的跨導gm的增加。如果我們仔細設計電路，我們甚至可以使得在K增加的時候電晶體MN4的跨導gm的保持不變。同樣的道理，這樣的補償在K降低的時候也會發生作用。
其次，在圖2A中，如果閾值電壓VTH隨PVT變化而變小，根據公式(2)，為了保持IDS，MN2不變，VGS，MN2將會降低；這樣根據公式(1)，由於MN2的漏源電壓VDS，MN2＝VGS，MN2的降低，VGS，MN2-VTH會增加。那麼VGS，MN3-VTH，IDS，MN3，IDS，MN4以及電晶體MN4的跨導gm都將增加。當如圖2B所示的輔助電路被加上之後，MN1的漏源電流IDS，MN1將隨著VTH的降低而增加，因此MN2的漏源電流IDS，MN2將相應的降低。IDS，MN2的降低引起和它相關的電晶體MN3和MN4的漏源電流IDS，MN3和IDS，MN4。這樣由於閾值電壓VTH降低而引起的MN4的跨導gm的增加就被有效的抑制了。和K的變化相似，當VTH增加的時候，輔助電路仍然發揮作用。
最後，我們來分析電源電壓變化時補償電路是如何工作的。首先我們假定電源電壓增加的情況，在圖2A中，電晶體MN3和MN4的漏源電壓將增加，從而MN4的漏源電流IDS，MN4會變大導致對應的跨導gm增加。在圖2B中，電源電壓的增加將抬高電晶體的柵源電壓VGS，MN1，從而它的漏源電流IDS，MN1會增加。正如上面所提到的那樣，IDS，MN1的增加會導致MN3和MN4的漏源電流下將，從而在一定程度上抑制由於電源電壓升高帶來的MN4的跨導的增加。
在我們設計PMOS和CMOS電路，相似的補償辦法也可以被應用。這樣的補償電路可以參考圖3。
在這一小節中，我們將介紹一個例子說明在振蕩器的設計中補償的效果。電路的實現是用意法半導體公司的1.2V HCMOS9RF工藝(見文獻『HCMOS9_GP 0.13um SIX METAL CMOS PROCESSFOR RF APPLICATION』，STMicroelectronic，May，2003)。圖1A是一個只有NMOS電晶體的LC振蕩器，圖1B中的gactive對應著電路圖中M4和M5的跨導gm。在這個例子中，補償電路和圖2B中有些不同，在兩個電阻中插入一個二級管，這樣做的目的是為了優化電源電壓的補償。
將電源電壓分別設為1.08、1.2和1.32伏，我們將電路在0、27和70℃的情況下對電晶體的典型值、快工藝和慢工藝等三種工藝偏差情況進行仿真。由於在補償電路中用到了電阻和二級管，他們的參數也會隨工藝的變化而變化；所以仿真同時也考到電阻和二級管在典型值、最大值和最小值三種工藝偏差下的情況，這樣所有的PVT變化共243種組合我們全部做了仿真。對於M4的跨導，我們對經過補償的和未經過補償的電路進行統計，結果如圖四所示。在未經補償的電路中，M4的跨導gm的平均值為6.2ms，最大和最小值分別為0.52ms和0.71ms；而在經過補償的電路中，gm的均值相同但是最大最小值分別變為0.54ms和0.68ms，比未經補償的電路的變化範圍小了26.3％。原始的未經補償的M4的跨導gm的標準差為0.538ms，而經過補償後的標準差值變為0.315ms，經過補償的比未經補償的降低了41.4％。
如果二級管可以用能隙電壓源代替，圖中電晶體M1的柵源電壓VGS，M1的變化將會變小，那麼補償電路的效果會更加明顯。另外的實現用理想電壓源代替圖1A中的二級管，經過補償後的M4的跨導的方差變為0.269ms，只有原先的未經補償是的一半。
權利要求
1.調整負載電晶體跨導用的偏置補償電路，含有一個用作電流偏置的電流鏡，其特徵在於，它包含有用作電流偏置的電流鏡，包含電流源；第一NMOS管，用MN2表示，它的漏極、柵極都與所述電流源的輸出端相連；第二NMOS管，用MN3表示，它的柵極和上述MN2管的柵極相連，它的源極和上述MN2管的源極共地；負載中的電晶體，用MN4表示，它的源極和上述MN3管的漏極相連，它的漏極接電源；電流補償電路，包含電阻分壓支路，有兩個電阻串連而成，一端接電源另一端接地；第三NMOS管，它的柵極和上述電阻分壓支路的中點相連，它的漏極接上述電流源的輸出端，它的源極接地。
2.根據權利要求1所述的調整負載中電晶體跨導用的電流鏡，其特徵在於所述的電阻分壓支路中，接地電阻的另一端經一個反接的二級管與所述的電阻分壓之路中點相連。
全文摘要
調整負載中電晶體跨導變化範圍用的電流鏡屬於CMOS集成電路中負載電晶體的跨導調整技術領域，其特徵在於再用作電流偏置的電流鏡中，在它的偏置電流源輸出端對地並聯一個NMOS電晶體，該NMOS電晶體的柵極與一個電阻分壓支路的中點相連接，所述的NMOS管和所述的電阻分壓支路共同構成了一個偏置補償電路。在LC振蕩器中使用了本發明所述的電流補償電路後，比沒有補償的NMOS管跨導的方差降低了41.4％。
文檔編號G05F3/24GK1655086SQ20051001135
公開日2005年8月17日 申請日期2005年2月25日 優先權日2005年2月25日
發明者冒小建, 楊華中, 汪蕙 申請人:清華大學