調諧放大器的製作方法

2023-05-22 15:08:51 1

專利名稱：調諧放大器的製作方法
技術領域：
本發明涉及只使指定的頻率成分通過的調諧放大器。
背景技術：
作為調諧電路，以往已提案並已實用化的有使用有源元件和電抗元件的各種結構。
例如，利用LC共振的先有的調諧電路，調整調諧頻率時，與LC電路有關的增益就發生變化。另外，一般的調諧電路，是從輸入的信號中抽出指定的頻率成分，調諧頻率的增益等於或小於1，通常，將發生信號振幅的衰減，所以，需要放大時，就另外連接放大電路進行信號振幅的放大。
發明的公開本發明就是為了解決這一問題而提案的，目的旨在提供輸出振幅穩定、而且在調諧的同時可以進行信號振幅的放大的調諧放大器。
本發明的調諧放大器具有將輸出向輸入端反饋形成閉合環路並在指定頻率進行振蕩的振蕩電路、控制振蕩電路的輸出振幅的增益控制電路和向振蕩電路的閉合環路的一部分輸入信號的輸入電路。在使振蕩電路發生振蕩的狀態下輸入振蕩頻率附近的信號時，確認振蕩輸出被牽引到輸入的信號的頻率上的現象，進行指定的調諧工作。特別是，輸出振幅由增益控制電路進行調整，所以，即使振蕩電路的振蕩頻率可變而改變調諧頻率時，也不會發生增益變化。另外，通過調整增益控制電路的響應速度，對於輸入的交流信號，可以進行對AM調製的信號及FM調製的信號等的各種信號的振蕩工作。另外，實際上，在設定振蕩電路的輸出振幅遠遠小於電源電壓同時設定輸入的交流信號的振幅遠遠小於該振蕩振幅時，就確認可以進行上述振蕩工作，以輸入的交流信號的振幅為基準時，則為約數十dB的增益，在進行振蕩工作的同時就可以進行信號振幅的放大。
另外，本發明的調諧放大器，通過將上述振蕩電路採用PLL結構而作為電壓控制型振蕩電路，就可以很容易地使調諧頻率穩定。特別是，由於上述振蕩電路在沒有輸入信號時進行指定的振蕩工作，所以，不論有無輸入信號，都可以進行PLL控制。
附圖的簡單說明

圖1是表示應用本發明的一個實施例的調諧放大器的結構圖。
圖2是表示用於對圖1所示的調諧放大器進行PLL控制的結構圖。
圖3是表示使用移相式的振蕩電路的調諧放大器的第1結構例的電路圖。
圖4是表示圖3所示的調諧放大器的調諧特性的測定結果的圖。
圖5是表示將輸入電路與圖3的連接點A連接時的調諧特性的圖。
圖6是表示將輸入電路與圖3的連接點B連接時的調諧特性的圖。
圖7是表示向輸入電路輸入與調諧放大器的自振頻率相同而振幅不同的信號時輸出振幅如何變化的圖。
圖8是表示採用PLL結構時的調諧放大器的詳細結構圖。
圖9是表示將由電阻和電容構成的低通濾波器連接3級形成反饋電路的例子的圖。
圖10是表示將由電阻和電感構成的高通濾波器連接3級的例子的圖。
圖11是表示將由電阻和電感構成的低通濾波器連接3級的例子的圖。
圖12是表示可以與圖3所示的放大電路置換的放大電路的詳細結構的圖。
圖13是表示振蕩電路的第1變形例的電路圖。
圖14是圖13所示的移相電路的變形例，表示包含LR電路的移相電路的結構的電路圖。
圖15是表示包含LR電路的移相電路的其他結構的電路圖。
圖16是表示振蕩電路的第3變形例的電路圖。
圖17是圖16所示的移相電路的變形例，表示包含LR電路的移相電路的結構的電路圖。
圖18是表示包含LR電路的移相電路的其他結構的電路圖。
圖19是表示將利用電晶體的跟隨電路連接在2個移相電路的前級的振蕩電路的結構的電路圖。
圖20是表示將非反相電路連接在2個移相電路的前級的振蕩電路的結構的電路圖。
圖21是表示縱向連接移相電路310C的振蕩電路的結構的電路圖。
圖22是表示縱向連接移相電路330C的振蕩電路的結構的電路圖。
圖23是表示縱向連接包含電晶體的移相電路的振蕩電路的結構的電路圖。
圖24是圖23所示的移相電路的變形例，表示包含LR電路的移相電路的結構的電路圖。
圖25是表示包含LR電路的移相電路的其他結構的電路圖。
圖26是表示縱向連接2級移相電路410C的振蕩電路的結構的電路圖。
圖27是表示縱向連接2級移相電路430C的振蕩電路的結構的電路圖。
圖28是表示振蕩電路的變形例的電路圖。
圖29是圖28所示的移相電路的變形例，表示包含LR電路的移相電路的結構的電路圖。
圖30是表示包含LR電路的移相電路的其他結構的電路圖。
圖31是表示縱向連接2級移相電路510C的振蕩電路的電路圖。
圖32是表示縱向連接2級移相電路530C的振蕩電路的電路圖。
圖33是表示在運算放大器的結構中抽出移相電路的工作所需要的部分的電路圖。
實施發明的最佳的形式下面，參照附圖具體地說明應用本發明的一個實施例。
本發明的特徵在於，通過在使振蕩電路發生極微弱的振蕩的同時向該振蕩電路的一部分注入與其振蕩頻率接近的頻率的信號，使之進行具有指定的Q值和增益的調諧工作。
圖1是表示一個實施形式的調諧放大器的結構的圖。該圖所示的調諧放大器1由包含放大電路11和反饋電路12的振蕩電路10、將信號輸入該振蕩電路10的輸入電路14和控制振蕩電路10的輸出振幅的自動增益控制(AGC)電路16構成。
上述振蕩電路10具有振蕩電路的一般的結構。由放大電路11和反饋電路12形成閉合環路，通過使放大電路11和反饋電路12中的某一方或全體具有頻率選擇特性，同時調整放大電路11的增益，便可按與上述頻率選擇特性相應的指定頻率進行振蕩工作。
上述振蕩電路10，通常大致分為移相型、共振型或使用其他方式的振蕩電路。移相型的振蕩電路，進而又分為CR型、LR型或將兩者組合的振蕩電路。另外，共振型的振蕩電路，有使用科耳皮茲型或哈託萊型等各種方式的振蕩電路。
輸入電路14是用於向由上述放大電路11和反饋電路12形成的閉合環路輸入信號的電路。例如，通過一端與該閉合環路的一部分連接的電阻元件從振蕩電路10的外部輸入信號。
AGC電路16將振蕩電路10的輸出振幅控制為一定，例如，通過根據輸出振幅的大小控制振蕩電路10內的放大電路11的增益，將該輸出振幅控制為基本上保持一定。
下面，說明具有上述結構的調諧放大器的工作。考慮將圖1所示的調諧放大器1應用於接收機時，作為通過輸入電路14輸入振蕩電路10的信號，可以考慮經過AM調製或FM調製等各種調製的信號。
首先，說明未通過輸入電路14輸入信號的狀態。這時，與包含振蕩電路10內的放大電路11和反饋電路12而形成的閉合環路的一部分和輸入電路14內的電阻元件處於分離的狀態是等價的，AGC電路16隻與振蕩電路10連接，進行指定的振蕩工作。例如，振蕩電路10的輸出振幅控制為小於電源電壓的百分之幾十。
因此，例如應用於FM接收機時，即使在未接收FM波的狀態(沒有載波的狀態)下，也從調諧放大器1輸出指定頻率的正弦波信號，不需要靜噪電路或淨噪電路。另外，應用於AM接收機時也一樣，即使在未接收AM波的狀態下，也從調諧放大器1輸出指定頻率的正弦波信號，對於正弦波信號，即使進行AM檢波，也只能得到指定的直流成分，不會成為噪音。
這樣，在振蕩電路10以指定的頻率穩定地振蕩的狀態下，通過輸入電路14輸入具有與振蕩頻率接近的頻率的信號時，在調諧放大器1中，進行從輸入信號中只抽出振蕩頻率附近的成分的振蕩工作。而且，在上述振蕩頻率與輸入信號的頻率一致時，即使是輸入小振幅(例如，振蕩輸出的振幅的約1/10)的信號，也可以確認可以獲得大于振蕩輸出的振幅的調諧輸出，在調諧的同時可以進行約數十dB的放大。
另外，通過改變由AGC電路16控制的振蕩電路10的振蕩輸出的振幅與輸入信號的振幅之比或輸入信號的注入地點，便可改變調諧放大器1的Q值或通頻帶寬度。或者，也可以改變輸入電路14內的阻抗元件的元件常數，來取代改變上述信號的振幅之比。
另外，通過將上述振蕩電路10採用振蕩頻率可變型的結構，可以很容易地構成調諧頻率可變型的調諧放大器1。這時，由於AGC電路16與振蕩電路10連接，將其振蕩振幅保持一定，所以，在改變頻率時，調諧放大器1的增益不會發生急劇的變化等弊端，從而在調諧時可以獲得穩定的增益。
作為輸入信號，考慮進行了AM調製的信號時，由於必須將重疊了聲音等AM調製成分的指定頻率的載波作為調諧輸出而取出，所以，必須調整AGC的響應速度，用以抑制具有小於該AM調製成分的頻率的振幅變化。
圖2是表示包含圖1所示的調諧放大器1的PLL(鎖相環)結構的圖。通過將圖1所示的調諧放大器1內的振蕩電路10採用振蕩頻率可以根據從外部加的控制電壓而改變的電壓控制型振蕩器，可以很容易地對調諧放大器1進行PLL控制。即，通過採用包含調諧放大器1內的振蕩電路10、相位比較器(PD)2、電荷放大器(CP)4、低通濾波器(LPF)5的PLL結構，可以很容易地使調諧放大器1的調諧輸出的頻率與振蕩器(OSC)3的振蕩頻率一致。
這樣，由於調諧放大器1利用振蕩電路10的振蕩工作而進行振蕩工作，所以，即使沒有輸入信號時，也可以利用該振蕩工作進行PLL控制。
(調諧放大器的第1結構例)下面，說明使用移相型的振蕩電路10時的調諧放大器1的詳細結構。
圖3是表示使用移相型的振蕩電路的調諧放大器1的第1結構例的電路圖。圖中所示的調諧放大器1內部的輸入電路14，由一端連接輸入端子21的輸入電阻22構成，調製了載波的信號輸入到輸入端子21上。反饋電路12通過縱向連接由電容23和電阻24構成的高通濾波器、由電容25和電阻26構成的高通濾波器、由電容27和電阻28構成的高通濾波器而構成。
另一方面，放大電路11由電晶體29、電阻30～33、電容34和可變電阻35構成。反饋電路12的輸出端子通過隔直流用的電容34與電晶體29的基極端子連接，同時，連接電阻30和31的各一個端子。電阻30和31是為了給電晶體29施加偏置而設置的。電阻32連接在電晶體29的集電極端子和正電源之間，電阻33和可變電阻35連接在發射極端子和接地端子之間。可變電阻35的電阻值可以根據從AGC電路16輸出的控制電壓而改變。下面，說明使用p溝道型的FET構成可變電阻35的情況。
與可變電阻35串聯連接的電容35A是隔直流用的，改變可變電阻35的電阻值時，不改變電晶體29的工作點，從而可以改變放大電路11的增益。
AGC電路16由電晶體36、電阻37～44、電容45～48和二極體49構成。放大電路11的輸出端子通過電容45和電阻37與電晶體36的基極端子連接，同時，連接電阻38和39的各一個端子。電阻38和39是為了給電晶體36施加偏置而設置的。電阻40連接在電晶體36的集電極端子和正電源之間，電阻41連接在發射極端子和接地端子之間。
下面，說明圖3所示的調諧放大器1的工作。設反饋電路12的輸入電壓為Vi、輸出電壓為Vo、電容23、25和27的電容量為C、電阻24、26和28的電阻值為R，則(1)式的關係成立。
Vo=Vi·(ωCR)3/[(ωCR)3-5ωCR-j{6(ωCR)2-1}]…(1)(1)式的虛數部為零時，反饋電路12的移相量為180°，這時，輸入信號的頻率成為如下(2)式所示。f=1/2(6CR)---(2)]]>圖3所示的放大電路11是發射極接地結構，電晶體29的基極端子電壓的變化方向和集電極端子電壓的變化方向是相反的。即，放大電路11的移相量是180°，將反饋電路12和放大電路11組合的移相量的之和，在指定的頻率成為360°。另外，放大電路11的輸出，反饋到反饋電路12的輸入端，若將反饋電路12和放大電路11組合的增益為1，則圖3的調諧放大器1就穩定地振蕩。
在圖3中，是縱向連接了3級高通濾波器，但是，縱向連接的高通濾波器的數量也可以是3級以上。
由(2)式所示的頻率的信號輸入反饋電路12時，反饋電路12的輸出電壓Vo如(3)式所示的那樣，衰減為約1/29。Vo=Vi(1/6)3/{(1/6)3-5/6}]]>≈-0.0344Vi≈-1/29…(3)因此，如果放大電路11的電壓增益有29倍，則整個調諧放大器1的增益就成為1，即使不通過輸入電路14輸入信號，也穩定地振蕩。調諧放大器1以指定的頻率振蕩時，如果具有和振蕩頻率接近的頻率的信號通過輸入電路14而輸入時，調諧放大器1就進行只抽出振蕩頻率附近的成分的振蕩工作。
另一方面，放大電路11的輸出，通過AGC電路16內部的隔直流用的電容45和電阻37輸入到電晶體36的基極端子上。因此，只有放大電路11的輸出的交流成分被電晶體36所放大。該放大輸出經二極體49整流，進而通過由電容47、48和電阻43構成的平滑電路而形成指定的控制電壓。通過這樣的AGC電路16的工作，放大電路11的輸出振幅增大時，控制電壓增高，使由p溝道型FET構成的可變電阻35的電阻值向高的方向變化，從而使放大電路11的輸出振幅減小，相反，放大電路11的輸出振幅減小時，控制電壓降低，使可變電阻35的電阻值向低的方向變化，從而使放大電路11的輸出振幅增大，所以，放大電路11的輸出振幅基本上保持一定。
下面，說明實際組裝圖3的電路進行實驗的結果。下面說明的實驗結果，不是利用AGC電路16進行振幅控制而是關於使振蕩電路10以指定的振幅進行振蕩的調諧放大器1的結果。
在未向輸入電路14輸入信號的狀態下的調諧放大器1的自振蕩輸出的振幅約為900mV時，將頻率與自振蕩頻率相同、振幅為75mV的交流信號輸入到輸入端子21上時，調諧放大器1的輸出振幅就成為約3Vpp。因此，這時的增益GAIN如(4)式所示，成為約32dB，由此可見，可以獲得足夠的增益。設電源電壓為9V。GAIN=20×1og(3/0.075)=20×1.602=32.04…(4)圖4是表示圖3所示的調諧放大器1的調諧特性的測定結果的圖。橫軸表示輸入信號的頻率，縱軸表示振蕩輸出的振幅。如圖4所示，調諧放大器1具有使與自振蕩頻率相同的頻率成分為峰值點的調諧特性。
另一方面，圖5和圖6分別表示改變輸入電路14的連接位置時的調諧特性的圖，將輸入電路14與圖3的連接位置A、B連接時的調諧特性分別與圖5、圖6對應。如圖5、圖6所示，通過改變輸入電路14的連接位置即信號的注入位置，便可改變Q值，Q值隨著輸入信號的注入位置遠離放大電路11而增大。
因此，如果通過設置開關等而可以任意改變輸入電路14的連接位置，則在將調諧放大器1應用於接收機想提高接收頻率的選擇性時，例如，在相鄰的頻率存在其他臺的頻率信號時，增大Q值，提高選擇性是很容易進行的，相反，在相鄰的頻率不存在其他臺的頻率信號時，減小Q值，提高信號的再現性也是很容易進行的。
另外，即使改變輸入電阻22的電阻值，也可以通過改變Q值來取代改變輸入信號的連接位置。因此，如果連接電阻值可變的可變電阻取代輸入電阻22，就可以比改變輸入信號的連接位置更容易調整Q值。或者，通過改變輸入信號的振幅與由AGC電路16控制的放大電路11的輸出振幅之比，也可以調整Q值。
圖7是表示向輸入電路14輸入頻率與調諧放大器1的自振蕩頻率相同、振幅不同的信號時輸出振幅如何變化的圖。如圖所示，輸入到輸入電路14中的信號的振幅變化時，調諧放大器1的輸出振幅(單位dB)基本上是線性變化。即，按照本實施例的調諧放大器1，可以忠實地取出包含在載波成分中的利用AM調製等的振幅變化。
(調諧放大器的第2結構例)圖3所示的調諧放大器1並不是以PLL結構為前提的，但是，也可以採用圖2所示的PLL結構。圖8是表示採用PLL結構時的調諧放大器的詳細結構的圖。圖中所示的調諧放大器1A與圖3所示的調諧放大器1相比，不同之處在於，分別將反饋電路12內部的電阻24、26、28置換為可變電阻61、62、63。這些可變電阻61、62、63的電阻值根據圖2所示的低通濾波器5的輸出而改變，這樣，調諧放大器1A的振蕩輸出的頻率就被控制為與圖2所示的振蕩器3的振蕩頻率一致。
(調諧放大器的第3結構例)
圖3所示的反饋電路12是縱向連接3級高通濾波器而構成，但是，也可以縱向連接低通濾波器來取代高通濾波器。圖9是表示縱向連接3級由電阻和電容構成的低通濾波器形成反饋電路12的例子。低通濾波器與高通濾波器相反，具有使相位延遲的性質，整個反饋電路12的移相量，在指定的頻率成為180°。因此，可以獲得和縱向連接高通濾波器時相同的頻率選擇特性。
另一方面，圖10表示縱向連接3級由電阻和電感構成的高通濾波器的例子，圖11表示縱向連接3級由電阻和電感構成的低通濾波器的例子。不論哪種情況，相位的變化方向相反、輸入信號的頻率為指定的頻率時整個反饋電路12的移相量成為180°，這些都是共同的，可以與圖3所示的反饋電路12進行置換。
進行置換時，縱向連接的高通濾波器或低通濾波器不限於3級。另外，將包含電感的整個反饋電路12在半導體基板上形成時，由於各電感的感抗非常小，所以，振蕩電路10的振蕩頻率即調諧放大器1的調諧頻率非常高。這時，最好將圖3所示的輸入電路14使用電感構成，取代輸入電阻22。
然而，在不利用AGC電路16進行振幅控制時，自振蕩頻率與輸入信號的頻率有微小偏離時，將發生差拍，但是，通過利用AGC電路16進行振幅控制，便可防止該差拍的發生。
(調諧放大器的第4結構例)圖12是表示可以與圖3所示的放大電路11置換的放大電路11A的詳細結構圖。圖中所示的放大電路11A由CMOS反相器54和電阻55、56構成。CMOS反相器54通過電阻56連接在其輸入輸出之間，作為模擬放大器而工作，而且，這時的增益由電阻55、56的電阻比決定。設電阻55、56的各電阻值為R55、R56，由於放大電路11A的增益為R56/R55，所以，例如通過將圖3所示的可變電阻35與電阻R55或R56並聯連接，根據AGC電路16的輸出調整該電阻值，就可以和圖3所示的調諧放大器1一樣，抑制振蕩輸出的振幅變化。
這樣，使用圖12所示的放大電路11A構成調諧放大器1時，由於可以利用CMOS工藝進行製造，所以，製造工序簡化，從而可以降低成本。
(振蕩電路的第1變形例)
圖13是表示振蕩電路的第1變形例的電路圖。圖中所示的振蕩電路10A由2個移相電路110C和130C、分壓電路160和反饋電路170構成。移相電路110C、130C分別使輸入的交流信號的相位移相指定的量，將2個移相電路110C、130C組合的移相量，在指定的頻率設定為360°。分壓電路160設置在後級的移相電路130C的輸出一側，由電阻162和電阻164構成。
前級的移相電路110C由電容114、電阻116、電阻118、120、121、123構成。交流信號通過電阻118輸入到運算放大器112的反相輸入端子上，由電容114和電阻116構成的CR電路與運算放大器112的非反相輸入端子連接。由電阻121和電阻123構成的分壓電路與運算放大器112的輸出端連接，電阻120連接在分壓電路的分壓輸出端與運算放大器112的反相輸入端子之間。另外，電阻118和電阻120的電阻值設定為相同。
具有這樣的結構的前級的移相電路110C的傳遞函數K1為K1=-a1(1-T1s)/(1+T1s)…(5)T1是由電阻116和電容114構成的CR電路的時間常數，s=jω、a1是移相電路110C的增益，a1=(1+R21/R23)＞1。其中，R21是電阻121的電阻值，R23是電阻123的電阻值。
由(5)式可知，移相電路110C為全通帶電路，其輸出電壓Eo的輸出振幅一定，與頻率無關，移相量φ1根據輸入信號的頻率從180°～360°變化。另外，移相電路110C通過調整R21和R23的值可以獲得大於1的增益。
另一方面，圖13所示的後級的移相電路130C由運算放大器132、由電容134和電阻136構成的CR電路、由電阻141和電阻143構成的分壓電路、電阻138和電阻140構成。構成移相電路130C的各電路元件除了電容134和電阻136的連接方式與移相電路110C相反外，其他連接和移相電路110C相同，電阻138和電阻140的各電阻值設定為相同值。
具有這樣的結構的後級的移相電路130C的傳遞函數K2為K2=a2(1-T2s)/(1+T2s)…(6)T2是由電容134和電阻136構成的CR電路的時間常數、s=jω、a2是移相電路130C的增益，a2=(1+R41/R43)＞1。其中，R41是電阻141的電阻值、R43是電阻143的電阻值。
由(6)式可知，移相電路130C為全通帶電路，其輸出電壓Eo的輸出振幅一定，與頻率無關，移相量φ2根據輸入信號的頻率從0°～180°變化。另外，移相電路130C通過調整R41和R43的值可以獲得大於1的增益。
這樣，在2個移相電路110C、130C中，相位分別移動指定量，將2個移相電路110C、130C組合的移相量在指定的頻率就成為360°。因此，通過將包含2個移相電路110C、130C而形成的閉合環路的環路增益設定為大於1，便可使振蕩電路10A以該指定的頻率進行振蕩。
另外，分壓電路160與後級的移相電路130C的後級一側連接，可變電阻166與構成分壓電路160的電阻164並聯連接。該可變電阻166由例如p溝道型FET的溝道電阻形成，圖3所示的AGC電路16的輸出端子與該FET的柵極端子連接。這樣，例如，圖13所示的振蕩電路10A的輸出振幅增大時，從圖3所示的AGC電路16輸出的控制電壓增高，與此同時，該FET的柵極電壓也增高。因此，可變電阻166的電阻值增大，從而控制振蕩電路10A的輸出振幅向減小的方向變化。
相反，振蕩電路10A的輸出振幅減小時，從AGC電路16輸出的控制電壓降低，可變電阻166的電阻值減小，從而控制振蕩電路10A的輸出振幅向增大的方向變化。通過這樣的控制，振蕩電路10A的輸出振幅便總是維持為一定。
這樣，圖13所示的振蕩電路10A將通過分壓電路160而衰減的信號作為反饋信號使用，同時通過將輸入分壓電路160之前的信號作為振蕩電路10A的輸出而取出，便可進行從輸入信號中只抽出指定的頻率成分的振蕩工作，同時可以對該抽出的信號進行指定的放大工作。而且，由於根據圖3所示的AGC電路16的輸出而改變分壓電路160的分壓比，所以，可以將振蕩電路的輸出振幅基本上維持為一定。另外，振蕩電路10A通過將運算放大器、電容和電阻組合而構成，可以將所有的結構元件在半導體基板上形成。
在圖13中，將反饋電阻170和輸入電路14內的輸入電阻22的電阻值固定，但是，也可以至少將一方的電阻置換為可變電阻，以便可以改變反饋電阻170與輸入電阻22的電阻比。這樣，便可調整調諧放大器1的Q值。
另外，也可以將電阻116或135中的至少一方的電阻置換為可變電阻，以便可以改變移相電路110C或130C內的CR電路的時間常數。通過連續地改變電阻116、136中至少一者的電阻值，便可連續地改變振蕩頻率。
將移相電路110C和移相電路130C縱向連接時，與各移相電路內的運算放大器112或132的輸出端連接的分壓電路中，也可以省略某一方的分壓電路，或將分壓比設定為1。
在圖13所示的振蕩電路10A中，根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變分壓電路160的分壓比，但是，也可以根據從AGC電路16輸出的控制電壓來改變移相電路110C內的分壓電路的分壓比和移相電路130C內的分壓電路的分壓比中的至少1個分壓比。這時，可以省略移相電路130C的後級的分壓電路160，而將移相電路130C的輸出直接反饋到前級一側。或者，使分壓電路160內的電阻162的電阻值為極小的值，從而將分壓比設定為1。
另外，在圖13所示的振蕩電路10A中，是將輸入電路14與前級的移相電路110C的前級連接，來注入輸入信號，但是，輸入信號的注入位置不限於前級的移相電路110C的前級一側，也可以例如將輸入電路14連接在移相電路110C和移相電路130C之間來注入輸入信號。
(振蕩電路的第2變形例)圖13所示的振蕩電路10A，在各移相電路的內部包含CR電路，但是，也可以使用內部包含LR電路的移相電路來取代CR電路構成振蕩電路。
圖14是表示包含LR電路的移相電路的結構的電路圖，示出了可以與圖13所示的振蕩電路10A的前級的移相電路110C置換的結構。圖中所示的移相電路110L，將圖13所示的前級的移相電路110C內的由電容114和電阻116構成的CR電路置換為由電阻116和電感117構成的LR電路。其他結構和移相電路110C相同，移相電路110L的傳遞函數和移相量也和移相電路110C相同。
圖15是表示包含LR電路的移相電路的其他結構的電路圖，示出了可以與圖13所示的振蕩電路10A的後級的移相電路130C置換的結構。圖中所示的移相電路130L，將圖13所示的後級的移相電路130C內的由電容134和電阻136構成的CR電路置換為由電阻136和電感137構成的LR電路。其他結構和移相電路130C相同，移相電路130L的傳遞函數和移相量也和移相電路130C相同。
這樣，由於圖14所示的移相電路110L與圖13所示的移相電路110C等價，圖15所示的移相電路130L與圖13所示的移相電路130C等價，所以，可以將圖13所示的2個移相電路110C、130C中的某一方或兩者置換為移相電路110L、移相電路130L。將移相電路110C、移相電路130C同時置換為移相電路110L、移相電路130L時，通過將整個調諧放大器集成化，便可很容易地實現振蕩頻率的高頻化。
另外，只將2個移相電路110C、130C中的某一方置換為移相電路110L或130L時，將包含構成LR電路的電感或除去該電感的整個調諧放大器集成化時，便可防止由於溫度變化而引起的振蕩頻率的變化，即可以進行所謂的溫度補償。
將圖13所示的移相電路110C、130C中的至少一方置換為圖14或圖15所示的移相電路110L、130L時，在與各移相電路內的運算放大器112或132的輸出端連接的分壓電路中，可以省略某一方的分壓電路，或者將分壓比設定為1。
(振蕩電路的第3變形例)圖16是表示振蕩電路的第3變形例的電路圖。包含在圖中所示的振蕩電路10B中的前級的移相電路210C，通過將電阻120′的電阻值設定得大於電阻118′的電阻值，使移相電路210C的增益大於1，取代在內部不包含分壓電路。其他結構和圖13所示的移相電路110C相同，傳遞函數和移相量基本上也和移相電路110C相同。
同樣，後級的移相電路230C也通過將電阻140′的電阻值設定得大於電阻138′的電阻值，使移相電路230C的增益大於1，取代在內部不包含分壓電路。其他結構和圖13所示的移相電路130C相同，傳遞函數和移相量也和移相電路130C相同。
移相電路230C的輸出通過分壓電路160反饋到前級一側，另外，可變電阻166與構成分壓電路160的電阻164並聯連接。該可變電阻166由例如FET的溝道電阻形成，根據從圖3所示的AGC電路16輸出的控制電壓調整FET的柵極電壓，從而相應地改變FET的溝道電阻。
電阻119和電阻139是為了抑制移相電路210C和230C的增益的變化而設置的，電阻119和139的電阻值R最好按(7)式進行設定。但是，在(7)式中，設電阻118′的電阻值為r、電阻120′的電阻值為mr。
R=mr/(m-1)…(7)圖16所示的振蕩電路10B，通過將電阻119或139與2個移相電路210C、230C連接，防止振蕩頻率可變時的振幅變化，但是，也可以去掉上述電阻119、139來構成振蕩電路。或者，只去掉電阻119或139來構成振蕩電路。
在圖16所示的振蕩電路10B中，根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變分壓電路160的分壓比，但是，也可以根據從AGC電路16輸出的控制電壓來改變電阻118′與120′的電阻比和電阻138′與140′的電阻比中的至少一個。
另外，在圖16所示的振蕩電路10B中，將輸入電路14與前級的移相電路210C的前級連接，注入輸入信號，但是，輸入信號的注入位置不限於前級的移相電路210C的前級一側，也可以將輸入電路14連接在例如移相電路210C和移相電路230C之間而注入輸入信號。
(振蕩電路的第4變形例)在圖16所示的振蕩電路10B中，說明的是在各移相電路的內部包含CR電路的例子，但是，也可以使用在內部包含LR電路的移相電路取代CR電路構成振蕩電路。
圖17是表示包含LR電路的移相電路的結構的電路圖，示出了可以與圖16所示的振蕩電路10B的前級的移相電路210C置換的結構。圖中所示的移相電路210L，是將由圖16所示的前級的移相電路210C內的電容114和電阻116構成的CR電路置換為由電阻116和電感117構成的LR電路的移相電路。其他結構和移相電路210C相同，移相電路210L的傳遞函數和移相量也和移相電路210C相同。
另一方面，圖18是表示包含LR電路的移相電路的其他結構的電路圖，示出了可以與圖16所示的振蕩電路10B的後級的移相電路230C置換的結構。圖中所示的移相電路230L，是將由圖16所示的後級的移相電路230C內的電阻136和電容134構成的CR電路置換為由電感137和電阻136構成的LR電路的移相電路。其他結構和移相電路230C相同，移相電路230L的傳遞函數和移相量也和移相電路230C相同。
這樣，由於圖17所示的移相電路210L與圖16所示的移相電路210C等價，圖18所示的移相電路230L與圖16所示的移相電路230C等價，所以，可以將圖16所示的2個移相電路210C、230C中的某一方或兩者置換為移相電路210L、230L。
將移相電路210C、230C同時置換為移相電路210L、230L時，通過將整個調諧放大器集成化，容易實現振蕩頻率的高頻化。另外，將2個移相電路210C、230C中的某一方置換為移相電路210L或230L時，可以抑制對溫度變化引起的振蕩頻率的變化。
(振蕩電路的第5變形例)在上述振蕩電路的第1～第4變形例中，也可以將由電晶體形成的跟隨電路與將2個移相電路縱向連接而形成的閉合環路的一部分連接。
圖19是表示振蕩電路的第5變形例的結構的電路圖。圖中所示的振蕩電路10C，是將由電晶體形成的跟隨電路50插入到圖13所示的振蕩電路10A的前級的移相電路110C的更前級的振蕩電路。
該跟隨電路50由漏極與正電源Vdd連接、源極通過電阻53與負電源Vss連接的FET52構成。跟隨電路50除了利用圖19所示的源極跟隨電路形成外，也可以利用發射極跟隨電路形成。
這樣，如果將由電晶體形成的跟隨電路與前級的移相電路110C等的更前級縱向連接，就可以彌補由前級的移相電路110C等的輸入阻抗引起的損失，與圖13等所示的振蕩電路10A等相比，可以增大反饋電阻170和輸入電阻22的電阻值。特別是，將振蕩電路10C等在半導體基板上集成化時，為了減小反饋電阻170等的電阻值，必須增大元件的佔有面積，所以，最好連接跟隨電路將反饋電阻170等的電阻值增大某種程度。
在圖19所示的振蕩電路10C中，根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變分壓電路160的分壓比，但是，也可以根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變移相電路110C內的分壓電路的分壓比和移相電路130C內的分壓電路的分壓比中的至少1個。
另外，在圖19所示的振蕩電路10C中，將輸入電路14與前級的移相電路110C的前級連接，注入輸入信號，但是，輸入信號的注入位置不限於前級的移相電路110C的前級一側，也可以將輸入電路14連接在例如移相電路110C和移相電路130C之間而注入輸入信號。這時，最好將圖19所示的跟隨電路50連接在輸入電路14的次級的移相電路和輸入電路14之間。
(振蕩電路的第6變形例)在圖13所示的振蕩電路10A中，將2個移相電路110C和130C組合的移相量設定為360°，但是，也可以將不移相的非反相電路與縱向連接的移相電路110C和130C連接，構成振蕩電路。
圖20是表示將非反相電路150與2個移相電路的前級連接的振蕩電路10D的結構的電路圖。圖中所示的振蕩電路10D內部的移相電路310C、330C，除了分壓電路未與運算放大器112或132的輸出端子連接外，具有和圖13所示的各移相電路110C、130C相同的結構，傳遞函數和移相量也和移相電路110C、130C相同。但是，在(5)式中，a1=1、在(6)式中，a2=1。
非反相電路150由非反相輸入端子輸入交流信號、反相輸入端子通過電阻154接地的運算放大器152和連接該運算放大器152的反相輸入端子與輸出端子之間的電阻156構成。非反相電路150具有由2個電阻154、156的電阻比所決定的增益。
2個移相電路310C、330C的增益都為1。因此，在圖20所示的振蕩電路10D中，通過將上述非反相電路150的增益設定為大於1的值，取代在各移相電路中獲取增益，使包含2個移相電路310C、330C而形成的閉合環路的環路增益大於1，進行指定的振蕩。
在圖20所示的振蕩電路10D中，根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變分壓電路160的分壓比，但是，也可以根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變非反相電路150的增益。
(振蕩電路的第7變形例)上述振蕩電路10A、10B、10C、10D以2個移相電路的移相量之和為360°的頻率進行指定的振蕩工作，但是，也可以將2個進行基本上相同的工作的移相電路組合構成振蕩電路，以2個移相電路的移相量之和為180°的頻率進行指定的振蕩工作。
圖21是表示振蕩電路的第7變形例的電路圖，連接移相電路310C取代圖20所示的後級的移相電路330C，連接反相電路180取代非反相電路150。
反相電路180由輸入的交流信號通過電阻184輸入到反相輸入端子同時非反相輸入端子接地的運算放大器182和連接在該運算放大器182的反相輸入端子和輸出端子之間的電阻186構成。交流信號通過電阻184輸入到運算放大器182的反相輸入端子上時，就從運算放大器182的輸出端子輸出相位反相的反相信號，該反相信號輸入前級的移相電路310C。另外，該反相電路180具有由2個電阻184、186的電阻比決定的指定的增益，通過將電阻186的電阻值設定得大於電阻184的電阻值，可以獲得大於1的增益。
在指定的頻率，通過2個移相電路310C，相位移相180°，而且由於相位由反相電路180進行反相，所以，總體上相位循環一周，移相量為360°，維持指定的振蕩。
(振蕩電路的第8變形例)圖21所示的振蕩電路10E表示將2個移相電路310C縱向連接的例子，但是，如圖22所示的那樣將2個移相電路330C縱向連接時，也可以進行振蕩工作。
在圖22所示的振蕩電路10F中，在指定的頻率，相位由2個移相電路330C移相180°，而且相位由反相電路180進行反相，所以，總體上相位循環一周，移相量為360°，維持指定的振蕩。
然而，圖20～圖22所示的振蕩電路10D、10E、10F都是包含CR電路來構成2個移相電路，但是，也可以包含LR電路來構成。例如，在圖20所示的振蕩電路10D中，可以將前級的移相電路310C置換為從圖14所示的移相電路110L中省略了分壓電路的移相電路，或者將後級的移相電路330C置換為從圖15所示的移相電路130L中省略了分壓電路的移相電路。
在圖21、圖22所示的振蕩電路10E、10F中，根據從圖3所示的AGC電路16輸出的控制電壓改變分壓電路160的分壓比，但是，也可以根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變反相電路180的增益。這時，可以省略移相電路130C的後級的分壓電路160，將移相電路130C的輸出直接反饋到前級一側。或者，使分壓電路160內的電阻162的電阻值成為極小的值，從而將分壓比設定為1。
另外，圖20～圖22所示的振蕩電路10D、10E、10F將輸入電路14與前級的移相電路的前級一側連接，注入輸入信號，但是，輸入信號的注入位置不限於前級的移相電路的前級一側，也可以例如將輸入電路14連接在兩移相電路之間來注入輸入信號。
圖20～圖22所示的非反相電路150及反相電路180的連接位置不限於前級的移相電路的前級一側，也可以連接在各移相電路之間或與後級的移相電路的後級一側連接。
(振蕩電路的第9變形例)上述振蕩電路的第1～第8變形例，都在移相電路的內部包含運算放大器，但是，也可以使用電晶體構成移相電路，取代運算放大器。
圖23所示的振蕩電路10G，由分別使輸入的交流信號的相位移相指定量而在指定的頻率總計進行360°的移相的2個移相電路410C和430C、不改變移相電路430C的輸出信號的相位而以指定的放大率進行放大並輸出的非反相電路450、設置在非反相電路450的後級的由電阻162和164構成的分壓電路160和反饋電阻170構成。
圖23所示的前級的移相電路410C，利用FET412生成與輸入信號同相和反相的信號，並將這2個信號通過電容414或電阻416合成後作為輸出信號。
設由電容414和電阻416構成的CR電路的時間常數為T1，該移相電路410C的傳遞函數可以直接應用(5)式所示的K1(其中，a1＜1)，移相量也和圖13所示的移相電路110C的移相量相同。
另一方面，圖23所示的後級的移相電路430C利用FET432生成與輸入信號同相和反相的信號，並將這2個信號通過電阻436或電容434合成後作為輸出信號。
設由電容434和電阻436構成的CR電路的時間常數為T2，該移相電路430C的傳遞函數可以直接應用(6)式所示的K2(其中，a2＜1)，移相量也和圖13所示的移相電路130C的移相量相同。
另外，圖23所示的非反相電路450由分別在漏極與正電源之間連接電阻454、在源極與地之間連接電阻456的FET452、基極與FET452的漏極連接、集電極通過電阻460與FET452的源極連接的電晶體458和用於將適當的偏置電壓加到FET452上的電阻462構成。
交流信號輸入到柵極上時，FET452就從漏極輸出反相的信號。另外，該反相的信號輸入到基極上時，電晶體458就從集電極輸出進而以使相位反相的信號即輸入到FET452的柵極上的信號的相位為基準的同相的信號，該信號從非反相電路450輸出。
通過2個移相電路410C、430C在指定的頻率移相量之和為360°，這時，通過調整非反相電路450的增益，使環路增益大於1，維持指定的振蕩工作。
分壓電路160與非反相電路450的後級連接，通過根據從AGC電路16輸出的控制電壓調整與電阻164並聯連接的可變電阻166的電阻值，進行振幅控制，但是，也可以通過改變非反相電路450內的電阻460等的電阻值來調整非反相電路450的增益。
另外，在圖23所示的振蕩電路10G中，將輸入電路14與前級的移相電路410C的前級一側連接，注入輸入信號，但是，輸入信號的注入位置不限於前級的移相電路410C的前級一側，也可以例如將輸入電路14連接在移相電路410C和移相電路430C之間來注入輸入信號。
(振蕩電路的第10變形例)圖23所示的振蕩電路10G在各移相電路410C、430C的內部包含CR電路，但是，也可以使用包含由電阻和電感構成的LR電路取代CR電路構成振蕩電路。
圖24是表示包含LR電路的移相電路的結構的電路圖，示出了可以與圖23所示的振蕩電路10G的前級的移相電路410C置換的結構圖中所示的移相電路410L具有將由圖23所示的前級的移相電路410C內的電容414和電阻416構成的CR電路置換為由電阻416和電感417構成的LR電路的結構，電阻418和電阻420的電阻值設定為相同的值。插入電感417和FET412的漏極之間的電容419是阻隔直流用的。
圖25是表示包含LR電路的移相電路的其他結構的電路圖，示出了可以與圖23所示的振蕩電路10G的後級的移相電路430C置換的結構。圖中所示的移相電路430L具有將由圖23所示的後級的移相電路430C內的電容434和電阻436構成的CR電路置換為由電阻436和電感437構成的LR電路的結構，電阻438和電阻440的電阻值設定為相同的值。插入電阻436和FET432的漏極之間的電容439是阻隔直流用的。
這樣，便可將圖23所示的2個移相電路410C和430C中的某一方或兩者置換為圖24、圖25所示的移相電路410L、430L。
(振蕩電路的第11變形例)在圖23中，將移相方向不同的2個移相電路410C、430C縱向連接，但是，也可以通過將2個移相電路410C或2個移相電路430C縱向連接而進行振蕩工作。
圖26是將移相電路410C縱向連接2級的振蕩電路10H的電路圖，示出了第11變形例。另外，圖27是將移相電路430C縱向連接2級的振蕩電路10J的電路圖。
包含在振蕩電路10H、10J中的反相電路480，由分別將電阻484連接在漏極與正電源之間、將電阻486連接在源極與地之間的FET482和將指定的偏置電壓加到FET482的柵極上的電阻488構成。另外，反相電路480具有由2個電阻484、486的電阻比決定的指定的增益。
通過2個移相電路410C或2個移相電路430C總體上在指定的頻率移相量之和為180°，這時，通過調整反相電路480的增益，使環路增益大於1，維持指定的振蕩工作。
然而，圖23、圖26、圖27所示的振蕩電路10G、10H、10J由2個移相電路和非反相電路或2個移相電路和反相電路構成，通過所連接的3個電路使在指定的頻率總移相量為360°，進行指定的振蕩工作。因此，如果只著眼於移相量，按什麼樣的順序連接3個電路，都有某種程度的自由度，可以根據需要決定連接順序。
另外，上述振蕩電路10H、10J示出了在移相電路內部包含CR電路的例子，但是，也可以將內部包含LR電路的移相電路縱向連接而構成振蕩電路。
在圖26、圖27所示的振蕩電路10H、10J中，根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變分壓電路160的分壓比，但是，也可以根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變反相電路480內的電阻等的電阻值來調整反相電路480的增益。
另外，在振蕩電路10H、10J中，將輸入電路14與前級的移相電路的前級一側連接，注入輸入信號，但是，輸入信號的注入位置，不限於前級的移相電路的前級一側，也可以例如將輸入電路14連接在前級的移相電路和後級的移相電路之間來注入輸入信號。
(振蕩電路的第12變形例)
圖28是表示振蕩電路的第12變形例的電路圖。圖中所示的振蕩電路10K由不改變輸入的交流信號的相位而輸出的非反相電路550、分別通過使輸入信號的相位移位指定量在指定的頻率共計進行360°的移相的2個移相電路510C和530C、由設置在後級的移相電路530C的更後級的電阻162和164構成的分壓電路160以及反饋電阻170構成。
非反相電路550起緩衝電路的功能，也可以省略該非反相電路550而構成振蕩電路。
圖28所示的前級的移相電路510C，由以指定的放大率放大2輸入的差分電壓並輸出的差動放大器512、使輸入移相電路510C的信號的相位移相指定量並輸入到差動放大器512的非反相輸入端子上的電容514和電阻516(由該電容514、電阻516構成第2串聯電路)、不改變輸入信號的相位而將其電壓電平分壓為約1/2並輸入到差動放大器512的反相輸入端子上的電阻518和520(由這2個電阻518、520構成第1串聯電路)構成。
設由電容514和電阻516構成的CR電路的時間常數為T1，該移相電路510C的傳遞函數可以直接應用上述(5)式所示的K1，移相量也和圖13所示的移相電路110C等的移相量相同。
另一方面，圖28所示的後級的移相電路530C，由以指定的放大率放大2輸入的差分電壓並輸出的差動放大器532、使輸入移相電路530C的信號的相位移相指定量並輸入到差動放大器532的非反相輸入端子上的電阻536和電容534(由該電阻536、電容534構成第2串聯電路)、不改變輸入信號的相位而將其電壓電平分壓為約1/2並輸入到差動放大器532的反相輸入端子上的電阻538和540(由這2個電阻538、540構成第1串聯電路)構成。
設由電阻536和電容534構成的CR電路的時間常數為T2，該移相電路530C的傳遞函數可以直接應用上述(6)式所示的K2，移相量也和圖13所示的移相電路130C等的移相量相同。
通過移相電路510C、530C而在指定的頻率移相量之和為360°，這時，通過調整移相電路510C、530C中的至少一方的增益，使環路增益大於1，維持指定的振蕩工作。
在圖28所示的振蕩電路10K中，根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變分壓電路160的分壓比，但是，也可以根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變差動放大器512、532和非反相電路550中的至少1個的放大率。
另外，在圖28所示的振蕩電路10K中，將輸入電路14與前級的移相電路510C的前級一側連接，注入輸入信號，但是，輸入信號的注入位置不限於前級的移相電路510C的前級一側，也可以例如將輸入電路14連接在移相電路510C和移相電路530C之間來注入輸入信號。
(振蕩電路的第13變形例)圖28所示的振蕩電路10K，包含CR電路而構成各移相電路510C、530C，但是，也可以使用將CR電路置換為由電阻和電感構成的LR電路構成振蕩電路。
圖29是表示包含LR電路的移相電路的其他結構的電路圖。圖中所示的移相電路510L具有將由圖28所示的移相電路510C內的電容514和電阻516構成的CR電路置換為由電阻516和電感517構成的LR電路的結構。
圖30是表示包含LR電路的移相電路的其他結構的電路圖。圖中所示的移相電路530L具有將由圖28所示的移相電路530C內的電阻536和電容534構成的CR電路置換為由電感537和電阻536構成的LR電路的結構。
這樣，便可將圖28所示的2個移相電路510C和530C中的某一方或兩者置換為圖29、圖30所示的移相電路510L、530L。
(振蕩電路的第14變形例)在圖28中，將移相方向不同的2個移相電路510C、530C縱向連接，但是，也可以通過將2個移相電路510C或2個移相電路530C縱向連接而進行振蕩工作。
圖31是將移相電路510C縱向連接2級而構成的振蕩電路10L的電路圖，示出了第14變形例。另外，圖32是使用2個移相電路530C構成的振蕩電路10M的電路圖。
通過2個移相電路510C或530C而在指定的頻率移相量之和為180°，這時，通過調整2個移相電路510C、530C、反相電路580中的至少1個的增益，使環路增益大於1，維持指定的振蕩工作。
然而，圖23、圖26、圖27所示的振蕩電路10G、10H、10J由2個移相電路和非反相電路或2個移相電路和反相電路構成，通過利用所連接的3個電路在指定的頻率使總移相量為360°，進行指定的振蕩工作。因此，如果只著眼於移相量，按什麼樣的順序連接3個電路，都有某種程度的自由度，可以根據需要決定連接順序。
在圖31、圖32所示的振蕩電路10L、10M中，根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變分壓電路160的分壓比，但是，也可以根據從AGC電路16輸出的控制電壓改變差動放大器512、532和反相電路580中的至少1個的放大率。
另外，在圖31、圖32所示的振蕩電路10L、10M中，將輸入電路14與前級的移相電路的前級一側連接，注入輸入信號，但是，輸入信號的注入位置不限於前級的移相電路的前級一側，也可以例如將輸入電路14連接在後級的移相電路和後級的移相電路之間來注入輸入信號。
圖28、圖31、圖32所示的振蕩電路10K、10L、10M將內部包含CR電路的移相電路縱向連接，但是，至少1個移相電路可以在內部包含LR電路而構成。
(其他變形例)在圖2所示的PLL結構的調諧放大器1中使用圖13以後說明的各種振蕩電路時，可以將例如包含在移相電路110C等的內部的電阻116置換為可變電阻，根據圖2所示的低通濾波器5的輸出改變該可變電阻的電阻值。具體而言，就是利用FET的溝道電阻形成可變電阻，根據圖2所示的低通濾波器5的輸出控制該FET的柵極電壓。或者，也可以使電阻116保持為固定電阻、而將後級的移相電路130C等的內部的電阻136等置換為利用FET形成的可變電阻。
或者，也可以在前級和後級的移相電路內部分別設置可變電阻。這時，用於使雙方的移相電路的各移相量同時可變，所以，具有可以將總體的振蕩頻率的變化量即振蕩頻率的可變範圍設定大的優點。
另外，也可以使電阻116和電阻136的電阻值保持固定而通過改變電容114等的電容量來改變總體的振蕩頻率。例如，通過將2個移相電路中的至少一方包含的電容114等置換為可變電容元件，使該電容量可變，便可改變各移相電路的移相量，從而可以矽振蕩頻率。此外，具體而言，可以利用加在陽極、陰極間的反向偏置電壓可變的變容二極體或可以由柵極電壓改變柵極電容量的FET形成上述可變電容元件。為了使加到上述可變電容元件的反向偏置電壓可變，可以將該可變電容元件與隔直流用的電容串聯連接。
構成圖13以後所示的各種振蕩電路的2個移相電路的連接順序可以左右顛倒。
另外，圖13～圖22所示的各種振蕩電路通過使用應用了運算放大器的移相電路110C等，實現高的穩定度。但是，採用本實施例的移相電路110C等的使用方法時，由於禁止電壓及電壓增益越高越不要求太高的性能，所以，也可以使用具有指定的放大率的差動放大器取代各移相電路內的運算放大器。
圖33是在運算放大器的結構中抽出移相電路的工作所需要的成分的電路圖，全體作為具有指定的放大率的差動放大器而工作。圖中所示的差動放大器由利用FET構成的差動輸入級100、向該差動輸入級100供給恆定電流的恆流電路102、向恆流電路102供給指定的偏置電壓的偏置電路104和與差動輸入級100連接的輸出放大器106構成。如圖所示，可以省略在實際的運算放大器中包含的由於獲得電壓增益的多級放大電路，使差動放大器的結構簡化，從而可以實現寬頻帶化。這樣，通過簡化電路，可以提高工作頻率的上限，所以，可以提高使用該差動放大器構成的振蕩電路10A等的振蕩頻率的上限。
本發明不限於上述實施例，在本發明要旨的範圍內，可以進行各種變形實施。
例如，在圖2所示的PLL結構的說明中，假定調諧放大器1內的振蕩電路10的振蕩頻率可以根據控制電壓而改變，但是，使用振蕩頻率可以根據控制電流而改變的振蕩電路時，可以將控制電壓變換為控制電流。
另外，作為移相型的振蕩電路的具體例子，除了圖3所示的電路外，還有雙T型CR振蕩電路、向橋T有源BPL加正反饋的振蕩電路和維恩橋振蕩電路等。
產業上利用的可能性如上所述，按照本發明，在使振蕩電路進行振蕩的狀態下輸入信號時，振蕩輸出被牽引到輸入的信號的頻率上進行指定的振蕩工作。特別是，由於利用增益控制電路調整輸出振幅，所以，即使使振蕩電路的振蕩頻率可變從而改變振蕩頻率時，增益也不會發生變化。另外，通過調整增益控制電路的響應速度，作為輸入的交流信號，可以對AM調製的信號及FM調製的信號等的各種信號進行振蕩工作。另外，在進行振蕩工作的同時，可以進行信號振幅的放大。
另外，通過將上述振蕩電路作為電壓控制型振蕩電路採用PLL結構，可以很容易地使振蕩頻率穩定。特別是，上述振蕩電路在沒有輸入信號時進行指定的振蕩工作，所以，不論有無輸入信號，都可以進行PLL控制。
權利要求
1．一種調諧放大器，其特徵在於具有將輸出向輸入端反饋形成閉合環路並在指定頻率進行振蕩的振蕩電路、控制振蕩電路的輸出振幅的增益控制電路和向振蕩電路的閉合環路的一部分輸入信號的輸入電路，從由上述輸入電路輸入的信號中抽出上述振蕩電路的振蕩頻率附近的頻率成分而進行振蕩工作。
2．權利要求1所述的調諧放大器，其特徵在於上述振蕩電路是根據控制電壓設定振蕩頻率的電壓控制型振蕩電路，通過採用包含上述電壓控制型振蕩電路的PLL結構，使調諧頻率穩定。
3．權利要求1所述的調諧放大器，其特徵在於上述振蕩電路通過將至少一方具有頻率選擇特性的放大電路和反饋電路連接成環狀而形成，上述振蕩電路在根據上述頻率選擇特性而設定的指定頻率進行振蕩工作。
4．權利要求3所述的調諧放大器，其特徵在於上述反饋電路在由上述輸入電路輸入的信號的頻率為指定頻率時使該信號的相位移相180°，上述放大電路將從上述反饋電路輸出的信號反相放大並輸出。
5．權利要求4所述的調諧放大器，其特徵在於上述反饋電路通過將包含電容或電感的電抗元件和電阻的低通濾波器縱向連接多級而構成。
6．權利要求4所述的調諧放大器，其特徵在於上述反饋電路通過將包含電容或電感的電抗元件和電阻的高通濾波器縱向連接多級而構成。
7．權利要求3所述的調諧放大器，其特徵在於上述放大電路包含CMOS反相器而構成。
8．權利要求7所述的調諧放大器，其特徵在於上述放大電路具有與上述反相電路的輸入端子串聯連接的第1電阻和連接在上述反相器的輸入輸出端子間的第2電阻，可以根據上述增益控制電路的輸出改變上述第1和第2電阻的電阻比。
9．權利要求1所述的調諧放大器，其特徵在於上述振蕩電路將包含輸出反饋到輸入一側的差動放大器的2個移相電路連接成環狀而構成，上述2個移相電路中的任意1個的輸出作為振蕩信號而輸出。
10．權利要求9所述的調諧放大器，其特徵在於上述縱向連接的2個移相電路中的至少一方包括第1電阻的一端與反相輸入端子連接並通過上述第1電阻輸入交流信號的差動放大器、連接在上述差動放大器的反相輸入端子和輸出端子之間的第2電阻和由電容或電感的感抗元件和第3電阻構成的與上述第1電阻的另一端連接的串聯電路，上述第3電阻和上述感抗元件的連接部與上述差動放大器的非反相輸入端子連接。
11．權利要求9所述的調諧放大器，其特徵在於上述縱向連接的2個移相電路中的至少一方包括第1電阻的一端與反相輸入端子連接並通過上述第1電阻輸入交流信號的差動放大器、與上述差動放大器的輸出端子連接的第1分壓電路、連接在上述第1分壓電路的輸出端和上述差動放大器的反相輸入端子之間的第2電阻和由電容或電感的感抗元件和第3電阻構成的與上述第1電阻的另一端連接的串聯電路，上述第3電阻和上述感抗元件的連接部與上述差動放大器的非反相輸入端子連接。
12．權利要求9所述的調諧放大器，其特徵在於上述縱向連接的2個移相電路中的至少一方包括第1電阻的一端與反相輸入端子連接並通過上述第1電阻輸入交流信號的差動放大器、連接在上述差動放大器的反相輸入端子和輸出端子之間的第2電阻、一端與上述差動放大器的反相輸入端子連接另一端接地的第3電阻和由電容或電感的感抗元件和第4電阻構成的與上述第1電阻的另一端連接的串聯電路，上述第4電阻和上述感抗元件的連接部與上述差動放大器的非反相輸入端子連接。
13．權利要求9所述的調諧放大器，其特徵在於上述振蕩電路具有不改變輸入的交流信號的相位而輸出的非反相電路，上述非反相電路插入到由縱向連接的2個移相電路形成的閉合迴路的一部分，上述振蕩電路以通過上述縱向連接的2個移相電路而移相量之和為360°的頻率附近的頻率進行振蕩工作。
14．權利要求9所述的調諧放大器，其特徵在於上述振蕩電路具有使輸入的交流信號的相位反相而輸出的反相電路，上述反相電路插入到由縱向連接的2個移相電路形成的閉合迴路的一部分，上述振蕩電路以通過上述縱向連接的2個移相電路而移相量之和為180°的頻率附近的頻率進行振蕩工作。
15．權利要求9所述的調諧放大器，其特徵在於由電晶體形成的跟隨電路插入到與上述輸入電路的次級連接的上述移相電路和上述輸入電路之間。
16．權利要求9所述的調諧放大器，其特徵在於第2分壓電路插入到由縱向連接的2個上述移相電路形成的閉合迴路的一部分，上述振蕩電路將輸入到上述第2分壓電路的交流信號作為振蕩信號而輸出。
17．權利要求1所述的調諧放大器，其特徵在於上述振蕩電路具有分別包含由電容或電感的電抗元件和電阻構成的串聯電路的2個移相電路和不改變輸入的交流信號的相位而放大並輸出的非反相電路，上述2個移相電路和上述非反相電路連接成環狀，上述2個移相電路中的至少一方包括將輸入的交流信號變換為同相和反相的交流信號並輸出的變換單元和使由該變換單元變換的1個交流信號通過上述串聯電路的一端、使另一個交流信號通過上述串聯電路的另一端而合成的合成單元。
18．權利要求17所述的調諧放大器，其特徵在於上述振蕩電路以通過上述縱向連接的2個移相電路而移相量之和為360°的頻率附近的頻率進行振蕩工作。
19．權利要求17所述的調諧放大器，其特徵在於分壓電路插入到由上述縱向連接的2個移相電路和上述非反相電路形成的閉合迴路的一部分，上述振蕩電路將輸入到上述分壓電路的交流信號作為振蕩信號而輸出。
20．權利要求19所述的調諧放大器，其特徵在於根據上述增益控制電路的輸出調整上述分壓電路的分壓比，用以使上述振蕩電路的輸出振幅基本上保持一定。
21．權利要求17所述的調諧放大器，其特徵在於根據上述增益控制電路的輸出調整上述非反相電路的增益，用以使上述振蕩電路的輸出振幅基本上保持一定。
22．權利要求1所述的調諧放大器，其特徵在於上述振蕩電路具有分別包含由電容或電感的電抗元件和電阻構成的串聯電路的2個移相電路和將輸入的交流信號的相位反相放大並輸出的反相電路，上述2個移相電路和上述反相電路連接成環狀，上述2個移相電路中的至少一方包括將輸入的交流信號變換為同相和反相的交流信號並輸出的變換單元和使由該變換單元變換的一個交流信號通過上述串聯電路的一端、使另一個交流信號通過上述串聯電路的另一端進行合成的合成單元。
23．權利要求22所述的調諧放大器，其特徵在於上述振蕩電路以通過上述縱向連接的2個移相電路而移相量總計為180°的頻率附近的頻率進行振蕩工作。
24．權利要求22所述的調諧放大器，其特徵在於分壓電路插入到由上述縱向連接的2個移相電路和上述反相電路形成的閉合環路的一部分，上述振蕩電路將輸入上述分壓電路的交流信號作為振蕩信號而輸出。
25．權利要求24所述的調諧放大器，其特徵在於根據上述增益控制電路的輸出調整上述分壓電路的分壓比，用以使上述振蕩電路的輸出振幅基本上保持一定。
26．權利要求22所述的調諧放大器，其特徵在於根據上述增益控制電路的輸出調整上述反相電路的增益，用以使上述振蕩電路的輸出振幅基本上保持一定。
27．權利要求9所述的調諧放大器，其特徵在於包含在上述振蕩電路中的上述2個移相電路中的至少一方包含由電阻值基本上相等的第1和第2電阻構成的第1串聯電路、由電容或電感的電抗元件和第3電阻構成的第2串聯電路和以指定的放大率放大並輸出構成上述第1串聯電路的上述第1和第2電阻的連接點的電位與構成上述第2串聯電路的上述電抗元件和上述第3電阻的連接點的電位之差的差動放大器，交流信號分別輸入到上述第1和第2串聯電路的一端。
28．權利要求27所述的調諧放大器，其特徵在於上述振蕩電路具有不改變輸入的交流信號的相位而輸出的非反相電路，上述非反相電路插入到由上述縱向連接的2個移相電路形成的閉合迴路的一部分，上述振蕩電路以通過上述縱向連接的2個移相電路而移相量之和為360°的頻率附近的頻率進行振蕩工作。
29．權利要求27所述的調諧放大器，其特徵在於上述振蕩電路具有使輸入的交流信號的相位反相而輸出的反相電路，上述反相電路插入到由上述縱向連接的2個移相電路形成的閉合迴路的一部分，上述振蕩電路以通過上述縱向連接的2個移相電路而移相量之和為180°的頻率附近的頻率進行振蕩工作。
30．權利要求27所述的調諧放大器，其特徵在於分壓電路插入到由縱向連接的2個上述移相電路形成的閉合迴路的一部分，上述振蕩電路將輸入到上述分壓電路的交流信號作為振蕩信號而輸出。
31．權利要求30所述的調諧放大器，其特徵在於根據上述增益控制電路的輸出調整上述分壓電路的分壓比，用以使上述振蕩電路的輸出振幅基本上保持一定。
32．權利要求27所述的調諧放大器，其特徵在於根據上述增益控制電路的輸出調整上述差動放大器的增益，用以使上述振蕩電路的輸出振幅基本上保持一定。
33．權利要求28所述的調諧放大器，其特徵在於根據上述增益控制電路的輸出調整上述非反相電路的增益，用以使上述振蕩電路的輸出振幅基本上保持一定。
34．權利要求29所述的調諧放大器，其特徵在於根據上述增益控制電路的輸出調整上述反相電路的增益，用以使上述振蕩電路的輸出振幅基本上保持一定。
全文摘要
調諧放大器1由包含放大電路11和反饋電路12的振蕩電路10、向該振蕩電路10輸入信號的輸入電路14和控制振蕩電路10的輸出振幅的自動增益控制(AGC)電路16構成。在使振蕩電路10振蕩的狀態下,通過輸入電路14輸入信號,便可進行只使該振蕩頻率附近的信號通過的調諧工作。
文檔編號H03F3/193GK1213465SQ97193007
公開日1999年4月7日 申請日期1997年3月11日 優先權日1996年3月12日
發明者中西努, 岡本明 申請人:株式會社T.I.F.