用於在多個用戶站和一個基站之間的數位訊號無線傳輸的系統的製作方法
2023-05-14 17:28:46
專利名稱：用於在多個用戶站和一個基站之間的數位訊號無線傳輸的系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及一個按照權利要求1前序部分所述的系統在多個無線傳輸系統中，特別在現代移動通信系統中，由於有限的頻率儲存，因此必須儘可能有效地利用所分配的頻帶。此外，必須如此規劃無線傳輸系統，特別是移動形式，即相互的幹擾是如此微小，以致這些系統可以同時運行。特別是在移動通信系統中存在二個另外的較大的困難，即一個是多址通信(MA=Multiple Access)的問題，該問題是由於同時傳輸多個信號產生的，其中這些信號分別被分配給有效的、並且使用相同的高頻載波的用戶，另一個是均衡問題，該問題是根據無線信道的頻率選擇產生的。碼分多址方式，也稱為CDMA(Code Division Multiple Access)，是一個已知的並且有利的多址通信問題的解決方式。在CDMA無線系統中多個用戶在一個公共的高頻頻帶內通過一個時間可變的和頻率選擇的無線信道發射他們的用戶信號。可是在同時產生的信號之間可能出現時間可變的相互幹擾，其稱作多址通信幹擾(MAI,Multiple AccessInterference),並且可能通過適合的信號分離技術減少該幹擾。此外，在CDMA無線系統中，也可能出現在由特殊用戶連續傳輸的數據標識之間的時間可變的標識間幹擾(ISI,Intersymbol Interference)。可以通過單個用戶探測對在接收器中產生的組合信號求值，或者有益地通過用於多個用戶探測的算法分離該組合信號。因為可以放棄用於功率調製和用於軟轉交(Soft Handover)的複雜方法，這個分離鑑於CDMA系統的實現特別是在陸上的移動通信中是有益的。此外，分集接收(Diversity)，例如通過使用多個接收天線(Antennendiversity)，是有益的，因為以這樣的方式可以改善傳輸質量。具有直接代碼擴展(DS,Direct Sequence)、分集接收、和多個用戶探測的CDMA系統是已知的。用於多個用戶探測的一個有益的並且在DS-CDMA系統中成功使用的方法是所謂的JD(JiontDetection=Gemeinsame Detektion)方法，該方法例如在由P.Jung、B.Steiner所著的文章「用於第三代移動通信的具有公共探測的CDMA移動無線系統的提綱」第一和第二部「電信，電子學，SCIENCE,Berlin 45(1995)1、10至14頁和2、24至27頁中描述。如此的CDMA系統的主要優點是使用頻率分集和幹擾分集。DS-CDMA系統的缺點是對頻率資源的劃分和分配有較小的影響。CDMA系統與多個載頻方法(MC,Multicarrier)的結合消除了這個缺點。
在正交的頻分復用技術(OFDM,Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)中多載波傳輸方法有其根源。在OFDM中，分配給一個特別用戶k的載波帶寬Bu被劃分為具有相同帶寬Bs的QT個毗鄰存在的子載波。因此得出BU=Qr·Bs.
(1)為了能夠疊加對數據標記周期Ts是正交的子載波，選擇帶寬Bs等於1/Ts，正交的子載波使簡單構造的接收機的使用變得簡單。下面，以此為出發點，即k個用戶在期間Tbu傳輸N個下底為m的複數數據標識dn(k),n=1…N。該複數數據標識dn(k),n=1…N由複數組v={V1,V2...Vm},vμ∈C,μ=1...m,m∈IN(2)得出。該傳輸是通過具有在等式(1)中給出的帶寬Bu的高頻載波進行的。在OFDM中QT=N(3)。此外，分配給每個數據標識dn(k)一個特別的子載波。因此在前面已提到的期間Tbu內同時傳輸所有數據標識dn(k)。因此標識周期Ts在OFDM中等於該期間Tbu。
MC-CDMA信號的能量在頻譜方面很好地限制在具有帶寬Bu的所分配的高頻載波內，這歸因於與OFDM的相似關係。因此，鄰信道幹擾是非常小的。考慮到系統共存，這種事態是有益的。此外MC-CDMA信號的頻譜在頻帶Bu內是相當純的，關於平衡和探測這是有益的。由每個子載波獲得的衰落現象是儘可能地頻率無選擇的，因為每個子載波Bs的帶寬一般比一個移動無線信道的相干帶寬Bc窄。與子載波的正交性相結合的頻率無選擇性在MC-CDMA中允許使用簡單的次佳探測器。
因為在OFDM中分配給一個數據標識dn(k)一個唯一的子載波，所以OFDM有一個低的頻率分集能力。與此相反，在MC-CDMA中通過Q個子載波同時傳輸數據標識dn(k),1＜Q≤QT,這使完美的頻率分集的利用成為可能。如果在分配給特殊的數據標識dn(k)的Q個子載波之間插入頻率間隔，能夠輕鬆建立頻率分集特性，這附加地提高了系統的靈活性。例如，分配給其它數據標識dn′(k),n′≠n,的子載波允許被分配在前面已提到的Q個子載波之間的頻率間隔中。下面不再考慮頻率分集技術。而是假設，所有的分配給特殊的數據標識dn(k)的Q個子載波是相鄰的，如果採取預防措施，Q·Bs超過相干帶寬Bc，這仍然允許使用頻率分集。對於幹擾的分集MC-CDMA是有益的，因為K＞1個用戶同時有效使用相同的Q個子載波。幹擾分集是獲得一個高的頻譜效率η的主要特徵。
具有多載波(MC)的CDMA系統的迄今的系統方案不適合於在移動無線電中普遍使用。具有多載波方法(MC)的CDMA系統的結構迄今僅存在於具有低的時間變化和可以忽略的標識間幹擾的環境。用於多用戶探測的算法迄今僅被建議並且被檢驗用於下行線路(從基站到用戶站)。對於很少考慮的，因為其是複雜的上行線路(從用戶站到基站)來說，迄今僅建議並且檢驗了常規的單用戶探測。分集接收，例如相干的接收天線分集(CRAD=coherent receiver antenna diversity)，在如此的具有多載波方法的CDMA系統中迄今還沒有檢驗。
在MC-CDMA中，高頻頻帶Bu上全部存在的子載波的數目QT與分配給特別的數據標識dn(k)的子載波的數目Q之間的關係式為QT=Q·Ns(4)。在等式(4)中，Ns表示由一個用戶k同時傳輸的數據標識dn(k)的數目。因此數據標識的周期為Ts=TbuNNs------(5)]]>。對於給出的Bu和Tbu,MC-CDMA系統方案依賴於Q和Ns的選擇。
Q和Ns的不同選擇導致具有特殊標記的可能的MC-CDMA方案。在一個已知可能的MC-CDMA方案中，Ns=N，這意味著同時傳輸所有的數據標識dn(k)。此外，在這個已知的方案中，Bs=Bu/(Q·N)和Ts=Tbu是適合的。根據一系列的MC-CDMA的檢驗，通過引入周期Tg＞TM(TM=信道脈衝響應的持續時間)的保護間隔，該已知的方案容易地有利避免了時間可變的標識間幹擾。可是，假如Ts＞＞Tg保護間隔的引入僅在一定程度是可以使用。在移動通信通信環境中，信道脈衝響應的持續時間TM處於幾個微秒到幾十微秒的數量級，這要求Ts100us的時間標識周期。
本發明基於這個任務，即用一個可變的普遍適用於移動通信的具有多載波方法的cDMA系統結構代替固定的具有多載波方法的CDMA系統結構．這個新的系統結構應當允許CDMA(頻率分集，幹擾分集)特有的優點與多載波方法(頻率資源的靈活分配)的優點的結合，並且不僅考慮多址通信幹擾(MAI)而且考慮標識問幹擾(ISI)。應當明確地考慮分集接收。此外，用通過本發明詳細說明的新結構應當使具有DS(Direct Sequence)和具有多載波方法的CDMA系統一致，於是這允許以有利的費用實現靈活的CDMA系統，並且允許在具有DS和具有多載波方法的CDMA系統中信號產生的一致。此外，通過本發明應當提供用於在具有多載波方法和具有分集接收的CDMA系統中應用的多用戶探測的適合的算法。該算法應當不僅應用於上行線路，而且應用於下行線路。
在普通類型的系統中通過在權利要求1的特徵部分說明的特徵解決了該任務。
在按照本發明的CDMA系統中，同時由一個特別用戶k傳輸的數據標識dn(k)的數目總計為1。因此連續傳輸用戶k的所有數據標識dn(k)。根據等式(4)得出QT=Q，並且每個子載波的帶寬Bs比在已知方案中的寬了N倍。在按照本發明的CDMA方法中，數據標識dn(k)等於Tbu/N。然而在連續傳輸的數據標識dn(k)之間的保護間隔不是由於節省的原因採用的。放棄如此的保護間隔雖然引起標識間幹擾(ISI)，可是通過按照本發明的新的系統結構完全一樣地象多址通信幹擾(MAI)一樣考慮標識間幹擾。
正如在等式(4)和(5)的關係中已說明的，Q和Ns的適合的選擇依賴於應用MC-CDMA的環境。例如，各個MC-CDMA系統方案必須處於這種情況，即在快速時間改變的移動通信環境中運行，當接收機和發射機被布置在高速火車，航空器和具有低軌道的衛星中時這種情況出現。相關時間Tk在這樣的移動通信環境中可能處於僅幾百微秒的數量級。然後一個相干的探測要求重複修改的信道估算步驟，該步驟以已經探測的數據標識
為基礎。因此，在等式(5)中的數據標識周期Ts應當比最小的相關時間Tk小的多。特別是Ts應當處於幾微秒或者最多幾十微秒。可是，如果Ts小，那麼Qr和Ns同樣必須是小的。因為已知的MC-CDMA系統方案要求一個相當大的Ts，該方案對於在移動無線通信中的使用是不利的。關於Ts，按照本發明的系統的方案滿足了前面以提到的必要條件。
在從屬權利要求中給出了按照本發明的系統的適當的改進和可能的結構形式以及有利的應用範圍。
下面根據附圖
詳細說明本發明。在此用小寫粗體字母表示矢量，用大寫粗體字母表示矩陣。複數值加下劃線。標識(·)*,(·)T,‖‖和E{·}表示複數共軛，複數轉換，矢量準則的構成或者期望值的構成。
圖指出了具有相干的接收天線分集的一個移動無線通信系統的上行線路的方框圖。通過本發明產生的具有多載波方法(MC)的CDMH系統結構與具有DS(Direct sequence)的CDMA系統的結構相同。在根據圖的方框圖中，K個移動用戶M1…MK在具有帶寬Bu的相同的高頻載波上是同時有效。每個移動用戶M1…MK有一個唯一的發射天線A1…AK。在一個基站JD接收機BS的Ka個接收天線E1…EKa上接收發出的信號。因此，通過具有時間可變的複數脈衝響應h(k,ka)(,t),k=1...k,ka=1...ka,k,kaTN------(6)]]>的K·Ka個不同的無線信道進行K個用戶信號的傳輸。在表達式(6)中，脈衝響應h(k,ka)(τ,t)一方面涉及用戶K與接收天線Eka的通信，另一方面涉及與基站BS的通信。在表達式(6)中τ表示為與根據多路接收傳輸的信號的時間延長有關的、也就是說與失真有關的延遲參數，t表示為與無線信道的時間改變有關的實際時間。
下面說明分配給一個移動用戶k,k=1…K，的MC-CDMA信號的產生。MC-CDMA信號的下面的數學表達式不僅是以後將說明的離散時間的模擬表達的基礎，而且也是同樣以後將說明的具有接收天線分集的特別的多用戶探測(JD=Jiont Detection)的基礎。正如已經闡明的，每個用戶k最後發出有限的數據序列d(k)=(d1(k),d2(k)...dN(k))T,dn(k)V,VC,k=1...K,n=1...N,]]>K,N∈IN(7)每個數據序列dn(k)包括N個具有數據標識周期Ts的以m為下底的複數數據標識dn(k)。該數據標識dn(k)從一個有限的按照表達式(2)的複數組V得出。
在使用帶寬Bs=Bu/Q=1/Ts的QT=Q個子載波的情況下進行傳輸。以q,q=1…Q給Q個子載波編號。每個子載波q有一個唯一的中心頻率fq,q=1…Q，該中心頻率根據fq=q-1Ts,q=1...Q------(8)]]>選擇。根據關係式(8)帶寬1/Ts的第一個子載波有中心頻率f1=0,帶寬1/Ts的第二個子載波有中心頻率f2=1/Ts，帶寬1/Ts的第一個子載波有中心頻率f3=2/Ts，等等。
從關係式(8)中得出，具有帶寬Bu的高頻載波的中心頻率是fc=Q-12Ts0------(9)]]>在等效的低通範圍內，其在下面的計算中是要考慮的，高頻載波的中心頻率fc也不等於零。
通過等式(8)給出的子載波q的中心頻率fq，該子載波通過加權的複數正弦曲線(1/Q1/2)exp{j2πfqt}表明，在數據標識周期Ts內引起一個等於2·π·(q-1)的相位差。在(1/Q1/2)exp{j27πfqt}中的係數(1/Q1/2)需要用於能量標準化。為了允許在帶寬Bu的相同的載波上k個同時傳輸的用戶信號的共存，通過使用特殊使用的符號序列c(k)=(c1(k),c2(k)...c3(k))T,cq(k)Vc,VcC,k=1...K,q=1...Q,]]>K,Q∈IN. (10)通過帶寬Bs=1/Ts的所有Q個子載波展開一個用戶k的每個數據標識dn(k),n=1…N。等式(10)的以
為下底的複數符號元cq(k)稱為晶片。該晶片cq(k)由複數組Vc={Vc,1,Vc,2...Vc,m~},Vc,C,=1...m~,m~IN-----(11)]]>得出。把每個晶片cq(k),q=1…Q分配給一個特別的子載波q。這意味著，晶片c1(k)分配給子載波1，晶片c2(k)分配給子載波2，晶片c3(k)分配給子載波3，等等。與按照關係式(8)的fq一起，通過c(k)(t;c(k))=rect{tTs-12}1Qq=10cq(k)ecp{j2fqt}---(12)]]>的延遲表達式c(k)(t-[n-1]Ts；c(k))給出數據標識dn(k)的展開調製。因此展開調製的基礎是一個脈衝c(k)(t；c(k))。這個脈衝c(k)(t；c(k))的形狀依賴於Q個在關係式(8)中給出的中心頻率fq的選擇和依賴於按照等式(10)的用戶特殊的符號序列c(k)。根據等式(12)，脈衝c(k)(t；c(k))的持續時間是Ts，並且通過疊加複數正弦曲線(1/Q1/2)exp{j2πfqt},q=1…Q，給出該脈衝，其中複數正弦曲線用按照等式(10)的晶片cq(k)加權。因為根據等式(8)選擇這個子載波的中心頻率fq，所以該子載波關於時間周期Ts是正交的。
一個用戶k,k=1…K，發出一個調製的用戶信號，該調製信號在等效的低通範圍內通過d(k)(t)=n=1Ndn(k)c(k)(t-n-1Ts;c(k))----(13)]]>給出。d(k)(t)的產生是通過線性調製實現的，參見等式(13)。因此已調製的用戶信號d(k)(t)是用延遲和加權的在等式(13)中介紹的脈衝答覆c(k)(t；c(k))說明的。在等式(13)中描述的已調製的用戶信號d(k)(t)的產生與在JD-CDMA(Jiont-Detection-CDMA)中用戶信號的產生是相同的。
在等式(13)中說明的已調製信號d(k)(t)的Ka個答覆在基站BS的Ka個接收天線E1…EKa上接收。通過具有符號等式(6)的脈衝響應h(k,ka)(τ,t),k為固定的，ka=1…Ka的無線信道影響Ka個答覆中的每一個。在每個接收天線EKa上同時存在K個接收信號，這些信號來自K個用戶。K個接收信號線性疊加並形成一個信號混合。在一個另外的天線EK』a≠EKa上，K個來自K個用戶的接收信號不同於在接收天線EKa上接收的信號。因此，可以由基站BS處理Ka個不同的信號混合，其各自被分配給一個不同的接收天線。Ka個不同的信號混合的合適處理與在具有一個唯一接收天線的接收機中的實施方法相比使實施方法的改善容易了。該實施方法的改善在一個給出的誤碼率Pb的情況下使信雜比降低。通過Ka個信號混合的處理，基站BS的接收機確定通過等式(7)定義數據標識序列d(k)的估算值d^(k)=(d^1(k),d^2(k)...d^N(k))T,d^n(k)V,VC,k=1...K,n=1...N,]]>K,N∈IN. (14)根據一個離散時間的樣式說明進行按照本發明的系統方案的進一步解釋。
必須在頻帶上限制在Ka個接收天線E1…EKa上存在的Ka個信號混合中的每一個，因此使一個數位訊號處理成為可能。對用於頻帶限制的濾波器的輸出信號以Q/Ts的速率進行取樣，該速率在JD-CDMA中按照晶片速率1/Tc=Q/Ts。
在等式(12)中介紹的線性的MC-CDMA展開調製是通過以速率1/Ts取得的c(k)(t；c(k))的取樣值形成的。通過該取樣產生的取樣值ξq(k),q=1…Q，形成K個矢量ζ(k)=(ζ1(k),ζ2(k)…ζQ(k))T,ζq(k)∈C,k=1…K,q=1…Q,K,Q∈IN.
(15)。與離散傅立葉反變換(IDFT)的矩陣一起D=(D,),D,=1Qexp{j2Q(-1)(-1)},,=1...Q------(16)]]>通過ζ(k)=Dc(k).
(17)給出按照等式(15)的ξ(k)和按照等式(10)的c(k)之間的關係。
矩陣(17)包括Q個列矢量(q)=(1(q),2(q)....Q(q))T,(q)=1Qexp{j2Q(-1)(q-1)},]]>α=1…Q. (18)。因此得出D=(δ(1),δ(2)…δ(Q)).
(19)。從函數(19)和(17)中得出ζ(k)=(c1(k)δ(1)+c2(k)δ(2)+…+cQ(k)δ(Q).
(20)。
在考慮這個事實，即每個晶片cq(k)被分配給一個特別的子載波q，則等式(17)的下面的解釋是簡單的。矩陣D的列δ(q),q=1…Q,表示Q個子載波。矩陣D的行形成在數據標識周期Ts內的Q個時刻，其中在該數據標識周期內獲得取樣值。因此，等式(17)的結果是具有元素ξq(k)的矢量ξ(k)，圖25產生的1次衍射光的光檢測器411。
設置全息圖25時，在光碟反射的光當中全息圖25產生的0次衍射光返回雷射元件61或62，而1次衍射光到達與雷射元件61、62不同的位置。光檢測器411設置於那樣的位置上。
在這裡，如圖42所示，全息圖25的凹凸結構的間距以P(微米)表示，雷射元件61、62及光檢測器411到全息圖25的距離以L(mm)表示，從雷射元件61到光檢測器411的距離以Z1(mm)表示，從雷射元件62到光檢測器411的距離以Z2(mm)表示。1次衍射光要到達光檢測器411，只要上述參數P、L、Z1、Z2滿足下面的表5所示的任一關係即可。
表5
在引入數據矢量d=(d(1)T,d(2)T…d(K)T)T=(d1,d2…dR·N)T,K,∈IN, (25)後，該數據矢量具有dN(k-1)+n=d*fdn(k),k=1...K,n=1...N,K,NIN,-----(26)]]>i=1...N·Q+W-1 (27a)A(ka)=(Aij(ka)),]]>j=1…K·N
後能夠通過e(ka)=(e1(ka),e2(ka)...eNQ+W-1(ka))T=A(ka)d+n(ka)------(28)]]>描述接收的序列。為了更容易理解等式(28)，應當另外詳細說明矩陣A。根據等式(27a)矩陣A有以下的形式
A(ka)=(A(1,kA),A(2,ka)...A(KK,ka)).------(29b)]]>。
矩陣A(ka)包括K組，這些組包括N列。每一組可以被認為一個(N·Q+W-1)×N的分矩陣A(k,ka)。對於個分矩陣A(1,ka)被分配給用戶1，接下來的分矩陣A(2,ka)屬於用戶2的傳輸，等等。在每個分矩陣A(k,ka)的範圍內，考慮N個數據標識dn(k)的連續傳輸。分矩陣A(k,ka)的第一列始終模仿d1(k)的傳輸，第二列涉及d2(k)的傳輸，等等。通過等式(22)的組合的信道脈衝響應b(k,ka)的長度W給出每列的非負元素的數字。因為一個新的數據標識dn(k)傳輸所有的Q個晶片，所以對於一個給出的w，在分矩陣A(k,ka)的相鄰列之間bw(k,ka)的補償總計為Q行。通過在相鄰列中、除了在分矩陣A(k,ka)的同一行中的非零元素模仿標識間幹擾的作用。在矩陣A(ka)內的分矩陣A(k,ka)的布置考慮了K個用戶信號的同時接收，因此存在多路通信幹擾。
以已說明的論述為出發點，現在開始對Ka個接收天線E1…EKa的情況進行標準的數學描述。首先如下定義組合的Ka·(N·Q+w-1)×K·N的矩陣AA=(Ai,j)=(A(1)T,A(2)T...A(Ka)T)T,KaN.------(30)]]>。
矩陣A包括所有等式(22)的K·Ka個組合的信道脈衝響應b(k,ka)。正如前面已提到的，在等式(23)中定義的幹擾序列n(ka),ka=1…Ka，出現在Ka個接收天線E1…EKa的每一個上。通過組合的幹擾矢量n=(n(1)T,n(2)T...n(Ka)T)T=(n1,n2...nra(NQ+W-1))T,Ka,N,Q,WIN,----(31)]]>描述Ka個不同的幹擾序列，其中應用了n(NQ+W-1)(ka-1)+a=dfnn(ka),ka=1...Ka,n=1...NQ+W-1-----(32)]]>Ka,N,Q,W∈IN通過下面的共軛矩陣
Rn(i)(i)=E{n(i)n(j)*T},i,j=1…Ka,Ka∈IN.(33b)說明在等式(31)中定義的n的統計特徵。以在等式(25)中引入的組合實際序列d，以按照等式(30)的組合信道矩陣A並且以在等式(31)中列舉的組合幹擾序列n得出組合接收信號矢量e=(e(1)T,e(2)T...e(Ka)T)T=(e1,e2...eKa(NQ+W-1))T=Ad+n,]]>Ka,N,Q,W∈IN, (34)，其中e(NQ+W-1)(ka-1)+a=d*fen(ka),ka=1...Ka,n=1...NQ+W-1]]>Ka,N,Q,W∈IN. (35)。為了確定通過等式(14)定義的估算值
，於是在一個數據探測中處理按照等式(34)的接收信號矢量e。
一個多用戶探測(JD=Jiont detection)，特別與正交的接收天線分集結合，對於MC-CDMA通信系統的上行線路迄今還一直沒有實現檢驗。下面提出用於多用戶探測，也用於結合接收天線分集的適合技術。因為最佳的JD技術是非常複雜並且昂貴的，所以僅僅論述次佳的方法。論述四個次佳的，基於線性的補償或者基於優選的反饋補償的JD技術，該技術也可以與正交的接收天線分集一起使用，即-所謂的線性零級閉塞補償器(ZF-BLE=Zero Forcing BlockLinear Equalizer)，也適合於正交的接收天線分集，-所謂的最小誤差二乘法閉塞補償器(MMSE-BLE=Minimum MeanSquare Error Block Linear Equalizer)，也適合於正交的接收天線分集，
-所謂的具有量化反饋的零級閉塞補償器(ZF-BDFE=Zero ForcingBlock Decision Feedback Equalizer)，也適合於正交的接收天線分集，和-所謂的具有量化反饋的最小誤差二乘法閉塞補償器(MMSE-BDFE=Minimum Mean Square Error Block Decision Feedback Equalizer)，同樣適合於正交的接收天線分集。
所有的四個已論述的JD技術包括一個非相關的信號匹配濾波器。
下面假設，在實施數據探測前，通過等式(34)定義的接收信號矢量e在接收機中是已知的。通過一組等式Sd^=Me----(36)]]>說明在按照本發明的MC-CDMA系統中使用的JD技術的基本方案，其中S=(Si,j),i,j=1…K·N,(37)是一個具有K·N行和K·N列的二次矩陣，M=(Mi,j),i=1…K·N,j=1…N·Q+W-1,(38)是一個K·N×Ka·(N·Q=W-1)的評估矩陣和d^=(d^1,d^2...d^XN)T----(39)]]>是在等式(25)中定義的數據矢量d的估算值。矩陣M和S的選擇確定多用戶探測(JD)的各自的技術。下面推導在ZF-BLE,ZF-BDFE,MMSE-BLE和MMSE-BDFE的情況中矩陣M和S的表示，其中每一種情況分別適合於正交的接收天線分集。在按照等式(39)的估算值
中估算的數據標識d或者是值連續的(用
表示並且包含在
中)或者是值離散的(用dq,n表示並且包含在
中)。必須量化值連續的估算值dc,n，因此得出期望的值離散的估算值
。此外假設，
始終與值離散的估算值dq相同。
下面假設傳輸具有等於零的E{dn(k)}的數據標識dn(k)。通過使用適合於正交的接收天線分集的一個特殊的JD技術可以實現的這個實施依賴於在適合正交的技術天線分集的JD設備的輸出端上的信雜比γ(k,n)。該信雜比γ(k,n)規定用於每個由用戶k傳輸的數據標識dn(k)。得出
下面介紹一個非相關的信號匹配濾波器(dekorrelierend MatchedFilter),其適合於使用正交的接收天線分集。它的工作方式要求，按照等式(30)的A，按照等式(33a)的Rn和按照等式(34)的e在接收機上是已知的。用表明一個僅包括矩陣X的數字元素的數字矩陣的矩陣Diag＜Xi,j＞，並且以所謂的Cholesky分解Rn-1=L*TL,(41)其中L是一個上面的三角矩陣L=(Li,j),Li,j=0_i＞j,i,j=1…Ka·(N·Q+W-1)(42),通過d^c=A*TRn-1e]]>=(LA)*TLe(43a)
給出適合於正交的接收天線分解的非相關的信號匹配濾波器的值連續的輸出信號。
在等式組(43a)至(43c)中，[X]i,j表示位於矩陣X的第i行和第j列的元素。根據等式組(43a)至(45c)，估算值dc不僅包含標識間幹擾和多址通信幹擾，而且也包含一個分配給已濾除的雜音的幹擾項。從等式(43b)中得出，S是K·N×K·N的單位矩陣I，並且通過
描述評估矩陣M。運算符Le非相互關聯，也就是說事先使噪音成為白色。因此，L是一個白噪聲前置濾波器或者非相關濾波器。信號Le被供給濾波器(LA)*T，該濾波器匹配於K-Ka個離散時間信道與等式(22)的組合信道脈衝響應h(k,ka)和非相關濾波器L聯接。L與(LA)*T的聯接是一個非相關的信號匹配濾波器。
為了簡便起見，說明埃爾米特矩陣E=A*TRn-1A=(LA)*TLA(45)在假設數據標識dn(k)是具有共軛矩陣Rd=E{d d*T}(46)的一個不變的過程的取樣值的情況下，通過(k,n)=E{|dn(k)|2}(Ev,v)2ERdEv,v+(1-2Re{ERdv,v})Ev,v+E{|dn(k)|2}(Ev,v)2]]>v=N·(k-1)+n,k=1…K,n=1…N. (47)給出在濾波器輸出端上的信雜比γ(k,n)，該濾波器是在等式(40)中闡明的非相關的匹配濾波器。
通過方差σ2的附加的白色高斯噪聲和通過不相關數據標識形成一個重要的特殊情況，也就是說共軛矩陣Rd等於K·N×K·N的單元矩陣I。在這個特殊情況中評估矩陣M得到M=12A*T------(48)]]>。根據等式(48)，適合於正交接收天線分集的非相關的匹配濾波器包括Ka個分配給Ka個接收天線E1…EKa的信號匹配濾波器。此外，等式(47)簡化為(k,n)=(A*Tv,v)2A*TAA*TAv,v+2A*Tv,v-(A*TAv,v)2----(49)]]>v=N·(k-1)+n,k=1…K,n=1…N.如果既不存在標識間幹擾也不存在多址天線幹擾，則在等式(47)這說明的信雜比γ(k,n)是最高的。在這種情況中，等式(47)簡化為(k,n)=E{|dn(k)|2}EN(k-1)+n,N(k-1)+n,k=1...K,n=1...N.-------(50)]]>在前面已提到的附加白色高斯噪聲和不相關的數據標識的特別情況中，等式(50)變為(,)=12*(-1)+,(-1)+==1||(,)||22-------(51)]]>。
根據等式(51)，在適合於正交的接收天線分集的非相關的信號匹配濾波器的輸出端上的信雜比是在Ka個分配給Ka個接收天線E1…EKa的信號匹配濾波器的輸出端上的信雜比的總和。
所謂的適合於正交接收天線分集的線性零級閉塞補償器(ZF-BLE)以高斯-馬爾可夫估算為基礎。ZF-BLE補償最小為二次形式Q(dc)=(e-Adc)*TRn-1(e-Adc),(52)其中，dc是一個具有值連續的元素dc,n,n=l…K·N,的數據矢量。Q(dc)的最小值被分配給數據矢量d的值連續的和期望真實的估算值，
該數據矢量d在等式(25)中說明。根據等式(53)估算值dc沒有標識間幹擾和多址通信幹擾，可是仍然包括一個說明已濾除的噪音的幹擾項。
從等式(53)得出，S是K·N×K·N的單元矩陣I，並且估算矩陣M可能表明是M=(A*TRn-1A)-1A*TRn-1.
(54)。估算矩陣M可能還進一步改進。以Cholesky分解A*TRn-1A=H*TΣ2H,(55)，其中H是一個上面的三角矩陣，∑是一個對角矩陣H=(Hi,j),Hi,j=O_i＞j,Hi,i=1_i,i,j=1…K·N,(56a)
Σ=Diagσi,j,σi,j∈IR,i=1…K·N, (56b)，等式(54)可能表明是
正如前面已提到的，線性零級閉塞補償器(ZF-BLE)包括一個非相關的信號匹配濾波器，其應用於按照等式(34)的接收信號矢量e。非相關的信號匹配濾波器的輸出信號被饋入白噪聲濾波器(H*T∑)-1。濾波器L,(LA)*T和(H*T∑)-1的組合應當稱為非相關的白噪聲信號匹配濾波器。在該組合濾波器的輸出端上可能使用一個最大可能序列估算器(MLSE)。可是一個如此的最大可能序列估算器(MLSE)的費用是相當高的。因此，使用線性的標識間幹擾消除器和多址通信幹擾消除器(Canceller)，正如通過表達式(∑H)-1說明的，是有益的。
與通過等式(45)定義的矩陣E一起，通過(k,n)=E{|dn(k)|2}2E-1N(k-1)+n,N(k-1)+n,k=1...K,n=1...N,K,NIN,------(58)]]>可以說明在線性零級閉塞補償器(ZF-BLE)的輸出端上的信雜比γ(k,n)，該表達式一般比在非相關的信號匹配濾波器的輸出端上的按照等式(50)的γ(k,n)小。可是，如果標識間幹擾和多址通信幹擾是相當多的，則線性的零級閉塞補償器(ZF-BLE)比非相關的信號匹配濾波器處理的更好。
在前面已提到的附加白色高斯噪聲和不相關的數據標識的特別情況中，通過M=(A*TA)-1A*T(59)給出按照等式(54)的評估矩陣M，並且等式(58)簡化為(k,n)=12(A*TA)-1N(k-1)+a,N(k-1)+n,k=1...K,n=1...N,K,N-----(60)]]>下面應當以剛剛說明的適合於正交的接收天線分集的線性零級閉塞補償器(ZF-BLE)為出發點，導出所謂的具有量化反饋的零級閉塞補償器(ZF-BDFE)，其也適合於正交接收天線分集。ZF-BDFE補償器的導出利用了上面的三角矩陣H的結構。以等式(53)和(57)得出Hd^c=d^c+(H-I)d^c=-1(H*T)-1(LA)*TLe------(61a)]]>=Me, (61b)其中，使用了評估矩陣M=Σ1(H*TΣ)-1(LA)*TL(62)並且I表示K·N×K·N單元矩陣。根據等式(62)，所謂的具有量化反饋的零級閉塞補償器，其也應當適合與正交的接收天線分集，包括一個非相關的、白噪聲信號匹配濾波器。從等式(61b)得出這個相等性d^c,KN=j=1Ka(NQ+W-1)MKN,jej,-------(63a)]]>d^c,n+j=n+1K,NHn,jd^c,j=j=1ka(NQ+W-1)Mn,jej,n=1...KN-1,-------(63b)]]>根據等式(63a)，通過Ka·(N·Q+W-1個加權的元素MK·N,jej的線性疊加取得評估矩陣
此外，通過加權的估算值Hn,n+1d^c,n+1,Hn,n+2d^c,n+2Hn,KNd^c,KN]]>影響所有另外的估算值
參見等式(63b)。下面假設，通過從K·N到1減小的n遞推地算出在(63a)和(63b)中說明的等式組，可能實現一個所謂的具有量化反饋的零級閉塞補償器(ZD-BDFE)，其也適合於正交的接收天線分集。如果用量化型式
替代等式(63b)中的
j=(n=1)…(K·N)，因此，具有量化反饋的零級閉塞補償器(ZF-BDFE)，其也適合於正交的接收天線分集，得到d^e,XN=j=1ka(NQ+W-1)MKN,jej,-------(64a)]]>d^c,n+j=n+1KNHc,jd^q,j=j=1ka(NQ+W-1)Mn,jej,n=1...KN-1.------(64b)]]>以xji=d*f(xi,xi-1...xj)Tij------(65a)]]>Xq,jp,i=d*fXp,iXp,i+1Xp,jXp+1,iXP+1,i+1Xp+1,j.........Xq,iXq,i+1Xq,jT,pq,ij,------(65b)]]>從等式(61b)中得出(IKN,n1,1H-IKNKN1,n+1)((d^cn1)T,(d^cKNn+1)T)T=Me.------(66a)]]>。[H-I]K·N,K·N1,n+1是反饋算符。以s=([I]K·N,n,1,1[H-I]K·N,K·N1,n+1) (67a)d^=((d^cc1)T,(d^qKNn+1)T)T,------(67b)]]>斷定等式(36)的結構。二個通過等式組(67a)和(67b)給出的變量S和
必須在每個時刻nTs都改變。
在這個假設情況下，即所有被反饋的過去的判斷是正確的，通過γ(k,n)=E{|dn(k)|2}·(σN·(k-1)+n,N·(k-1)+n)2,k=1…N,K,N∈IN(68)給出在ZF-BDFE補償器的輸出端上的信雜比γ(k,n)。按照等式(68)的信雜比γ(k,n)一般比通過等式(58)給出的在ZF-BLE補償器的輸出端上的信雜比大。可是，在過去錯誤判斷的情況下，ZD-BDFE補償器的操作遭到錯誤的擴展，正如前面已提到的，通過使用信道分類能夠改善ZD-BDFE補償器的操作。
象線性的零級閉塞補償器(ZF-BLE)，其也適合於正交的接收天線分集，具有量化反饋的零級閉塞補償器(ZF-BDFE)，其同樣設計用於正交的接收天線分集，所謂的最小誤差二乘法閉塞補償器(MMSE-BLE)，其也適合於正交的接收天線分集，使用了關於在等式(27a)中說明的矩陣A的，關於按照等式(23)的幹擾信號矢量n的和關於根據等式(34)引入的接收信號矢量e的知識。通過MMSE-BLE補償器必須把二次的形式Q(dc)=E{(dc-d)*T(dc-d)}(69a)=E{‖dc-d‖2}(69b)減小到最小。數據矢量dc包括值連續的元素dc,n,n=1…K·N。在dc等於值連續的並且不受影響的估算值d^c=(A*TRn-1A+Rd-1)-1A*TRn-1e------(70a)]]>
時，其中I表示K·N×K·N的單元矩陣，二次形式Q(dc)假定了其最小值。根據等式組(70a)至(70c)，估算值包含一個有效項，一個與標識間幹擾和多址通信幹擾有關的項以及一個幹擾項，並且該估算值表示已詳細論述的ZF-BLE補償器的輸出信號，該補償器後接一個維恩濾波器W0=(I+(RdA*TRn-1A)-1)-1(71)由於等式組(70a)至(70c),S與K·N×K·N的單元矩陣I相同，並且以M=W0(ΣH)-1(H*T∑)-1(LA)*TL (72)的形式可以說明評估矩陣M。
根據等式(72),MMSE-BLE補償器包含一個非相關的信號匹配濾波器，其應用於按照等式(34)的接收信號矢量e。非相關的信號匹配濾波器的輸出信號被饋入線性的標識間消除器和多址通信消除器(=Canceller)(∑H)-1，該消除器後接維恩濾波器W0。因為維恩濾波器使估算誤差矢量的二次形式的期望值最小，所以MMSE-BLE補償器導致一個比ZF-BLE補償器更好的功率，ZF-BLE補償器也在正交的接收天線分集中適用。此外，可能很容易地指出，估算誤差(dc,n-dn)和在MMSE補償器的輸出端上的已估算的數據標識
是不相關的。通過表達式(k,n)=E{|dn(k)|2}|W0v,v|2W0Rdv,v-2Re{W,Rdv,vW0v,vw}+E{|dn(k)|2}|W0v,v|2]]>v=N·(k-1)+n,k=1…K,n=1…N,K,N ∈IN, (73)給出在MMSE-BLE補償器的輸出端上的信雜比γ(k,n),其一般比在等式(58)中的前面已經描述的ZF-BLE補償器的輸出端上的信雜比γ(k,n)大。
在前面已提到的附加白色高斯噪聲和不相關的數據標識的特殊情況中，評估矩陣得出M=(I+σ2·(A*TA)-1)-1·(A*TA)-1A*T,(74),並且等式(73)簡化為(k,n)=W0v,v1-W0v,v,v=N(k-1)+n,k=1...K,n=1...N,K,NIN,------(75)]]>其中W0=(I+σ2·(A*TA)-1)-1。
以前面已討論的所謂最小誤差二乘法閉塞補償器(MMSE-BLE)為基礎，該補償器設計用於正交的接收天線分集，下面應當以相似的方法導出所謂的具有量化反饋的最小誤差二乘法閉塞補償器(MMSE-BDFE)，這對於ZF-BDFE補償器已經實現了。以Cholesky分解A*TRn-1A+Rd-1=(∑H′)*T∑＇H＇, (76),在該分解中使用了矩陣H′=(H′i,j),H′i,j=0_i＞j,H′i,i=1_i,i,j=1…K·N (77a)∑＇=Diagσ′i,i,σi,i∈IR,i=1…K·N (77b)，並且用評估矩陣M=∑-1(H＇*T∑)*TL (78)能夠如下表示MMSE-BDFE補償器T(IKN,n1,1,H-IKN,KN1,n+1)((d^cn1)T,(d^qKNn+1)T)T=Me------(79)]]>矩陣[H′-I]1,n+1KN,KN表示反饋算符。以s=([I]1,1k·N,n[H′-I]1,n+1k·N,k·N) (80a)d^=((d^cn1)T,(d^qKNn+1)T)T------(80b)]]>確定等式(36)的結構。
在這個假設情況下，即所有被反饋的過去的判斷是正確的，通過(k,n)=E{|dn(k)|2}|(v,v)2-(HRd)-1v,v|2E{|dn(k)|2}|(HRd)-1v,v|2-2Re{(HRd)-1v,v}+(v,v)2]]>v=N·(k-1)+n,K=1…K,n=1…N,K,N∈IN, (81)給出在MMSE-BDFE補償器的輸出端上的信雜比γ(k,n)。按照用於MMSE-BDFE補償器的等式(81)的信雜比γ(k,n)一般比通過等式(68)給出的ZF-BDFE補償器的信雜比大。
概括起來可以確定，通過本發明產生的CDMA系統相同於具有DS(Directsequence=Direktspreizungsfolge)的CDMA結構。通過適合地選擇擴展代碼獲得多載波方法(MC=Multicarrier)的引入。通過按照本發明的這個優選方法，一方面統一了在具有DS和具有多傳輸方法(MC)的CDMA系統中的信號產生，另一方面使已經已知的用於沒有和具有在CDMA系統中的分集接收的多用戶探測(JD=Jiont Detection)方法的擴展和使用成為可能，該CDMA系統具有多載波方法。
根據本發明形成的系統的應用領域除了一般的移動通信外，也應用於另外的領域，例如，定向無線電通信，衛星通信，海上通信，WLL(無線本地環路)，WLAN(無線區域網)，MBS(移動寬頻帶系統)，FPLMTS(未來公共的地面電信系統，IMT2000),UMTS(通用的電信系統)，PCS(私人通信服務)，PCN(私人通信網)，無繩電話設備(CT Cordless Telephone),HDTV(高清晰度電視)，有線電視(CATV,Cable TV),RITL(環路通信)，室內通信，PABX(Public Access Branch Exchange公共通路的分支交換)，水下通信和外層空間通信。
權利要求
1．用於在多個用戶站和一個基站之間的數位訊號無線傳輸的系統，該基站使用了所謂的MC-CDMA(Multicarrier-碼分多址)方法，在該方法中，在一個共同的高頻頻帶內同時進行多個有效的連接，為此，K個用戶站在一個分配給各自用戶站k,k=1…K的擴展代碼的作用下，以Q個在高頻頻帶內均勻劃分的子載波傳輸有限長的數據塊，可以通過數據矢量d(k)=(d1(k),d2(k)…dN(k))T,dn(k)∈C,k=1…K,n=1…N,K,N∈IN體現該數據塊，其中，N個以m為下底的複數數據矢量dn(k)中的每個都具有一個數據標識周期Ts，並且在接收處在使用這個擴展代碼的情況下藉助於一個CDMA探測設備重新解碼，其特徵在於，同時由一個特殊用戶站k傳輸的數據標識dn(k)的數目總計為1，因此，連續傳輸一個用戶站的所有數據標識dn(k)，該傳輸是在使用了帶寬為Bs=Bu/Q=1/Ts的Q個子載波的情況下進行的，其中，以q,q=1…Q編號的子載波分別具有一個唯一的按照fq=(q-1)/Ts,q=1…Q的中心頻率fqq=1…Q,通過使用一個用戶特殊的、包括所謂的晶片cq(k)的符號代碼序列c(k)=(c1(k),c2(k)…cQ(k))T,cq(k)∈C,k=1…K,q=1…Q,K,Q∈IN，通過所有帶寬為Bs的Q個子載波展開一個用戶站的每個數據標識dn(k)，其中，每個晶片被分配給一個特別的子載波，一個用戶站k,k=1…K,傳輸一個線性調製的信號，在等效的低通範圍內通過d(k)(t)=n=1Ndn(k)c(k)(t-n-1Ts;c(k))]]>給出，通過以速率1/Tc取出的c(k)(t；c(k))的取樣形成線性的MC-CDMA展開調製，其中，通過該取樣產生的取樣值ξq(k),q=1…Q,產生K個矢量ξ(k)=(ξ1(k),ξ2(k)…ξQ(k))T,ξq(k)∈C,k=1…K,q=1…Q,K,Q∈IN，以離散的傅立葉反變換(IDFT)矩陣D=(D,),D,=1Qexp{j2Q(-1)(-1)},,=1...Q]]>通過等式ξ(k)=Dc(k)給出矢量ξ(k)和擴展代碼矢量c(k)之間的關係，其中，矢量矩陣ξ(k)包含Q個列矢量δ(q)=(δ1(q),δ2(q)…δQ(q))T,(q)=1Qexp{j2Q(-1)(q-1)},=1...Q,]]>得出D=(δ(1)，δ(2)…δ(Q)並且因此得出ξ(k)=(c1(k)δ(1)+c2(k)δ(2)+…+cQ(k)δ(Q)，考慮實際情況，每個晶片cq(k)被分配給一個特別的子載波q，如此必須闡述等式ξ(k)=Dc(k)，矩陣D的列δ(q),q=1…Q，表示Q個子載波，矩陣D的行表示在數據標識周期Ts內的Q個時刻，在該數據標識周期內取出取樣值，並且等式ξ(k)=Dc(k)的結果因此是具有元素ξq(k)的矢量ξ(k)，該元素是從晶片cq(k)的一個線性組合中得出的。
2．按照權利要求1的系統，其特徵在於，在具有多載波方法和正交接收天線分集(CRAD，Coherent Receiver Antenna Diversity)的CDMA系統中的應用。
3．按照權利要求1或2的系統，其特徵在於，在一個具有Ka個接收天線的站的接收端的CDMA探測設備中，為了確定數據標識d(k)的估算值d^(k)=(d^1(k),d^2(k)d^N(k))T,d^n(k)C,]]>k=1…K,n=1…N,K,N∈IN，一個接收信號矢量e，其是從e=(e(1)T,e(2)T…e(Ka)T)T=(e1,e2…eKa·(N·Q+W-1))T=A d+n，Ka,N,Q,W∈IN，中得出的，其中組合的Ka·(N·Q+w-1)×K·N的信道矩陣A包括所有的K·Ka個組合的信道脈衝響應，b(k,ka)=(b1(k,ka),b2(k,ka)...bQ+W-1(k,ka))T=n(k,ka)*(k),]]>hw(k,ka)C,]]>k=1...K,K=1...Ka,1=1...Q+W-1，K,Ka,Q,W
IN，W為複數取樣值hw(k,ka)的數目，其中通過組合的幹擾矢量n=(n(1)T，n(2)T…n(Ka)T)T=(n1,n2…nKa·(N·Q+w-1))T,Ka,N,Q,W∈IN，表示Ka個不同的幹擾序列，並且通過數據標識矢量d=(d(1)T,d(2)T…d(K)T)T=(d1,d2…dK,N)T，K,N,∈IN，表示數據序列d。
4．按照權利要求3的系統，其特徵在於，接收端預先規定一個用於多用戶探測(JD,Jiont Detection)的CDMA探測設備，這個探測設備次佳地運行，並且或者以一個線性的補償器為基礎，或者以一個優選反饋補償器為基礎，該探測設備包括一個非相關的信號匹配濾波器，在這個假設情況下，即通過e=(e(1)T,e(2)T…e(Ka)T)T=(e1,e2…eKa·(N·Q+w-1))T=A d+n，K,N,Q,W∈IN，定義的接收信號矢量e在接收機上是已知的，通過一組等式Sd^=Me]]>說明JD探測設備的工作原理，其中，S=(Si,j),I,j=1…K·N，是一個具有K·N行和K·N列的二次矩陣，M=(Mi,j),i=1…K·N,j=1…N·Q+w-1，是一個K·N×Ka·(N-Q+W-1)的評估矩陣，並且d^=(d^1,d^2d^KN)T]]>是在接收信號矢量e的等式中定義的數據矢量d的估算值。
5．按照權利要求4的系統，其特徵在於，具有後面的量化級別的一個線性數據閉塞補償器預先規定作為CDMA探測設備，在閉塞補償器中求得數據標識的值連續的估算值，該估算值結合為矢量，在量化級別中緊接著通過值連續的估算值的量化獲得值離散的估算值。
6．按照權利要求5的系統，其特徵在於，所謂的線性零級閉塞補償器(ZF-BLE,Zero Forcing Block Linear Equalizer)作為線性的閉塞補償器使用。
7．按照權利要求5的系統，其特徵在於，所謂的最小誤差二乘法閉塞補償器(MMSE-BLE,Minimum Mean Square Error Block LinearEqualizer)作為線性的閉塞補償器使用。
8．按照權利要求4的系統，其特徵在於，具有量化反饋的數據閉塞補償器預先規定作為CDMA探測設備。
9．按照權利要求8的系統，其特徵在於，一個所謂的具有量化反饋的零級閉塞補償器(ZF-BDFE,Zero Forcing Block Decision FeedbackEqualizer)預先規定作為數據閉塞補償器。
10．按照權利要求8的系統，其特徵在於，所謂的具有量化反饋的最小誤差二乘法閉塞補償器(MMSE-BDFE,Minimum Mean Square Error BlockDecision Feedback Equalizer)預先規定作為數據閉塞補償器。
11．按照上述權利要求之一的系統，其特徵在於，在接收端上預先規定一個數字的信號處理器，其包含CDMA探測設備。
12．按照權利要求11的系統，其特徵在於，信號處理器還包含信道判斷器。
13．按照權利要求11或12的系統，其特徵在於，一個微處理器預先規定作為信號處理器。
14．按照上述權利要求之一的系統，其特徵在於，在混合的多址通信方法範圍內的使用，這個方法在於碼分復用(CDMA,Code division MultipleAccess)與多載波方法(MC,Multicarrier),頻分復用(FDMA,FrequencyDivision Multiple Access)和時分復用(TDM,Time Division MultipleAccess)的組合。
15．按照上述權利要求之一的系統，其特徵在於，在發射端預先規定天線分集。
16．按照上述權利要求之一的系統，其特徵在於，預先規定具有定向天線的自適應分集。
17．按照權利要求1至15之一的系統，其特徵在於，預先規定具有定向天線的非自適應分集。
18．按照上述權利要求之一的系統，其特徵在於，迄今線性的數據調製到非線性的數據調製的擴展。
19．按照上述權利要求之一的系統，其特徵在於，從線性的展開調製到非線性的展開調製的擴展。
20．按照上述權利要求之一的系統，其特徵在於，代碼擴展，其具有或者在上行線路(uplink)中的、或者在下行線路(downlink)中的、或者在二個方向中的正交序列。
21．按照權利要求1至19之一的系統，其特徵在於，代碼擴展，其具有或者在上行線路(uplink)中的、或者在下行線路(downlink)中的、或者在二個方向中的非正交序列。
22．按照上述權利要求之一的系統，其特徵在於，使用二元的擴展序列。
23．按照權利要求1至21之一的系統，其特徵在於，使用非二元的擴展序列，例如四元的擴展序列。
24．按照上述權利要求之一的系統，其特徵在於，在移動通信領域中的應用。
25．按照權利要求1至23之一的系統，其特徵在於，在定向無線電通信領域的應用。
26．按照權利要求1至23之一的系統，其特徵在於，在衛星通信領域的應用。
27．按照權利要求1至23之一的系統，其特徵在於，在海上通信領域的應用。
28．按照權利要求1至23之一的系統，其特徵在於，在無繩電話(CT,Cordless Telephone)中的應用。
29．按照權利要求1至23之一的系統，其特徵在於，在有線電視(CATV,Cabel TV)中的應用。
30．按照權利要求1至23之一的系統，其特徵在於，在水下通信中的應用。
全文摘要
用於在多個用戶站和一個基站之間的數位訊號無線傳輸的系統,本發明涉及一個新的CDMA(Code DivisionMultiple Access,Codemultiplex)系統結構,其相同於一個以直接代碼擴展(DS,Direct Sequence)運行的CDMA系統,可是又以多載波方法運行。通過適合地選擇擴展代碼實現多載波方法的引入,因此,統一了在具有DS和具有MC的CDMA系統中的信號產生,並且本來可以使用已知的具有或不具有分集接收的JD(Jiont Detection)多用戶探測方法。
文檔編號H04L1/02GK1223757SQ97195917
公開日1999年7月21日 申請日期1997年4月24日 優先權日1996年4月26日
發明者P·容, F·貝倫斯, P·-W·拜爾, J·普勒欽格, K·卡姆梅爾蘭德 申請人:西門子公司