數控振蕩器的製作方法
2023-05-11 17:00:46 1
專利名稱：數控振蕩器的製作方法
技術領域：
本發明涉及集成電路，並且更具體地，涉及用於集成電路的振蕩器電路。
背景技術：
數字集成電路經常包含模擬電路。例如，某些數字集成電路包含模擬鎖相環電路。諸如模擬鎖相環的模擬電路可以包含壓控振蕩器。典型的壓控振蕩器由連接在環路中的多個倒相器構成。在每個倒相器的輸出處可以提供變容二極體。變容二極體可以充當電容性負載的可控源。可以為每個變容二極體施加模擬控制電源，以控制由該變容二極體產生的電容。當調節變容二極體使其產生相對較大的電容時，環路中的倒相器將相對較慢地切換，並且壓控振蕩器的輸出將具有相對較低的頻率。當調節變容二極體使其產生相對較小的電容時，環路中的變容二極體將相對較快地切換，並且壓控振蕩器的輸出將具有相對較高的頻率。隨著集成電路的尺寸隨集成電路處理技術的發展而縮小，將前幾代的模擬電路設計移植到下一代平臺上變得越發困難。這是因為在使用更新的製造工藝時，模擬電路可能對電晶體速度的變化以及直接受到集成電路上的電晶體以及其它部件改變影響的其它電路參數的變化是敏感的。模擬電路還可能比數字電路更易受到噪聲的影響。例如，諸如壓控振蕩器的模擬電路可能易受其壓控輸入上噪聲的影響。數字電路不太容易受到工藝更新所帶來的不期望的改變的影響。在某些情況下，數字設計還可能比模擬設計更為精確。因此，期望能夠提供用於集成電路的數控振蕩器電路。
發明內容
根據本發明，提供一種由倒相器的環形成的振蕩器電路。倒相器可以是單端倒相器，或者可以是差分倒相器。可以在倒相器的輸出處提供數控可調節負載電容器。當期望降低振蕩器輸出的頻率時，可以調節由所述電容器產生的電容值以具有高值，而當期望升高振蕩器的輸出頻率時，可以調節由所述電容器產生的電容值以具有低值。通過使用數控布置，可以實現寬頻率調諧以及精確調諧。通過一個適當的配置，每個負載電容器可以由多個並行連接的變容二極體構成。變容二極體可以由諸如反向偏壓二極體和金屬氧化物半導體電容器結構的器件構成。單位(unitary)權重、二進位權重或者分級的非二進位權重可以用於變容二極體強度。每個變容二極體可以具有接收控制電壓的相應控制輸入。可以將施加於變容二極體控制輸入的控制電壓限制為邏輯低電壓和邏輯高電壓。對變容二極體數控的這種使用有助於避免在中間模擬電壓水平處來操作變容二極體，在該中間模擬電壓水平處，變容二極體更易受到噪聲效應的影響。總體上，用來形成每個電容器中變容二極體的控制信號的數控電壓形成了用於該電容器的數控字。為了增強對振蕩器輸出頻率進行調節的精度，同時最小化數控可調節負載電容器所佔用空間，可以使用以下控制方案可以獨立地控制環形振蕩器中的每個負載電容器。利用這類布置，可以調節一個或多個電容器，以產生不同於其它電容器的電容值。通過確保與每個電容器相關聯的控制字所包含的高邏輯信號的數目的差別不超過1，可以使電容失配最小化。通過最小化環形振蕩器的倒相器中的共模增益，可以增強環形振蕩器性能。可以將共模增益降低電路包含到倒相器中。適當的共模增益降低電路的示例包括與交叉耦合倒相器串行連接的電流源和電阻器，其構成了差分倒相器和飛輪倒相器型的負反饋電路。通過附圖以及下文對優選實施方式的詳細描述，本發明的其它特徵、性質以及各種優點將變得易見。
圖I是傳統的壓控振蕩器的框圖；圖2是示出變容二極體的電容如何作為其所施加的模擬控制電壓的函數而連續變化的圖示；圖3是示出傳統的壓控振蕩器的頻率如何作為施加於其變容二極體的控制電壓的函數而變化的圖示；圖4是根據本發明實施方式的示範性數控可調節電容器的框圖；圖5是示出根據本發明的實施方式的電容如何作為所施加的數控字(數字碼)的函數而變化的圖示；圖6是根據本發明實施方式的基於單端倒相器環路的示範性數控振蕩器的框圖；圖7是根據本發明實施方式的基於差分倒相器環路的示範性數控振蕩器的框圖；圖8是根據本發明實施方式的可以用於為數控振蕩器中的數控可調節電容器施加控制信號的示範性解碼器電路的框圖；圖9是根據本發明實施方式的可以使用數控振蕩器的示範性數字鎖相環的框圖；圖IOA是根據本發明實施方式的使用單位加權方案的數字可調節電容器中的電容器的框圖；圖IOB是根據本發明實施方式的使用二進位加權方案的數字可調節電容器中的電容器的框圖；圖IOC是根據本發明實施方式的使用非二進位分級加權方案的數字可調節電容器中的電容器的框圖；圖11是示出了根據本發明的實施方式在與不同倒相器輸出節點相關聯的可調節電容器具有不同的電容時，如何調節數控振蕩器中的可調節電容器以避免過多的電容失配的表格；圖12是示出了根據本發明的實施方式如何系統化地調節與數控振蕩器中的數控可調節電容器相關聯的數控電容器陣列從而避免出現過多電容失配的框圖13是根據本發明的實施方式可以在圖7所示類型的數控振蕩器中使用的、具有降低共模增益的示範性差分倒相器級的電路圖。
具體實施例方式本發明涉及包含振蕩器電路的集成電路。振蕩器電路可以用來生成時鐘信號或者任何其它適當信號。根據本發明的振蕩器可以用作鎖相環電路、延遲鎖定環路或者任何其它適當電路的部分。振蕩器電路可以是數控式的。數控振蕩器可以基於如下架構，在該架構中，多個倒相器連接在環中。倒相器可以是單端倒相器或者可以是差分倒相器。數控可調節電容器(有時稱為數控變容二極體)可以用作倒相器輸出處的可調節負載。基於數控變容二極體的數控振蕩器可展現出優於傳統模擬壓控振蕩器的性能。例如，基於此類布置的數控振蕩器可以展現出增強的抗噪性。圖I中示出了傳統的壓控振蕩器。如圖I所示，振蕩器100可以包括多個連接在環路中的倒相器102。變容二極體(壓控電容器)104連接在每個倒相器102的輸出處。每個變容二極體104具有由其控制輸入106上的電壓幅度進行控制的電容。在圖I的布置中，從輸入108處為每個變容二極體控制輸入106施加控制電壓Vctl。變容二極體104可以基於金屬氧化物半導體(MOS)電容器結構(也即，其中電容器的柵極形成第一端子、並且電容器的體形成第二端子的結構)，或者來自反向偏壓二極體。在圖I的環中存在奇數個單端倒相器104。這產生了發生振蕩的非穩定電路。振蕩器100進行振蕩的頻率由變容二極體104所產生的電容負載來控制。該電容值繼而由輸A 108上的模擬控制電壓Vctl的幅度來控制。電路的輸出(例如，諸如節點110的節點處的電壓)可以在鎖相環或者其它電路中使用。變容二極體的電容可以具有正的或者負的電壓依賴。具有作為升高控制電壓的函數而降低的電容的典型變容二極體(例如反向偏壓二極體)可以具有圖2中所示類型的電容-電壓特性。隨著施加的電壓Vctl升高，變容二極體的電容降低。當所應用的電壓Vctl的幅度降低時，變容二極體的電容增加。當在諸如振蕩器100的振蕩器中使用時，這種行為改變倒相器102的輸出節點上的負載。如圖3所示，在高Vctl水平，負載最小化並且振蕩器100的振蕩頻率為高。在低Vctl水平，負載最大化並且振蕩器100在較低的頻率振蕩。在變容二極體操作範圍中間的電壓(例如，圖2的範圍112中的電壓)處，每個變容二極體104的電容對於電壓變化尤其敏感，如區域112中的圖2的電容-控制電壓圖的大斜率所示。當圖I的變容二極體104以不排除該模式的方式進行操作時，輸入Vctl上的噪聲可能導致壓控振蕩器100的有噪聲操作。圖4中示出了根據本發明的數控可調節電容器。如圖4所示，電容器114 (其有時稱為變容二極體)可以由多個可調節電容器(變容二極體)120形成。電容器114可以在端子116和118之間產生可調節電容。如圖4的示例所示，節點116可以連接至振蕩器環中的倒相器輸出，而節點118可以接地。構成電容器114的電容器120可以並行連接在電容器114的端子116與118之間。控制端子112可以用來控制每個電容器120所產生的電容的幅度。例如，圖4中最左邊的電容器120可以通過其控制端子122接收控制電壓Va，左數第二個電容器120可以通過其控制端子接收控制電壓Vb，等等。儘管圖4的示例示出了由4個較小電容器120構成的電容器114，但是一般而言，諸如電容器114的電容器可以由任意適當數目的電容器構成。例如，諸如電容器114的電容器可以由數十、數百個或者數千個獨立的電容器120構成。圖4的布置僅僅作為示例而給出。與傳統的模擬變容二極體布置不同，電容器120由數位訊號而不是模擬信號控制。在典型的數位訊號環境中，允許數位訊號取以下兩個值之一邏輯低值或者邏輯高值。邏輯低值例如可以通過0伏的接地電壓Vss來表示。邏輯高值例如固定的正電壓。正邏輯高值例如可以是與集成電路上的供電核心邏輯相關聯的正電壓。該值例如可以是I. 2伏、I. I伏、I. 0伏、0. 9伏或者任何其它適當的電壓(更高或者更低)。在此類數字信令環境中，用於電容器120的控制信號，諸如圖4布置中的控制信號Va、Vb、Vc和Vd，可以取兩個值之一高或者低。電容器120可以由任何適當的可調節電容器結構形成，諸如反向偏壓p-n 二極體、金屬氧化物半導體(MOS)電容器結構等。典型的電容器120可以具有如圖2所示類型的電容-電壓特性。電容器120由僅具有高值或者低值的控制電壓(Va、Vb等)來控制。當給定控制線122上的控制電壓為高(例如，圖2的Vm)時，相應電容器120的電容將為低(例如，處於CJ。曲線124在點126附近的斜率平緩(例如，對於MOS和p-n 二極體電容器)，因此由噪聲引起的、關於Vm的控制電壓波動趨向於不會對電容器值Q產生大量噪聲。當給定控制線122上的控制電壓為低(例如，處於圖2中的0伏)時，電容器120的電容將為高(例如，處於Ch)。與曲線124上的點126相同，線124在點128處的斜率平緩，從而使關於額定0伏水平的控制電壓的波動趨向於不會產生大量噪聲。傳統的變容二極體由在圖2的區域112中可能偏壓的模擬控制電壓來控制，但是在諸如圖4的電容器114的數控可調節電容器中避免了該操作區域，從而改進了抗噪性。在圖4的電容器114的操作期間，數控電壓Va、Vb、Vc和Vd形成了數控碼(有時稱為數控字)。圖5示出了圖4的示範性可調節電容器114的電容如何作為不同控制字的函數而發生變化。例如，當Vd和Vc為低處於0伏、而Vb和Va為高處於Vm時，電容器114將在端子116與118之間展現電容Cy。當Vd維持在0伏而Vb、Vc和Va保持在Vm時，電容器114的電容將具有值Cx。通過使用其它控制碼，可以產生最小值Cmin與最大值Cmax之間的其它電容值。如果對於給定的電路應用需要大量解析度，可以增加電容器114中各個並行連接的電容器(變容二極體)120的數目，儘管這趨向於增加電容器114所需的面積量以及電容器114所消耗的電量。數控電容器114可以在任何適當的電路中使用。例如，基於單端倒相器或者差分倒相器的環形振蕩器可以使用數控電容器114作為可調節負載電容器。圖6中示出了基於單端倒相器的示範性環形振蕩器142。在圖6的示例中，存在三個單端倒相器。這僅僅是示範性的。諸如環形振蕩器142的環形振蕩器可以具有任意適當數目的倒相器。在典型布置中，基於單端倒相器的環形振蕩器將具有奇數個倒相器級，因為這確保了環形振蕩器將不會進入不期望的穩定閂鎖(latch)狀態。如圖6所示，環形振蕩器142可以具有第一倒相器130、第二倒相器132以及第三倒相器134。倒相器130的輸出連接至節點116A，並且形成數控電容器114A的兩個端子之一。接地端子118可以形成數控電容器114A的兩個電容器端子中的另一端子。倒相器132和134分別可以使它們的輸出連接至節點116B和116C。數控電容器114B連接在節點116與諸如節點118的地節點之間。數控電容器114c連接在端子116C與端子118之間。數控電容器114A、114B和114C中的每一個可以基於圖4所示類型的多電容器布置。數控電容器114A可以由提供給控制輸入136的數字碼(控制字)來控制。數控電容器114B和114C可以由分別提供給控制輸入138和140的數控信號來控制。施加於輸入136、138和140的數控信號可以全部相同，或者所有這些控制信號可以彼此不同。例如，可能期望使用相同的控制信號來控制電容器114A、114B和114C，因為這將確保電容器之間不會存在失配。當電容器之間不存在電容失配時，環形振蕩器中的倒相器的輸出將全部被精確地加載相同的量。這將平衡由負載電容器產生的信號延遲，並且將趨向於最大化振蕩器在輸出114處產生的信號質量。使用不同的控制信號來控制電容器114AU14B和114C的優點在於對於給定的可調節性級別，此類方案允許降低電容器的總數。一般而言，環形振蕩器中的負載節點之間相對適度數量的電容失配是可以容忍的，並且將產生可接受質量的輸出信號。因為電容器並非全都設置為相同的電容值，所以可以進行增量調節(例如，通過改變三個電容器114中僅一個的電容)，從而在不增加電容器數目的情況下改進精度(最小化正交相位噪聲)。最小化電容器總數的優點在於提供大電容器元件數目的方案傾向於具有大面積。此類布局通常由間隔和布線需求來主導，並且可能因此而具有大寄生電容。這些寄生電容傾向於降低環形振蕩器可以產生的最大頻率。在圖6的示範性布置中，環形振蕩器142由一系列單端倒相器構成。如果期望，可以使用差分倒相器來形成環形振蕩器。圖7中示出了一個此類示範性環形振蕩器。如圖7所示，環形振蕩器146可以由差分倒相器148構成。由差分倒相器構成的環形振蕩器可以具有偶數個倒相器。在圖7的示例中，環形振蕩器146具有兩個差分倒相器148。如果期望，基於差分倒相器的環形振蕩器可以具有不止兩個差分倒相器。在環形振蕩器中使用偶數個倒相器的優點在於，這產生具有50%佔空比的輸出信號。具有50%佔空比的信號可以用作時鐘(作為示例)。差分倒相器方案還可以展現出降低的噪聲敏感度。每個差分倒相器148都具有兩個輸入150 (也即，正輸入和負輸入)和兩個輸出152 (也即，正輸出和負輸出)。這些輸出饋送節點在圖7中被標示為OPO (正輸出0) ,ONO (負輸出0) ,OPl (正輸出I)和ONl (負輸出I)。在倒相器之間的路徑集合之一中，線路是交叉耦合的，使得OPO和ONO分別連接至圖7的第二倒相器的正輸入和負輸入，而OPl和ONl分別連接至圖7的第一倒相器的負輸入和正輸入。在此類布置中，倒相器沒有形成穩定的閂鎖型電路，由此確保了振蕩。可以使用任何節點上的信號作為輸出信號。例如，諸如線路158和160的線路上的信號可以用作輸出。環形振蕩器146中的每個差分倒相器輸出節點可以具有相應的數控電容器114。每個電容器可以由其控制路徑156上的潛在獨立的數控字來控制。環形振蕩器146的每個電容器114可以由多個並行的數控電容器(諸如圖4的電容器120)構成。在給定的電容器114中可以存在數十、數百或者更多的電容器120。圖7所示類型的布置中的每個電容器114通常包含相同數目的較小的數控電容器120，但是如果期望的話，可以使用在每個電容器114中具有不同數目的電容器120的布置，以及某些負載電容器是模擬變容二極體而某些負載電容器是數控可調節電容器114的布置。施加於圖7的電容器114的控制輸入156以及圖6的電容器114A、114B和114C的控制輸入136的數控字可以從任何適當的源提供。例如，某些或者全部這些信號可以由片上電路產生。某些或者全部這些信號還可以從外部源接收。全部或者部分數控字可以包括或者可以基於動態控制信號。如果期望，全部或者部分數控字可以包括或者基於在可編程元件的輸出處提供的靜態控制信號。可編程元件可以基於電編程的存儲器元件(諸如電可編程的只讀存儲器)、電編程熔絲或者阻熔、雷射編程的熔絲或者阻熔、可編程寄存器或者任何其它適當的可編程部件。用於數控字的靜態和動態控制信號可以直接施加於數控電容器的控制輸入，或者某些或者全部這些信號可以首先由諸如解碼器電路的片上電路進行處理。圖8中示出了一個示範性解碼器。如圖8所示，解碼器162可以從輸入164接收未解碼的(二進位)信號。未解碼信號可以包括靜態控制信號、動態控制信號、來自外部源的靜態和動態控制信號、來自內部源(例如，已經利用適當的設置數據進行了加載的動態控制電路或者可編程元件)的靜態和動態控制信號，等等。在輸出166可以產生相應的數控字V1、V2. ..VN。數控字中的個體信號例如可以具有從0伏的數字低值Vss變化到例如I. I伏(作為示例)的數字高值Vdd的值。這些電壓中的每一個都可以施加於諸如圖4的數控電容器114的變容二極體(可調節電容器)的控制輸入。由多個數控電容器構成的環形振蕩器可以在集成電路上的任何適當電路中使用。作為示例，此類環形振蕩器可以用作數字鎖相環中的數控振蕩器。圖9示出了根據本發明實施方式的示範性數字鎖相環電路。如圖9所示，鎖相環電路46可以具有相位頻率檢測器48。數字鎖相環電路46的相位頻率檢測器48可以在輸入50處接收參考時鐘信號REFCLK或者其它輸入信號。相位頻率檢測器48還在輸入52處接收來自反饋路徑54的反饋信號。相位頻率檢測器48對線路50和52上的信號進行比較，並在路徑56上生成相應的錯誤控制信號，以用於數字環路濾波器58。錯誤信號指示濾波器電路58在輸出路徑60上生成數控字DCW。信號DCW可以以任何適當的編碼格式來提供，諸如二進位碼或者溫度計碼(thermometer code)。路徑62中可以具有任意適當數目的導線。例如，路徑62中可以具有數十或者數百個線路。路徑62上的數控信號DCW可以由數控振蕩器64的輸入接收。如果期望，可以在此路徑中插入可選的解碼器電路，諸如圖8的解碼器162。在電路64內，可以將數控字或者數控字信號的部分並行地或者分別地路由至相應的電容器114。數字鎖相環電路46的輸出74上的輸出信號OUT可以用作集成電路上的時鐘信號或者其它信號。可以包括諸如圖9的電路46的電路的集成電路包括存儲器晶片、數位訊號處理電路、微處理器、專用集成電路、可編程邏輯器件集成電路、模數轉換器電路、或者任何其它適當的集成電路。數控振蕩器64可以基於參考圖6所描述的類型的單端倒相器架構，或者基於參考圖9所描述的類型的差分倒相器架構。可以將路徑62上的數控信號DCW提供至環形振蕩器中的數控電容器的控制輸入。因此，數控振蕩器64的輸出的頻率是由通過輸入路徑62接收的數控信號DCW的值來確定的。路徑70可以用來將信號OUT從數控振蕩器64饋送回除法器72。除法器72可以將信號OUT除以適當的整數N(例如，除以I、除以2、除以大於2，等等)。如果期望，可以使用來自可編程元件20的動態控制信號或者靜態控制信號來調節N的值。除法器72的除法輸出可以通過反饋路徑54中的線路76提供給輸入52。除法器72將信號OUT除以的量確定了 REFCLK (或者輸入50處的其它輸入信號)的頻率與輸出路徑74上輸出信號OUT的頻率之間的比率。例如，輸入IN可以接收處於給定頻率處的參考時鐘信號，並且輸入OUT可以提供處於該給定頻率N倍頻率處的鎖定輸出時鐘信號。在通常情況中，REFCLK的頻率可以是IOOMHz，而OUT的頻率可以是400MHz (作為示例)。構成數控振蕩器64中的數控電容器114的可調節電容器(變容二極體)120可以全部具有相同的強度或者具有不同的強度。可以通過縮放電容器的尺寸、縮放電容器的絕緣體厚度(例如，在MOS電容器方案中)、縮放電極尺寸、縮放這些結構的組合、或者使用任何其它電容器縮放方案來縮放強度。作為示例，可以對電容器114中的電容器120的強度(例如，尺寸)進行加權，使得每個電容器120具有相等的強度(例如，相等的尺寸)。圖IOA中示出了此類布置。也可以使用二進位加權方案(或者修改的二進位加權方案)，如圖IOB所示。在二進位加權方案中，可以提供相對於其它電容器120而言具有兩倍強度的電容器120。可以通過在不同強度的各種可用電容器120之中進行選擇來獲得給定電容器114的期望電容。使用二進位加權方案可以有助於降低在實現數控電容器114中使用的電容器的數目。如圖IOA所示，當電容器120全部都具有相同的強度(例如，相同的尺寸)時，有時將數控可調節電容器說成是使用單一權重或者單位加權方案。在二進位加權的方案中，可能難以準確地製造電容器從而較大的電容器準確地具有相對於較小電容器的期望電容。這是因為，按照精確控制的比例來製造不同尺寸和形狀的各種集成電路常常是富有挑戰性的。因此，使用單位加權方案來製造數控振蕩器中的電容器120或者其它結構可能是有益的。如圖IOA的示例所示，單位加權方案中的每個可調諧電容器可以具有相同的基本尺寸和結構。一般地，使用此類方案比較容易確保電容器的相對尺寸和形狀得到精確控制(也即，電容器的尺寸和形狀全部相同)。因為這些製造上的考慮，一般來說，使用單位加權方案比二進位加權方案更容易獲得高精度。不論怎樣，如果期望，可以使用二進位加權以及其它非單位加權方案。通過一種適當的布置，電容器的強度(例如，尺寸)可以分級，從而獲得期望的頻率-控制碼特性。電容加載的環形振蕩器所展現的頻率改變傾向於與數控可調節電容器所產生的電容的變化成反比。由此，圖IOA中所示類型的純單一加權方案可能導致頻率階躍，該頻率階躍隨著電容器114的總電容達到最大值而變小。為了在環形振蕩器的頻率-電容特性中避免這種情況，可以使用圖IOC中所示類型的非二進位加權的分級電容器加權方案，將電容器的強度(例如，尺寸)連續地或者半連續地從相對較小的值縮放至相對較大的值。如圖IOC所示，在此類布置中，電容器120的強度(例如，尺寸)從相對較小的尺寸變化到相對較大的尺寸。在電容器調諧範圍的底部，可以使用較弱(較小)的電容器。當在環形振蕩器的調諧範圍的末端附近需要頻率階躍時，可以切換為使用較大的電容器，從而對飽和度進行補償。因此，使用圖IOC中所示類型的分級非二進位方案可以確保獲得相等的頻率階躍(或者其它期望大小的頻率階躍)，即使在可調節電容器的調諧範圍末端(例如，當電容器114的電容接近最大值時)也是如此。通過獨立地調節每個倒相器的輸出節點處的電容，可以最小化實現環形振蕩器的期望精度所需的電容器的總數。因為此類方案不需要在鎖定步驟中調節所述電容器，因此可以獲得部分電容步驟，其中在該部分電容步驟，每次只調節電容器114的子集。該方法可以在結合圖6所描述的類型的單端倒相器設計中以及結合圖7所描述的類型的差分倒相器設計中使用。作為示例，考慮圖7的布置，其中在四個倒相器輸出節點0P0、0N0, OPU ONl的每一個處存在電容器114。圖11顯示的表中示出了，在多個不同的潛在環形振蕩器調諧配置的每一個中，每個電容器114中有多少電容器120在通過其控制輸入122接收邏輯高信號。在圖11的表中，每一列中的條目表示有多少電容器120正在接收邏輯高信號。例如，圖11的第一列的條目表示在與節點OPO相關聯的電容器114中正在接收高邏輯信號(例如，圖2的電壓Vm)的電容器120的數目。與節點OPO相關聯的電容器114中的其餘電容器120接收邏輯零(例如，0伏的信號)。圖11的第二列、第三列和第四列的條目表示分別與倒相器輸出0N0、0P1和ONl相關聯的電容器114中正在接收高邏輯信號的電容器120的數目。圖11的表中的每一行表不用於環形振蕩器146的不同潛在設置。例如，第一行的設置對應於以下情況環形振蕩器146中的每個電容器114已被設置為產生最大級別的電容(為了此例的目的，假設每個電容器120具有圖2所示類型的電容-電壓特性)。這可以通過將應用於電容器114中的電容器120的控制電壓Vctl調節為邏輯低值來實現。在此類配置中，每個電容器120將產生其最大電容(例如，CH)，並且每個電容114將產生其最大電容。在這種情況下，環形振蕩器146的輸出頻率將處於其最小值。第二行的設置表示節點ONl、ONO和OPl處的電容器114保持第一行的配置沒有改變。然而，已經對與倒相器輸出OPO相關聯的電容器114進行了調節，從而使其電容器120中的一個正在通過其輸入122接收邏輯高控制信號而不是邏輯低。由於僅將電容器114中的一個置於較低電容狀態，因此與等同地調諧所有電容器114的情況相比，環形振蕩器46的輸出頻率f的降低較少。由此，圖11所示類型的方案得到對環形振蕩器46更為精確的調諧，而無需在每個電容器114中提供多個附加電容器120。圖11的表的其它行示出了如何系統地調節電容器114的電容器設置，以調諧環形振蕩器46。在第三行中，已經對兩個節點處的電容器進行調節為產生其最大可能電容值，同時已經將兩個節點調節為產生較低的電容(因為向其電容器120之一提供了高控制信號)。在第四行，三個電容器114具有正在接收高控制信號的單個電容器120。在第五行，所有電容器114都包含具有高控制信號的單個電容器120，並將其餘的電容器120設為其低控制信號設置。在第六行中，與節點ONI、ONO和OPl相關聯的電容器114使其電容器120中的一個處於高控制信號模式，而其其它電容器120處於低控制信號模式。如第六行最後一列中的條目「2」所示，與節點OPO相關聯的電容器114使其電容器120中的兩個處於高控制信號模式(在其控制輸入處接收邏輯高信號)，而其它電容器120處於其低控制信號模式(在其控制輸入處接收邏輯低信號)。圖11的表中隨後的行示出了如何按照系統的方式漸進地將較多數目的電容器120設置為其高控制信號模式，以調節環形振蕩器46產生的輸出頻率f。由於圖11的示例示出了可以彼此獨立地調節每個電容器114的調諧方案，所以一般而言，仍然期望以如下方式來調節電容器114 :即最小化連接至給定差分倒相器的正輸出和負輸出的一對電容器中電容器114之間的電容差,或者振蕩器中電容器114的任何相應配對之間的電容差(也即，使得在環形振蕩器中的任何兩個相應電容器114中，在其控制輸入處接收邏輯高控制信號的電容器120的數目的變化不超過I)。這確保倒相器輸出節點上的電容負載得以良好平衡。如果期望，那麼用於電容器114的電容器120可以在集成電路上以陣列提供。圖12中示出了此類布置。在圖12的框圖中，每一列中的電容器與給定的一個電容器114相關聯。每個電容器114繼而可以由不止一列電容器120來構造。在圖12中，與節點ONl相關聯的電容器114包含來自列Cl和C2的電容器。這些電容器可以如結合圖4描述的那樣並行連接。與其它節點(例如，節點0P0、0P1和0N0)相關聯的電容器114可以按照相同的方式來構造。虛線168表示在調節環形振蕩器46以產生逐步較高頻率的輸出信號的同時將電容器120置於其高控制信號模式時可以使用的可能模式(作為示例)。最初，當期望在其最低頻率處操作環形振蕩器46時，每個電容器都在其控制輸入122(圖4)處接收邏輯「O」。在這種情況下，沿著圖12中路徑168的所有電容器120都由相應的「0」來控制。為了提高環形振蕩器46所產生的輸出信號的頻率，可以使用虛線168所表示的模式將邏輯「I」選擇性地施加於圖12的陣列中的電容器120。利用這種方法，所有電容器120將最初在其控制輸入處接收「O」。通過將「0」施加於除與圖12的陣列中最上且最左位置相關聯的電容器120 (也即，與節點OPO處的電容器114相關聯的電容器120之一)之外的所有電容器，對於環形振蕩器46而言可以實現略高的頻率。以這種方式進行處理，除了陣列第一行中最左邊和左數第二個電容器120(其接收「I」)之外，繼而可以為陣列120的所有電容器在其控制輸入處提供「O」。如果期望將環形振蕩器46調諧為更高的頻率，可以按照線168表示的模式使用更多的「 I」作為電容器控制輸入。在圖12的示例中，提供給電容器120的控制輸入的高信號每次遞增I。如果期望，可以進行頻率調節，其可以包括對於環形振蕩器46的頻率中的每個階躍，切換兩個、三個或者多於三個電容器120。諸如這些的方案可以增加倒相器輸出節點之間的平衡，並提高解析度。可以使用任何適當的電路架構來實現環形振蕩器倒相器。圖13示出了適當的差分倒相器的示例。如圖13所示，倒相器148可以具有由p溝道金屬氧化物半導體(PMOS)電晶體MPP和n溝道金屬氧化物半導體(NMOS)電晶體MNP構成的第一倒相器INVl，並且可以具有由PMOS電晶體MPN和NMOS電晶體MNN構成的第二倒相器INV2。倒相器INVl可以接收輸入信號NIN，並可以產生輸出POUT。倒相器INV2可以接收輸入信號PIN，並可以產生輸出信號NOUT。差分放大器具有有限共模增益。如果該增益的幅度大於環形振蕩器的差分倒相器中的單位，則其可能導致環形振蕩器中的環路依照共同增益模式進行振蕩，或者閂鎖在不期望的DC操作點。為了解決這一問題，倒相器148可以具有有助於相對於其差分增益來降低其共模增益的特徵。如圖13所示，倒相器148由在正電源端子170接收的正電源電壓Vdd和在接地端子172接收的地電源端子來供電。諸如電流源174的電流源可以與倒相器INVl和INV2串行放置，以幫助降低共模增益(也即，當輸入NIN和PIN 二者同時拉高或者同時拉低時，出現在輸出POUT和NOUT上的信號的增益)。如果期望，可以將電流源174置於接地端子172與倒相器INVl和INV2之間，而不是如圖13示例中那樣置於正電源端子170與倒相器INVl和INV2之間。可以為給定環形振蕩器中的每個倒相器148提供獨立的電流源，諸如電流源174。電流源174通過限制去往PMOS電晶體MPP和MPN的電流來降低共模增益。在差分模式中，電晶體MPP和MPN共享電流源電流Is，因此差分增益沒有降低。然而，如果對輸入NIN和PIN給出共模信號，則POUT和NOUT信號中實際上沒有改變(也即，共模增益基本上為零)。這是因為輸入NIN和PIN的共同移動導致了電壓降，其下降完全跨越電流源174，而沒有跨越輸出POUT和NOUT。電阻器Rs也可以幫助降低倒相器148中的共模增益。考慮NIN和PIN 二者都下降的示例。在這種典型情況中，電阻器RS對抗輸出POUT和NOUT上電壓的相應下降。這是因為，跨越電阻器Rs的電壓降響應於NIN和PIN的增加而升高，由此創建了負反饋源。當跨越電阻器Rs的電壓升高時，MNP和MNN 二者的柵極到源極電壓Vgs下降。信號POUT和NOUT可能略微下降，但是該下降的幅度將小於沒有共模增益降低電阻器Rs的情況。注意，如果倒相器148的輸入是純差分的(也即，如果NIN上升同時PIN下降)，則倒相器148的一側將產生來自Rs的提高的電壓降貢獻，而倒相器148的另一側將產生來自Rs的降低的電壓降貢獻。因此，電阻器Rs的存在沒有降低差分信號的增益。如果期望，可以將電阻器Rs與INVl和INV2串行連接地放置在圖13的電流源174的位置(也即，電流源174和電阻器Rs的位置可以互換)。如果期望，可以為倒相器148提供共模增益降低交叉耦合電晶體，諸如NMOS電晶體MNFN和MNFP(或者全倒相器)。此類布置有時稱為飛輪倒相器布置(例如，在以下配置中，其中在該位置提供兩個全倒相器，以降低共模增益)。電晶體MNFN和MNFP有助於增加相對於共模增益的差分增益。考慮以下示例，其中POUT響應於NIN的下降而升高。在這種情況下，電晶體MNFN的柵極電壓升高。這使得電晶體MNFN的漏極電壓下降。當電晶體MNFN的漏極電壓下降時，輸出NOUT下降。因此，電晶體MNFN的存在有助於提高輸出NOUT響應於NIN的提高而下降的量(也即，MNFN提高了差分增益)。電晶體MNFP以相同的方式對輸出POUT進行操作。倒相器148可以包括如圖13所示的諸如電流源174的電流源、諸如電阻器Rs的共模增益降低電阻器、以及諸如電晶體MNFN和MNFP的共模增益降低交叉耦合電晶體(或者全交叉耦合飛輪倒相器)，或者如果期望，可以包括這些共模增益降低電路中的一個或兩個。根據一種實施方式，提供一種振蕩器，包括具有輸出的倒相器的環和多個數控可調節負載電容器，其中每個數控可調節負載電容器連接至相應的輸出之一。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器的環包括單端倒相器的環。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器的環包括差分倒相器的環。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器的環包括僅由兩個差分倒相器形成的環。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述數控可調節負載電容器中的每一個包括多個並行連接的變容二極體，所述變容二極體具有接收數控信號的數控輸入。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述數控可調節負載電容器中的每一個包括多個並行連接的單位加權變容二極體。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述數控可調節負載電容器中的每一個包括多個並行連接的二進位加權變容二極體。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述數控可調節負載電容器中的每一個包括多個並行連接的分級尺寸的非二進位加權變容二極體。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器環中的每個倒相器包括兩個交叉耦合倒相器，以及與所述交叉耦合倒相器串行連接的電流源。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器環中的每個倒相器包括兩個交叉耦合倒相器，以及與所述交叉耦合倒相器串行連接的電阻器。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器環中的每個倒相器包括兩個交叉耦合倒相器，以及第一和第二差分輸出，所述倒相器環中的每個倒相器還包括具有連接至所述第一輸出的柵極的第一電晶體，以及具有連接至所述第二輸出的柵極的第二電晶體。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器環中的每個倒相器包括兩個交叉耦合倒相器以及第一和第二差分輸出，與所述交叉耦合倒相器串行連接的電流源，與所述交叉耦合倒相器串行連接的電阻器，以及具有連接至所述第一輸出的柵極的第一電晶體，以及具有連接至所述第二輸出的柵極的第二電晶體。根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述數控可調節負載電容器中的每一個包括多個並行連接的變容二極體，所述變容二極體具有接收數控信號的數控輸入。根據一種實施方式，提供一種調節由連接至可調節負載電容器的倒相器環形成的振蕩器中的輸出信號頻率的方法，所述方法包括將第一數控信號施加於所述可調節負載電容器中的第一電容器，所述第一數控信號指不所述第一電容器產生第一電容值；以及將第二數控信號施加於所述可調節負載電容器中的第二電容器，所述第二數控信號指示所述第二電容器產生不同於所述第一電容值的第二電容值。根據另一實施方式，提供一種方法，其中所述可調節負載電容器中的每一個包括多個並行連接的、具有數控輸入的變容二極體，其中每個所述可調節負載電容器中的所述變容二極體的所述數控輸入接收控制該可調節負載電容器的數控信號，所述方法還包括在將所述第一數控信號和所述第二數控信號分別施加於所述第一和第二可調節負載電容器時，確保所述第一數控信號和所述第二數控信號包含差別不超過I的相應數目的邏輯高值，以最小化所述第一和第二電容值之間的電容失配。根據另一實施方式，提供一種方法，其中所述倒相器包括第一和第二差分倒相器，每個都具有連接有可調節負載電容器中的相應電容器的正輸出和負輸出，其中確保所述第一數控信號和所述第二數控信號包含差別不超過I的相應數目的邏輯高信號，以最小化所述第一和第二電容值之間的電容失配，包括確保施加於連接至所述第一差分倒相器的所述正輸出的可調節負載電容器的數控信號以及施加於連接至所述第一差分倒相器的負輸出的可調節負載電容器的數控信號的差別不超過I。根據一種實施方式，提供一種集成電路上的振蕩器電路，其包括至少包括第一和第二差分倒相器的差分倒相器環，以及連接至所述差分倒相器之一的輸出的至少一個數控可調節電容器。根據另一實施方式，提供一種振蕩器電路，其中所述數控可調節電容器包括多個並行連接的變容二極體，每個變容二極體具有相應的數控輸入，該數控輸入接收以下信號之一邏輯高電壓和邏輯低電壓，其中所述電容器中的所述並行連接的變容二極體的數控輸入接收數控信號。根據另一實施方式，提供一種振蕩器電路，還包括解碼器，其接收未解碼的輸入，並產生相應的解碼數字輸出信號，該信號被施加於所述數控可調節電容器中的所述並行連接的變容二極體，以作為用於該電容器的數控信號。上文僅僅是對本發明原理的示範性說明，在不脫離本發明範圍和精神的情況下，本領域技術人員可以進行各種修改。
權利要求
1.一種調節被耦合到至少第一可調節電容器和第二可調節電容器的倒相器環的方法，包括 向所述第一可調節電容器應用第一數控字，所述第一數控字可操作以指示所述第一可調節電容器產生第一電容值； 向所述第二可調節電容器應用第二數控字，所述第二數控字可操作以指示所述第二可調節電容器產生不同於所述第一電容值的第二電容值；以及 確保所述第一數控字和所述第二數控字包含差別不超過給定數目的相應數目的邏輯高信號，以避免所述第一電容值與所述第二電容值之間的過度電容失配。
2.根據權利要求I所述的方法，其中所述給定數目為I。
3.根據權利要求I所述的方法，其中所述第一可調節電容器包括第一組多個並行耦合的電容器，並且應用所述第一數控字包括 向所述第一組多個並行耦合的電容器中的至少ー個電容器應用邏輯高信號；以及 向所述第一組多個並行耦合的電容器中的至少ー個電容器應用邏輯低信號。
4.根據權利要求3所述的方法，其中所述第二可調節電容器包括第二組多個並行耦合的電容器，並且應用所述第二數控字包括 向所述第二組多個並行耦合的電容器中的至少ー個電容器應用邏輯高信號；以及 向所述第二組多個並行耦合的電容器中的至少ー個電容器應用邏輯低信號。
5.根據權利要求I所述的方法，其中所述倒相器環被耦合到至少第三可調節電容器，所述方法進ー步包括 向所述第三可調節電容器應用第三數控字，所述第三數控字可操作以指示所述第三可調節電容器產生與所述第一電容值相同的第三電容值。
6.根據權利要求5所述的方法，其中所述倒相器環被耦合到至少第四可調節電容器，所述方法進ー步包括 向所述第四可調節電容器應用第四數控字，所述第四數控字可操作以指示所述第四可調節電容器產生與所述第一電容值相同的第二電容值。
7.一種調節被耦合到至少第一可調節電容器和第二可調節電容器的倒相器環的方法，所述方法包括 向所述第一可調節電容器應用第一數控字，所述第一數控字可操作以指示所述第一可調節電容器產生第一電容值； 向所述第二可調節電容器應用第二數控字，所述第二數控字可操作以指示所述第二可調節電容器產生不同於所述第一電容值的第二電容值；以及 避免所述第一電容值與所述第二電容值之間的過度電容失配。
8.根據權利要求7所述的方法，其中避免所述第一電容值與所述第二電容值之間的過度電容失配包括 確保所述第一數控字和所述第二數控字包含差別不超過給定數目的相應數目的邏輯低信號，以避免所述第一電容值與所述第二電容值之間的過度電容失配。
9.根據權利要求8所述的方法，其中所述給定數目為I。
10.ー種集成電路，包括 第一可調節電容器和第二可調節電容器；耦合到所述可調節電容器的倒相器環；以及 電路，可操作以向所述第一可調節電容器應用第一數控字，所述第一數控字可操作以指示所述第一可調節電容器產生第一電容值，其中所述電路可操作以向所述第二可調節電容器應用第二數控字，所述第二數控字可操作以指示所述第二可調節電容器產生不同於所述第一電容值的第二電容值，並且其中所述電路可操作以避免所述第一電容值與所述第二電容值之間的過度電容失配。
11.根據權利要求10所述的集成電路，其中所述電路可操作以確保所述第一數控字和所述第二數控字包含差別不超過給定數目的相應數目的邏輯低信號。
12.根據權利要求10所述的集成電路，其中所述電路可操作以確保所述第一數控字和所述第二數控字包含差別不超過I的相應數目的邏輯低信號。
13.根據權利要求10所述的集成電路，其中所述電路可操作以確保所述第一數控字和所述第二數控字包含差別不超過給定數目的相應數目的邏輯高信號。
14.根據權利要求10所述的集成電路，其中所述電路可操作以確保所述第一數控字和所述第二數控字包含差別不超過I的相應數目的邏輯高信號。
15.根據權利要求10所述的集成電路，進一步包括 耦合到所述倒相器環的第三可調節電容器，其中所述電路可操作以向所述第三可調節電容器應用第三數控字，所述第三數控字可操作以指示所述第三可調節電容器產生與所述第一電容值相同的第三電容值。
16.根據權利要求15所述的集成電路，進一步包括 耦合到所述倒相器環的第四可調節電容器，其中所述電路可操作以向所述第四可調節電容器應用第三數控字，所述第四數控字可操作以指示所述第四可調節電容器產生與所述第二電容值相同的第四電容值。
全文摘要
本申請涉及數控振蕩器。提供一種基於倒相器環的振蕩器電路。該倒相器環可以是單端倒相器或者差分倒相器。可以在倒相器輸出處提供數控可調節負載電容器，以調諧振蕩器電路。每個數控可調節負載電容器可以由多個並行連接的變容二極體構成。每個變容二極體可以具有接收數控信號的控制輸入。給定振蕩器中的數控可調節負載電容器可以聯合調節，以產生用於每個電容器的相同電容值，或者可以獨立調節，從而使其產生不同的電容值。倒相器可以包括共模增益降低特徵，諸如串行連接的電流源、串行連接的電阻器、以及交叉耦合的負反饋電晶體。
文檔編號H03L7/099GK102983861SQ20121048074
公開日2013年3月20日 申請日期2009年6月29日 優先權日2008年6月27日
發明者M·芒薩維, W·W·貝雷扎 申請人:阿爾特拉公司