採樣率轉換器的製作方法
2023-05-05 01:14:11 1
專利名稱：採樣率轉換器的製作方法
技術領域：
本發明涉及電子設備，更具體地說，涉及用於數字採樣的數據的轉換的電路和方法。可以將本發明用於其中需要改變數據流的採樣率的所有領域，特別是在音頻系統和視頻系統中。另一個應用是在例如ADSL的電信系統中將基帶信號的採樣率適配為數字調製器的高採樣率。
背景技術：
人們通常知道諸如音頻信號或者視頻信號的數字採樣的模擬信號。當處理採樣的信號時，一般最好將具有不同採樣率的、採樣的數據進行混合。為了這個目的，需要其中將採樣的信號從第一採樣率轉換到第二採樣率的採樣率轉換。例如，通常以11.025、22.05或44.1KHz的頻率，或者以8、16、32或48KHz的頻率對音頻信號進行採樣。將信號從8KHz轉換到11.025KHz意味著應用441/320的採樣因數，這需要複雜的轉換器以避免信號質量的下降。
可以將採樣率轉換器分類為同步採樣率轉換器和異步採樣率轉換器。在第一種情況中，作為輸出採樣率和輸入採樣率的比率的採樣因數是諸如441/320的有理數。在後一種情況中，不能用有理數來表示該比率。
US 5,907,295公開了一種同步採樣率轉換器(SSRC)。所使用的SSRC是兩級轉換器。第一級是L抽頭低通FIR，而第二級是線性內插器。第一級通過Q0/P0的因數來調整採樣率，而第二級通過Q1/P1的因數來調整採樣率，從而總的採樣因數是Q/P＝Q0/P0*Q1/P1。將SSRC分為兩級使得L抽頭FIR內的係數存儲下降。這種SSRC不適合於小於1/8的採樣因數，或者大於8的採樣因數。從信噪比(SNR)的角度來說，其性能是有限的。
US 5,666,299公開了一種異步採樣率轉換器(ASRC)。通過ASRC的設計減少了在ROM中存儲的濾波器係數的數量。這種ASRC不適合於小於1/8的採樣因數，或者大於8的採樣因數。其SNR也是有限的。
US 5,638,010公開了一種用於帶有高採樣因數的ASRC的同步的、在數字鎖相環中的數控振蕩器(DCO)。為了這個目的，DCO產生適當的時鐘信號。其還產生殘餘信號，可以用於數據取樣的精確內插。這個殘餘信號與DCO的即時相位有關。
在「A Stereo Asynchronous Digital Sample-Rate Converter for Digital Audio」，IEICE Transactions on Electronics，Institute of Electronics Information AndComm.Eng.Tokyo，JP，vol.E77-C(1994)，no.5，pp.811-818中，亞當斯(Adams)等人公開了一種包括n抽頭多相濾波器(2)的異步採樣率轉換器(其中n是整數)，以及用於計算濾波器係數的計算實體(5，9)。
發明內容
本發明的目的是提供一種用於將採樣率從第一值轉換為第二值的高性能的ASRC和對應方法。可以將該ASRC和該方法用於過採樣的輸入信號並且用於轉換器的非常高或者非常低的採樣因數。
根據本發明，通過提供在獨立權利要求中所定義的特徵來實現上述目的。根據本發明的優選實施方式還包括從屬權利要求中定義的特徵。應該強調，權利要求中的任何參考標記都不應該被理解為對本發明的範圍的限制。
根據本發明，通過包括n(n為整數)抽頭多相濾波器的異步採樣率轉換器和用於計算濾波器係數的計算實體來實現上述目的，其中所述計算被適應來使用Parzen窗口或者使用二次窗口來計算濾波器係數。
對應方法是用於通過使用傳統n抽頭濾波器將數字採樣的數據的採樣率從第一採樣率轉換到第二採樣率的方法，其中通過使用Parzen窗口或者使用二次窗口來計算濾波器係數。
將通過參照後面所述的實施方式闡述本發明的這些和其他方面，本發明的這些和其他方面將變得明顯。
圖1示出了具有降低的計算複雜度的ASRC；圖2示出了頻域中的Parzen窗口、二次窗口、和(為了進行比較的)三角形窗口；圖3示出了Parzen窗口和二次窗口的最先的五個凹口(notch)；圖4更加詳細地示出了Parzen窗口和二次窗口的第一個凹口；圖5示出了在二次窗口的情況中產生濾波器係數的示例電路；
圖6示出了在Parzen窗口的情況中產生濾波器係數的示例電路；和圖7示出了包括圖1的ASRC的電路。
具體實施例方式
圖1示意地示出了根據本發明的ASRC 1。其包括具有延遲管路(pipeline)3和數位訊號處理器(DSP)4的4抽頭多相濾波器2。時鐘信號asrc_clk_in使能延遲管路3並且通過數據寄存器(或者觸發器)6順序對輸入數據data_in進行時鐘控制(clock)，從而最左側的檢測器保存最新的採樣，而最右的寄存器保存最舊的採樣。
因為時鐘信號asrc_clk_in與asrc_clk_out相位同步而與data_in頻率同步，所以其一般是抖動的時鐘。通常藉助數字PLL的DCO來產生這種時鐘。這種DCO使用相同的時鐘信號asrc_clk_out，其同步所有的寄存器6。
當以過採樣的信號表示輸入數據data_in時，可以方便地使用ASRC 1。為了本公開的這個目的，應該將過採樣信號理解為具有顯著高於最小採樣率FMIN的採樣率的信號。考慮到恩奎斯特(Nyquist)定律，最小採樣率FMIN是帶寬的兩倍。
通過將來自數據寄存器6的採樣點進行平均而執行濾波。由DSP 4將採樣點與它們對應的權重/濾波器係數相乘。由DSP 4在輸出埠8處輸出所有加權的採樣點之和。
在圖1中，n抽頭濾波器2(n是整數)具有四個抽頭。但是本發明並不限於四個抽頭的情況。可以將n選擇為2、3、4、....到10或者更大。
存在兩種產生濾波器係數的方法。
第一種可能性是通過計算實體來產生濾波器係數，其中所述計算實體位於n抽頭多相濾波器2的外部。這種計算實體可以是諸如DSP或者專用集成電路(ASIC)的硬體，或者可以是在遠端計算機上運行的電腦程式。
第二種可能性是通過計算實體來產生濾波器係數，其中所述計算實體位於n抽頭多相濾波器2的內部。換句話說，該計算實體是n抽頭多相濾波器2的部件。在這種情況下，計算實體是圖1的係數產生器5。有利地，當輸入信號是過採樣的信號時係數產生器5具有有限的複雜度。
當選擇第一種可能性時，n抽頭多相濾波器必須提供存儲空間給外部(在n抽頭多相濾波器的外部)產生的濾波器係數。在這種情況下，使用相位信號作為四個獨立存儲器單元7的讀出地址，其中塊5的每個存儲器單元7保存特定係數的所有2P個可能的值，P＝相位信號的位數量。為了精確內插，比如P＝9，塊5中所需存儲器是29*4個字。可以從上面解釋中得到，在這種(第一)操作模式中塊5是純粹的存儲器塊。可以將塊9作為外部計算實體。
當選擇第二種可能性時，藉助計算實體5使用相位信號進行濾波器係數的多項式計算。通常由數字PLL的DCO產生相位信號。四個係數是C1＝A1*I+B1*I2+C1*I3+D1*I3，其中1是範圍從1到4的索引，而I是輸入相位信號。
或者隨時(on the fly)計算該係數(在線計算)，或者已經預先載入該係數(離線計算)。
當選擇產生濾波器係數的第二種可能性時，在塊5中執行濾波器係數的計算。在這種(第二)操作模式中，塊5是係數產生器或者計算實體。藉助塊9來直觀示出作為計算實體工作的塊5的詳細情況。但是應該強調，塊9僅僅是塊5的一種表示，而不是分開的物理實體。因此可以將塊9縮小到塊5中。從小存儲器單元(未示出)中檢索常數A1、B1、C1、D1等。在本例中選擇了三次多項式，因此總共存儲16個係數，其中每個係數需要僅僅4個字的存儲器空間。係數產生器的這種解決方案以附加的多項式計算為代價減少了所需要的存儲器，並且當需要非常精確的內插時這種解決方案通常更好。
本發明使用Parzen窗口或者二次窗口作為多項式靈活(smart)窗口。也被稱為de la Valle Poussin窗口的Parzen是三次多項式並且被定義如下w(n)=1-6(nN/2)2(1-|n|N/2),0|n|N/4]]>w(n)=2(1-|n|N/2)3,N/4|N|N/2]]>其中n是時間取樣的索引，而N+1是窗口的總長度。或者，選擇二次窗口。將這種二次多項式定義如下w(n)=1-2(nN/2)2,0|n|N/4]]>w(n)=2(1-|n|N/2)2,N/4|n|N/2]]>在圖2中將兩種窗口在時域中示出，其中將y軸歸一化到1。此外，示出了基本上從現有技術中已知的三角形窗口。曲線依次為(從上到下)二次窗口、Parzen窗口、和三角形窗口。二次或者三次多項式的優點是在頻域中的原型濾波器的重複凹口帶有特別的高衰減從而避免了混疊(aliasing)。
當與三角形窗口或者矩形窗口進行比較時，(就在重複凹口處的衰減而言)兩個窗口(Parzen和二次窗口)都顯示了較好的性能。如上所述，就衰減而言，Parzen窗口甚至比二次窗口還好。二次窗口的性能介於Parzen窗口和三角形窗口之間。
二次窗口是靈活窗口，這是因為其顯示出雙對稱性在y＝0附近的偶數對稱性，和在(-N/4，0.5)和(N/4，0.5)附近的奇數對稱性。當使用四的倍數個取樣時後一種對稱性是有用的，因為在這種情況中可以不用其他的相乘而應用簡單減法就可以計算一半的取樣。
圖3示出了在頻域中的Parzen窗口和二次窗口的最先五個凸起(lobe)。為了比較，同樣也示出了矩形窗口和三角形窗口。當參見第二個凸起時，曲線依次(從上到下)為矩形窗口、三角形窗口、具有兩個最大值的二次窗口、和Parzen窗口。y軸表示以dB為單位的衰減，而以單位F分割x軸。F表示在ASRC的輸出端的採樣頻率。為了使得這種比較成為可能，將二次窗口和Parzen窗口的持續時間翻倍以在頻域的適當頻率處獲得第一個凹口。翻倍的持續時間暗示著抽頭數量的翻倍4個抽頭用於Parzen窗口和二次窗口，在三角形窗口的情況中有2個抽頭，而在矩形窗口的情況中僅僅有1個抽頭。因為在其他凹口中衰減增加所以第一個凹口是最重要的凹口。可以看出，Parzen窗口和二次窗口的衰減特別高，正如所期望的一樣。
二次窗口的另一個優點是其在中間頻率處產生了次凹口。這意味著過採樣級可以享受附加的止帶(stop-band)衰減。
Parzen窗口和二次窗口的另一個優點是它們在頻域中的陷落(dip)特別寬，從而可以容易地滿足在凹口頻率處的帶寬要求。這可以藉助圖4看出，在圖4中繪製了以dB為單位的衰減相對於以赫茲為單位的頻率的關係。曲線依次(從上到下)為矩形窗口、三角形窗口、二次窗口、和Parzen窗口。二次窗口在整個帶寬中最少衰減-125dB。這以很大的餘量滿足了16位音頻的技術要求。以小餘量滿足了20位音頻。Parzen窗口甚至更好，從而其特別適合數字音頻的高端應用。為了比較，還示出了都在現有技術中使用的矩形窗口和三角形窗口的第一凹口。它們在+/-20KHz帶寬內的衰減較差因此需要補償。
不能使用Parzen窗口和二次窗口的上述公式通過利用相位信號來直接計算濾波器係數，其中可以由DCO提供相位信號。在二次窗口的情況中，將係數C1、C2、C3和C4計算如下C1＝k·2C2=k(2(N4)2-(N4-)2)]]>C3=k(2(N4)2-2)]]>C4=k(N4-)2]]>k是確定濾波器增益的常數，是來自DCO的相位信號，N4=2P,]]>其中P是來自DCO的累加器的相位信號的比特數。
在Parzen窗口的情況中，如下計算係數C1＝k·3C2=k(4(N4)3-3(N4+)(N4-)2)]]>C3=k(4(N4)3-3(N2-)2)]]>C4=k(N4-)3]]>圖5示出了舉例在二次窗口的情況中產生濾波器係數的電路。如果I是每個塊的輸入信號，步驟S1計算I2，並且將該值作為濾波器係數C1輸出。步驟S2計算2P-I而步驟S3計算22*P-1-I。因為k的值依賴於要在濾波器中獲得的特定增益，所以已經省略的常數k。因為通過簡單操作隨時計算全部係數所以不需要存儲器。忽略小的偏移和簡單的相加或相減，只需要兩個相乘或平方運算。
圖6示出了舉例在Parzen窗口的情況中產生濾波器係數的電路。除了步驟S1和S2之外，還有額外的計算步驟S3、S4和S5，S3計算2P+1，S4計算2P+1+1，而S5計算23P+2-3*I。
圖7示意地示出了本發明的ASRC 1的使用及其將數字採樣的數據的採樣率轉換到更高或者更低的採樣率的特別優點。
電路11具有用於輸入具有第一採樣率的信號的輸入埠7，和用於具有第二採樣率的信號的輸出埠8。在這種情況中，與圖1的data_in不同，不對在埠7處的輸入數據進行過採樣。相反地，整個轉換器11提供高於8或者低1/8的採樣因數。
電路11包括帶有整數採樣因數的內插級12和如上所述的ASRC 1。可以將內插級12選擇為包括內插單元13，其中每個內插單元以因數2進行內插。將內插級12分為其中每個內插單元以因數2進行內插的一對內插單元具有這樣的好處電路11的總體設計變得更簡單。將所有內插單元13串連。將第一內插單元14連接到輸入埠7，並且將最後的內插單元15連接到ASRC 1。可以從上面說明中看出，電路11表示包括內插級12和殘餘ASRC 1的ASRC。
在第二種情況中，以帶有至少4的整數抽取因數(＝1/採樣因數)的抽取級16來代替內插級12。可以將抽取級16選擇為包括多個抽取單元17，其中每個抽取單元以因數2進行抽取。所有抽取單元17進行串連。而且，殘餘ASRC 1是被饋入輸入信號的第一級，並且抽取級是輸出帶有第二採樣率的輸出信號的第二級。換句話說，埠8變為輸入埠，而埠7變為輸出埠。因為優點相同，所以為了簡便，下面的描述將不詳細討論第二種情況。
電路11的想法是將ASRC分為帶有至少4的整數內插因數的內插級12和殘餘ASRC。通過將級12分為多個內插單元13來獲得另外的優點，每個內插單元都以因數2內插採樣率。電路11的特殊優點是殘餘ASRC 1必須處理的採樣因數小於在沒有在前的內插級12的情況下的採樣因數。因此，降低了ASRC 1的計算負擔。這允許了ASRC 1的更簡單的設計。
如上所述，本發明的ASRC 1特別適合具有高採樣率F/FMlN(或在第二種情況中的低採樣率)的輸入信號。通過電路11的內插級12來提供帶有高採樣率的信號。可以被選擇的F/FMIN的絕對值主要依賴於兩個方面。
一個方面是電路11的設計。一方面既要簡化ASRC 1的設計，另一方面又要通過附加的內插級12增加電路11的複雜度。從實際的角度說，如果內插級12的採樣因數至少是8，則將整個ASRC分為內插級12和殘餘ASRC 1是可以接受的，因此需要分開的4的內插。
第二個方面是對於用戶可以接受的ASRC 1的SNR。FIN表示ASRC 1的輸入採樣率，FOUT表示對應的輸出採樣率，而B表示信號帶寬。那麼問題就是為了獲得ASCR 1的輸出信號的期望的SNR，內插級12必須提供什麼樣的採樣率F，以及應該選擇哪個窗口(二次窗口還是Parzen窗口)？可以區分兩種情況a)如果FOUT＞F1N＞FOUT/2，則將F選擇為FIN。在這種情況中，根本不需要內插級12。當與二次窗口進行比較時，Parzen窗口提供更好的機會用於產生所期望的SNR，以便在圖3的第一凹口中在F附近的頻率範圍[F-B，F+B]中獲得-SNR dB的衰減。
b)如果FIN＜FOUT/2，則必須在內插級12的複雜度、窗口的複雜度、和所需要的SNR之間找到折衷。一般來說，更高次的窗口和更多的內插單元提高SNR。例如，可以選擇最大數量的內插單元直到到達F＜FOUT的限制。然後選擇適當的窗口以滿足SNR的技術要求。
權利要求
1.一種異步採樣率轉換器(1)，包括n抽頭多相濾波器(2)，其中n為整數，以及計算實體(5，9)，用於計算濾波器係數，其中所述計算實體被適應來使用Parzen窗口或者使用二次窗口來計算濾波器係數。
2.根據權利要求1所述的轉換器，其中n的值在2到10之間。
3.根據權利要求1所述的轉換器，其中所述計算實體位於所述n抽頭多相濾波器(2)的外部。
4.根據權利要求3所述的轉換器，其中所述計算實體是電腦程式。
5.根據權利要求1所述的轉換器，其中所述計算實體位於所述n抽頭多相濾波器(2)的內部。
6.根據權利要求1所述的轉換器，還包括用於內插或用於以整數因數抽取採樣率的級(12、16)。
7.根據權利要求6所述的轉換器，其中內插級包括內插單元(13)，並且其中每個內插單元以因數2進行內插。
8.根據權利要求6所述的轉換器，其中抽取級包括抽取單元(17)，並且其中每個抽取單元以因數2進行抽取。
9.根據權利要求7或8所述的轉換器，其中用於內插或者抽取採樣率的單元(13、17)是微處理器或者數位訊號處理器。
10.根據權利要求7或8所述的轉換器，其中用於內插或者抽取採樣率的單元(13、17)是線性內插器或者線性抽取器。
11.一種用於通過使用傳統n抽頭濾波器(2)將數字採樣的數據的採樣率從第一採樣率轉換到第二採樣率的方法，其中通過使用Parzen窗口或者通過使用二次窗口來計算濾波器係數。
12.根據權利要求11所述的方法，其中在所述n抽頭多相濾波器(2)之外的位置計算所述濾波器係數。
13.根據權利要求12所述的方法，其中藉助於在計算實體(9)上運行的電腦程式來計算所述濾波器係數。
14.根據權利要求11所述的方法，其中在所述n抽頭多相濾波器(2)之內的位置計算所述濾波器係數。
全文摘要
本發明涉及一種異步採樣率轉換器(ASRC)，用於轉換諸如音頻數據或者視頻數據的數字數據的採樣率。在高的過採樣或者子採樣(sub－sampling)因數的情況中，ASRC變得十分複雜。本發明的一個目的是為此提供一種帶有簡化設計的ASRC。建議使用具有n抽頭多相濾波器的ASRC，其中計算實體執行濾波器係數的多項式計算。當使用Parzen窗口或者二次窗口時，在凹口頻率處的衰減最好。
文檔編號H03H17/06GK1819457SQ20061000499
公開日2006年8月16日 申請日期2006年1月11日 優先權日2005年1月13日
發明者皮爾盧吉·洛馬齊奧, 海因裡希·謝曼 申請人:湯姆森特許公司