具有穩健電流感測及共享放大器的多相切換電力供應器的製作方法

2023-04-24 02:16:01 2

相關申請案的交叉參考

本申請案主張來自2016年4月15日申請的序列號為62/323,490的美國臨時申請案的優先權。

本發明涉及dc/dc轉換器，且特定來說，涉及多相電流模式切換轉換器。

背景技術：

多相切換電力供應器是眾所周知的，且被頻繁用於高電力應用中。圖1說明兩相電力供應器。在此多相電力供應器中，多個獨立受控切換電力供應器經並聯連接以驅動表示為電阻器rl、耦合到經調節輸出電壓vo的負載。通常，將控制器10實施為集成電路，且電感器l1及l2以及輸出電容器co處於外部。切換電晶體q1到q4可取決於電力要求而處於內部或外部。

時鐘在循環的不同相位期間通過在其相關聯相位的開始處接通頂部電晶體q1或q3而設定每一電力供應器。以此方式，由每一相位傳導的電流僅是一小部分負載電流，且輸出電壓紋波減少。此舉降低濾波要求、減少開關中的rms電力耗散、減少熱點、使得能夠更快速地響應負載變化且緩和對印刷電路板上及集成電路中的跡線的要求。理想情況下，在穩態條件下由諸個相位提供的電流相同。

電流模式切換電力供應器通常用於多相切換電力供應器中，且需要非常準確的電流感測器以反饋瞬時電感器電流以調節通過相位中的各種電感器的峰值電流。基本上，當斜變電感器電流跨越閾值電壓時，切換電晶體在時鐘循環的剩餘部分內關斷。對於每一相位，電流感測應相同，以保證負載電流跨越所有相位均勻平衡。圖1展示針對相位中的每一者的電流反饋信號ifb1及ifb2，且展示輸出電壓反饋信號vfb。輸出電壓反饋信號vfb可為經劃分電壓。

用於檢測每一相位中的電感器電流的一種技術是插入與電感器串聯的低值感測電阻器(例如，小於0.1歐姆)並測量跨越電阻器的電壓降落。電壓降落包含歸因於斜變電感器電流的dc分量的相對較大降落及歸因於斜變電感器電流的ac紋波分量的小得多的降落。因為每一相位中的電阻器具有非常低的值，所以存在不良信噪比。信噪比問題是歸因於在電阻器傳導高dc電流及切換噪聲的同時跨越感測電阻器的相對較小紋波電壓(ac)降落。此外，電阻器中的損耗浪費電力。

替代使用單獨串聯電阻器，可通過感測跨越電感器(因為電感器具有稱為dcr的dc繞組電阻)的電壓或感測跨越同步整流器開關(當其接通時)的電壓而「無損地」測量電流。此技術被認為是無損的，這是因為其依賴於轉換器拓撲中固有的電阻損耗。

有效地感測電流的另一方式是使用電阻器-電容器網絡仿真跨越電感器的電感器電流，其中rc網絡的時間常數與電感器dcr時間常數相同，使得rc＝l/dcr。因此，跨越電容器的斜變電壓將跟蹤通過電感器的斜變電流。然而，如果dcr非常低，那麼將存在切換噪聲問題及信噪比問題。此將導致脈衝寬度調製(pwm)相位抖動、電流不平衡及其它問題。

第8,823,352號美國專利揭示用於單相電力供應器的各種電流感測技術，但未解決多相電力供應器的電流感測。'352專利揭示一種技術，其用於分離出電感器電流的ac與dc分量以有效地獨立放大ac分量，且接著，適當放大dc分量以與ac分量具有適當比例。然而，此技術在應用於多相電力供應器時是有問題的，這是因為每一相位將需要具有完全相同增益的單獨放大器以類似地放大其相關聯dc分量，且難以針對相位中的每一者形成相同放大器。提供單獨放大器還增大系統的成本及大小。

需要一種使用電流模式轉換器相位的多相切換電力供應器，其中可使針對每一相位的電流感測更準確且對於每一相位相同。

技術實現要素：

揭示一種具有相控電流模式轉換器(也稱為相位)的多相切換電力供應器。rc網絡針對每一相位仿真電感器電流。所述rc網絡分離出經仿真電感器電流的dc及ac分量，使得兩個路徑可單獨地進行處理，接著稍後進行組合。可使所述ac分量具有高的峰值到峰值電壓，這是因為其與dc分量分離，這改進信噪比。所述dc分量單獨進行放大。對於相控電流模式轉換器，經仿真電感器電流的準確處理精確地要求對每一相位的dc分量的相同放大。

對於dc分量，僅單個差分放大器用於所有相位，這是因為其輸入及輸出被多路復用，且放大器的輸出針對每一相位施加到取樣與保持電路。接著，將所述取樣與保持電路的輸出(含有電感器電流的經放大dc分量)與ac分量進行求和。「輸入」多路復用器時鐘可為設定電流模式轉換器的相位的相同時鐘，且「輸出」多路復用器時鐘可略微延遲以避免放大器輸出中的取樣切換噪聲。

因此，對於每一相位，放大完全相同，存在歸因於dc分量的取樣與保持的較少切換噪聲，且所有相位存在更好的電流平衡。另外，因為僅存在一個放大器，所以減小了系統的成本及大小。

接著，對於每一相位，比較ac分量與放大器的取樣與保持輸出的總和與用於調節通過電感器中的每一者的峰值電流的控制電壓。所有相位將具有相同控制電壓，所以由相位供應的電流應相同。

可使電流感測電路中的每一者中的電阻器匹配，且可針對不同相位中的電感器定製所述電阻器。

因此，用於各種相控電流模式轉換器的電流感測將更準確且相同，具有小的添加空間，這是因為針對所有相位使用相同放大器。

電流感測及共享dc感測信號放大器可應用於任何類型的多相電流模式轉換器，其包含降壓、升壓、降壓-升壓、最小電流控制、恆定接通時間控制、恆定關斷時間控制等等。除了電流感測及共享放大器之外，轉換器的所有方面可為常規的，從而使本發明能夠容易地併入於現存多相轉換器設計中。

各個相位可使用相同輸入電壓或不同輸入電壓，且所述相位可驅動相同負載或不同負載。在所有情況下，電感器電流的dc分量將緩慢改變，從而使得能夠取樣每一相位中的平均dc分量且使其用於整個切換循環。

附圖說明

圖1說明使用電流模式轉換器的現有技術通用多相切換電力供應器。

圖2說明針對兩相電力供應器的本發明的實施例，其中相控電流模式轉換器各自仿真其相應電感器電流、單獨地處理經仿真信號的ac與dc分量以改進信噪比、使用相同dc放大器處理dc分量(通過多路復用)，且使用取樣與保持電路以貫穿整個時鐘循環保持dc經放大值，同時dc放大器間歇性地耦合到每一相位。

圖3說明本發明的另一實施例，其中低值感測電阻器用於電感器電流路徑中，而非僅使用電感器的dcr，以使電壓降落。此舉可跨越所有相位提供更一致電流讀數。

使用相同元件符號標示相同或等效的元件。

具體實施方式

圖2說明本發明的第一實施例，其是多相切換電力供應器。儘管為了簡化起見僅展示兩個相位，但可取決於所需電力及所期望紋波而使用任何數目個相位。首先將描述電力供應器的常規部分的操作。可替代地使用許多其它類型的電力供應器，且本發明主要涉及產生分離ac與dc感測信號的電流感測部分及dc感測放大器由所有相位共享。

時鐘(clk)信號施加到rs觸發器20的設定輸入。每一相位具有其自身時鐘信號，且所述相位在單個時鐘循環內被平分。在兩個相位的實例中，在相位之間存在半個循環差。產生相位時鐘信號是眾所周知的。時鐘頻率通常將在幾十khz到幾mhz之間。其它類型的多相電流模式轉換器不一定按恆定頻率切換，但仍需要電感器電流檢測以控制開關。

rs觸發器20的設定在其q輸出處產生高信號。作為響應，邏輯電路24接通電晶體開關26且關斷同步整流器開關28。兩個開關均可為mosfet或其它電晶體。二極體可替代同步整流器開關28。邏輯電路24保證不存在開關26與28的交叉傳導。施加到電感器l1到開關26的輸入電壓vin致使斜變電流流過電感器l1。斜變電流由輸出電容器36濾波，且將電流供應到連接到輸出電壓vo的負載。輸出電容器36相對較大以使紋波平滑。

輸出電壓vo施加到分壓器42，且經劃分電壓施加到跨導誤差放大器44的負輸入。參考電壓vref施加到放大器44的正輸入。放大器44的輸出電流對應於實際輸出電壓vo與所期望輸出電壓之間的差值。基於放大器44的正電流輸出或負電流輸出調高或調低跨越放大器44的輸出處的電容器46的電壓(控制電壓vc)。電容器46處的控制電壓vc尤其設定開關26的工作循環及使到放大器44的輸入均衡所需的控制電壓vc的電平。電阻器及電容器可與電容器46並聯連接以如眾所周知那樣控制及優化相位及環路穩定性。

圖2還說明常規斜坡補償電路48，如對於電流模式電力轉換器所眾所周知。斜坡補償電路48的鋸齒式輸出由減法器50從控制電壓vc減去。在高工作循環(通常大於50％)下，斜坡補償電路48的效果是減少高工作循環下可能發生於電流環路中的子諧波振蕩。斜坡補償電路48與本發明無關。某些類型的多相電流模式轉換器無需斜坡補償。

經補償控制電壓vc施加到比較器52的一個輸入。

如稍後將更詳細描述，表示瞬時斜變電感器電流的經仿真信號施加到比較器52的另一輸入。當斜變信號跨越經補償控制電壓vc時，rs觸發器20復位，這關斷開關26並接通開關28以使電感器放電，直到下一時鐘循環啟動。以此方式，對於每一循環，通過電感器l1的峰值電流經調節以產生所期望輸出電壓vo。其它類型的合適的電流模式轉換器不調節峰值電流，但仍基於檢測到的電感器電流切換電晶體。

另一相位與剛描述的相位相同，且使用其自身比較器(未展示)、rs觸發器及邏輯以獨立地切換其開關56及58。所有相位使用相同經補償控制電壓vc以設定通過其電感器的峰值電流。理想情況下，每一相位具有相同工作循環，且將總電流的二分之一供應到負載。儘管展示驅動單獨輸出電容器36的每一相位，但其是相同的共同電容器36。

通過電感器l1的電流包含dc分量(較低頻率平均電流)及ac分量(較高頻率紋波電流)。

在現有技術設計中，通過各個開關的接通或關斷，電感器電流中的切換噪聲(例如，高頻率尖峰及振蕩)是一個問題，且如果所述切換噪聲足夠高，那麼可致使比較器的錯誤觸發，從而導致輸出電壓vo上的紋波的抖動及增大。

本發明減輕切換噪聲的問題且幫助所有相位以具有相同特性，使得每一相位將把電流的相同比例供應到負載。此避免一個相位傳導更多電流，從而致使其變得比其它相位更熱、降低其效率且限制最大操作環境溫度。保持相位相同還減少輸出電壓紋波。本發明使用由所有相位共享的經多路復用差分放大器，這減小相控轉換器的大小，且致使所有相位具有更類似的操作特性。

圖2說明針對ac感測路徑與dc感測路徑具有不同rc電路的電流感測電路。電阻dcr1表示電感器繞組dc電阻。電感器繞組可具有大約幾莫姆到小於1莫姆的dc電阻。包括電阻器r3及電容器c3的串聯連接、跨越電感器l1連接的開爾文的rc網絡經選擇以具有比電感器及dcr的時間常數小得多的時間常數，使得r3*c3＜l1/dcr。感測跨越電容器c3端子的ac紋波電壓。r3*c3時間常數可為低於l1/dcr的任何時間常數以適當操作，這是因為dc路徑的增益將被適當地調整以避免失真。通過降低時間常數r3*c3，跨越電容器c3的ac紋波電壓量值可隨著通過電感器l1的電流斜升而大幅增大。此增大的電壓信號增大ac感測信號的信噪比，從而使更準確地按時觸發比較器52。

因為任何切換噪聲含有比切換頻率大得多的頻率，所以大部分切換噪聲將由電容器c3濾除，使得時間常數r3*c3的減小不會不利地影響ac路徑中的切換噪聲的效果。

第二rc網絡由電阻器r4及電容器c4跨越電容器c3的串聯連接形成。電阻器r4及電容器c4用作低通濾波器，以濾除切換噪聲及ac紋波，其中跨越電容器c4的經濾波信號與電感器電流的dc分量成比例。跨越電容器c4的電壓是跨越電容器c3的平均電壓。

跨越感測端子snsp1及snsavg1的電壓表示電感器電流的dc分量vdc1，且跨越感測端子snsp1及snsn1的電壓表示電感器電流的ac紋波電壓vac1。

ac紋波電壓由單位增益緩衝器60針對每一相位緩衝，且緩衝器60的輸出針對每一相位施加到求和器62。

電感器電流的dc分量在穩態操作期間相對恆定，所以其在切換循環期間的瞬時值並不重要。因此，相位的dc分量可在切換噪聲已減弱之後的時間每循環由共享差分放大器66放大且由取樣與保持電路68取樣僅一次。放大量經設定以致使dc感測信號與ac感測信號具有適當比例以無失真。所需放大增益k可通過模擬確定。

求和器62將ac與dc感測信號相加以產生仿真實際電感器電流的信號。求和器62的輸出將是(k+1)*vdcr1。

因為相同放大器66由每一相位使用，所以用於每一相位的dc分量按完全相同的增益進行放大。此通過多路復用來自所有相位的dc感測輸入使得其按順序施加到放大器66來實現。此還通過僅需要一個放大器66而減小控制器的大小。

第一多路復用器70由各種時鐘相位控制，以在短暫的時間內循序地將每一相位連接到放大器66。

第二多路復用器72由時鐘相位進行控制以在第一多路復用器70已將放大器66連接到相關聯的相位以消除任何切換噪聲不久之後的某一時間取樣且保持放大器66的輸出。保持電容器74針對每一相位在時鐘循環的剩餘部分內為那個相位保持經放大dc感測信號。經取樣與保持信號最終在整個時鐘循環內針對那個相位施加到相位的相關聯求和器62，使得針對那個相位的求和器62的輸出準確地表示整個時鐘循環的電感器電流。

接著，針對各個相位的經仿真電感器電流信號施加到相位的相關聯比較器52，且與共同經補償控制電壓vc進行比較以確定針對相關聯相位何時關斷電力開關(例如，開關26或56)。

作為圖2中的電路的結果，切換噪聲最終從反饋路徑消除，歸因於共享放大器66而使相位更類似，且信噪比大幅增大。此導致更精確電流平衡、更小工作循環抖動、更低成本控制ic，及更準確且恆定的輸出電壓vo。

此外，每一相位的比較器52及緩衝器60兩者皆由於製造變化而具有不可避免的偏移。在實踐中，每一相位的偏移必然不同。不匹配偏移促成相位之間的電流不平衡。現在，利用本發明的改進，因為dc及ac感測信號兩者都進行k次有效放大，所以歸因於這些不匹配偏移的不平衡減小了1/k。

如果控制器ic使用針對n個相位的n個不同放大器的現有技術，那麼這些放大器的增益k之間的不可避免的不匹配將促成電流不平衡。現在，利用本發明的方法，每相位使用相同放大器，使得增益k完全相同。電流不平衡的此促成因素得以消除。

包括電阻器r4及電容器c4的低通濾波器的拐角理想地經設計以使得經求和信號與跨越dcr1的以任何頻率而無相移的電壓信號成比例。此外，優選的是，電阻器r3及r4具有致使跨越這兩個電阻器的電壓相等的值。

電路僅具有一個到電感器的開爾文連接，從而簡化實施。

電力供應器的另一相位與第一相位相同且包含電阻器r1及r2、電容器c1及c2、電感器l2以及ac及dc分量處理電路。ac紋波電壓及dc感測電壓施加到端子snsp2、snsn2及snsavg2。dc感測電壓標記為vdc2。任何額外相位也將相同。

圖3類似於圖2，但使用低值感測電阻器rsense檢測電感器電流的dc分量，而非跨越電容器c3的平均電壓。跨越電阻器rsense的電壓降落由包括電阻器r4及電容器c4的低通濾波器進行濾波，且跨越電容器c4的電壓是將施加到放大器66的電感器電流的dc分量。電阻器r3及電容器c3的rc時間常數低於l1/(dcr1+rsense)時間常數。電路的其餘部分及操作與圖2中的相同。

電流感測及共享dc感測信號放大器可應用於任何類型的多相電流模式轉換器，其包含降壓、升壓、降壓-升壓、最小電流控制、恆定接通時間控制、恆定關斷時間控制等等。

一些多相轉換器不使用共同相控時鐘來設定切換電晶體，但使用頻率調製，其中用於所有相位的切換頻率是獨立的，且經控制以致使轉換器輸出經調節電壓。此些類型的轉換器仍稱為多相轉換器，這是因為開關並不都是同時進行切換。

除了電流感測及共享放大器之外，轉換器的所有方面可為常規的，從而使得本發明能夠容易地併入於現存多相轉換器設計中。

各種相位可使用相同輸入電壓或不同輸入電壓，且所述相位可驅動相同負載或不同負載。在所有情況下，電感器電流的dc分量將緩慢改變，從而使得能夠取樣每一相位中的平均dc分量且使其用於整個切換循環。

所有相位可由並有本發明的相同控制器ic控制。

雖然已展示並描述本發明的特定實施例，但所屬領域的技術人員將明白，可做出改變及修改而不背離本發明的更廣方面，且因此，所附權利要求書在其範圍內將涵蓋在本發明的真正精神及範圍內的所有此類改變及修改。