電機驅動電路、電機及電機驅動方法
2023-05-20 12:04:26
專利名稱：電機驅動電路、電機及電機驅動方法
技術領域：
本發明涉及不具有用於檢測轉子的轉角的位置檢測傳感器的所謂無傳感器型無刷電機的驅動電路、包括該驅動電路的電機系統、以及電機驅動方法。
背景技術：
作為無傳感器電機的驅動電路，已知例如驅動三相無刷電機的電路。
這種用於驅動三相無刷電機的電路不使用霍爾元件或其他電路檢測元件，但使用在三相的驅動線圈中生成的感應電壓(反向電動勢或EMF(電動勢))，並切換向三相的驅動線圈提供的驅動電流。這種類型的一般無傳感器電機的驅動電路檢測三相的激勵線圈的感應電壓，向反轉極性的時刻給出某一延遲量，並且切換向三相的驅動線圈提供的驅動電流的施加(供電)。
另外，一般無傳感器電機的驅動電路通過濾波器等消除在切換供電時生成的尖峰電壓(回掃電壓)。另外，一般無傳感器電機的驅動電路為電機的轉子已位於其應該停止的地方(也稱為「基準位置」)的情況做準備，並由此，當在某一時間內不可能檢測到三相的驅動線圈中的感應電壓時，不會在緊接著向三相的驅動線圈供電之後，通過生成起動脈衝並強行切換到三相的驅動線圈的供電模式來起動電機的轉子。
向反轉極性的這種驅動電流的供電時刻給出延遲量。提供了用於消除尖峰電壓的濾波器。可將用於生成起動脈衝的信號處理系統大致地分為模擬系統和數字系統。
模擬系統的電機驅動電路使用CR時間常數來消除相位的延遲量和尖峰電壓，並生成起動脈衝。數字系統的電機驅動電路使用微處理器等來執行等價於模擬系統的功能的處理。因此，具有大電路規模的系統可使用數字系統，而在必須將電路製造成小規模的應用中，由於成本和安裝面積，所以不能使用微處理器等。因此，其必須不使用數字系統，而使用模擬系統。
模擬系統具有如下缺陷其必須設置CR時間常數電路的每個元件的最優常數，但是，由於常數值在各個元件之間相互有幹擾，所以難以設置最優常數。另外，需要大量的電阻器和電容器，因此部件的數目變得較大。
近年來，為了在嘈雜環境中使用、以及由聽覺障礙人士使用的目的，作為在諸如行動電話的電子裝置中的無聲提醒部件而使用的振動電機需要製造成更小的尺寸、更小的厚度、以及更高的可靠性。目前通常使用的電機是電刷型無芯電機，但這種電機具有由於電刷的磨損而引起的短服務壽命的問題、以及由於必須在旋轉線圈的內部和外部提供氣隙的結構性需求而引起的難以在徑向上降低外部尺寸的問題。
為此，已研究通過固定振動電機的線圈並使用永磁體作為轉子來取消電刷。無刷電機沒有電刷，因此，如果使得電機結構是面向磁表面型的，則具有高可靠性，並且利於降低厚度。當從整體電子裝置的設計的角度來看無刷電機時，有將驅動電路併入電機模塊的需求。注意到，此時需要等價於現有的電刷型無芯電機的固有操作功能。
為將驅動電路併入小型無刷電機，要求將驅動電路形成為IC、使得IC的尺寸最小化以降低IC的安裝面積、減少除IC外的外接電部件的數目、並且充分縮小外接電部件的外形。
已知一種使用鎖相環路(PLL)的無刷電機的驅動電路(例如，見專利文獻1)。
專利文獻1公開了一種用於通過簡單電路的無刷DC電機的無傳感器驅動的電機驅動電路和電機驅動方法。
在專利文獻1中，形成相位環路，以使得確定振蕩頻率的VCO的頻率輸出相位與EMF相位匹配。這成為所謂的PLL電路。匹配轉子的旋轉相位與驅動電路相位。
專利文獻1日本專利公開(A)No.2001-061291發明內容本發明要解決的問題當使用諸如專利文獻1中的PLL電路時，需要在PLL電路內部提供環路濾波器(LPF低通濾波器)，以便接收用於比較轉子的旋轉相位與驅動電路相位的相位比較器的輸出信號、使其平滑、並將結果作為頻率控制信號輸出到VCO。
通常，轉子的轉速的波動取決於其操作的機械時間常數(數毫秒到數百毫秒)，因此，與電信號時間常數相比，該波動更平緩。由此，需要還將環路濾波器的截止頻率設置為低值，從而，構成LPF的電容器的靜電電容值有變為大值的趨勢。
專利文獻1使用在該專利文獻1的圖4中示出的所謂前滯(lead lag)型濾波器。該電容器的電容值是1.291μF到11.621μF(見專利文獻1，第7頁左欄第18行)。
目前最小的「0603」JIS標準尺寸的晶片型多層陶瓷電容器具有最大0.1μF的電容，並具有6.3V的B特性，因此，當嘗試獲得上面的靜電電容值時，裝置最終導致晶片尺寸變大。
可考慮降低環路濾波器的操作電流以使得可使用具有較小靜電電容值的電容而不改變環路濾波器的帶寬的方法，但這在其之前或之後導致較高的操作阻抗，因此電路系統的電流精度的惡化以及外部噪聲容限的下降成為一個問題。
由於以上，所以需要開發新的驅動技術，用於穩定地驅動電機，而不平滑相位比較器的輸出信號。
本發明的一個目的在於提供一種無傳感器電機驅動電路，與傳統電路相比，更適合於形成為IC，能夠減小IC電路的尺寸，減少除IC外的外接電部件的數目，使得外接電部件的常數是給出最小晶片尺寸的值，並且獲得電機的更加穩定的旋轉操作。
解決本發明的方案根據本發明的電機驅動電路是一種用於驅動配有轉子和面向轉子的多個線圈的無傳感器無刷DC電機的電機驅動電路，該電機驅動電路包括驅動信號生成器，其具有以根據施加到控制端子的電壓的頻率而振蕩並生成時鐘信號的內置電壓控制型可變頻率振蕩電路，並生成具有由時鐘信號的頻率定義的周期、且具有基於來自該可變頻率振蕩電路的時鐘信號的依次不同的相位差的多個驅動信號；相位偏差檢測器，用於檢測當向所述多個線圈提供多個驅動信號以旋轉轉子時在所述多個線圈中感生的感應電壓，並檢測從感應電壓獲得的轉子相位相對於從所述驅動信號獲得的電相位的相位偏差；以及振蕩控制器，其作為輸入而接收從所述相位偏差檢測器輸出的相位偏差信息，當相位偏差信息指示轉子相位相對於電相位的延遲時，其在正好與相位延遲量一致的時間中改變所述控制端子的電壓，並且當相位偏差信息指示轉子相位的提前時，在與所述相位延遲的情況相反的方向上，在正好對應於相位提前量的時間中改變所述控制端子的電壓。
在本發明中，優選該電路還包括控制限制器，用於設置每個控制時間的上限，使得在振蕩控制器控制該控制端子的電壓以提高可變頻率振蕩電路的振蕩頻率時的最大控制時間變得比在其控制該電壓以降低振蕩頻率時的最大控制時間更短。
優選地，振蕩控制器包括充電/放電電路，其根據相位偏差信息，在轉子相位相對於電相位延遲時對控制端子充電，並在轉子相位提前時對控制端子放電；以及轉換元件，其被連接到控制端子，並且將在由該充電/放電電路對控制端子充電時或放電時的電流改變轉換為控制端子的電壓改變，並且控制限制器限制充電/放電電路的充電/放電時間，使得充電/放電電路的一個最大充電時間變得比一個最大放電時間更短。
可替換地，優選地，相位偏差檢測器具有選擇器，其在相位偏差信息指示轉子相位相對於電相位延遲時輸出第一信號，並在相位偏差信息指示轉子相位相對於電相位提前時輸出第二信號；控制限制器將第一信號的激活狀態的最大持續時間設置為比第二信號的激活狀態的最大持續時間更短；並且振蕩控制器在正好從選擇器輸入的第一或第二信號的激活狀態的持續時間中改變控制端子的電壓。
在本發明中，優選該驅動信號生成器具有起動控制電路，該電路將用於從停止狀態可靠地起動轉子的起動頻率設置為低限頻率。
根據本發明的電機系統是具有如下部件的電機系統內置無傳感器無刷DC電機，其配有轉子和面向轉子的多個線圈，以及電機驅動電路，用於以模塊形式來驅動該無刷DC電機，其中所述電機驅動電路具有驅動信號生成器，其具有以根據施加到控制端子的電壓的頻率而振蕩並生成時鐘信號的內置電壓控制型可變頻率振蕩電路，並生成具有由時鐘信號的頻率定義的周期、且具有基於來自該可變頻率振蕩電路的時鐘信號的依次不同的相位差的多個驅動信號；相位偏差檢測器，用於檢測當向所述多個線圈提供多個驅動信號以旋轉轉子時在所述多個線圈中感生的感應電壓，並檢測從感應電壓獲得的轉子相位相對於從所述驅動信號獲得的電相位的相位偏差；以及振蕩控制器，其作為輸入而接收從所述相位偏差檢測器輸出的相位偏差信息，當相位偏差信息指示轉子相位相對於電相位的延遲時，其在正好與相位延遲量一致的時間中改變所述控制端子的電壓，並且當相位偏差信息指示轉子相位的提前時，在與所述相位延遲的情況相反的方向上，在正好對應於相位提前量的時間中改變所述控制端子的電壓。
根據本發明的電機驅動方法是用於驅動配有轉子和面向轉子的多個線圈的無傳感器無刷DC電機的電機驅動方法，包括步驟通過根據施加到控制端子的電壓來操作振蕩器，以生成根據振蕩器的振蕩頻率的頻率的時鐘信號；生成多個驅動信號，其具有由時鐘信號的頻率所定義的周期，並具有基於時鐘信號的依次不同的相位差；檢測當通過向所述多個線圈提供多個驅動信號而旋轉轉子時、在多個線圈中感生的感應電壓，檢測從感應電壓獲得的轉子相位相對於從所述驅動信號獲得的電相位的相位偏差；以及輸入所述相位偏差信息，當相位偏差信息指示轉子相位相對於電相位的延遲時，在正好與相位延遲量一致的時間中改變所述控制端子的電壓，並且當相位偏差信息指示轉子相位的提前時，在正好對應於相位提前量的時間中，在與所述相位延遲的情況相反的方向上改變所述控制端子的電壓，以由此對應於所述相位偏差信息的時間改變而控制在生成所述時鐘信號時的振蕩頻率。
在本發明中，優選地，該方法還包括設置每個控制時間的上限，使得在提高控制端子的電壓以提高可變頻率振蕩電路的振蕩頻率時的最大控制時間變得比在其控制該電壓以降低振蕩頻率時的最大控制時間更短。
優選地，該方法還包括根據相位偏差信息，在轉子相位相對於電相位延遲時對控制端子充電，並在轉子相位提前時對其放電；以及在充電和放電時，限制充電/放電時間，使得一個最大充電時間變得比一個最大放電時間更短；以及將在對控制端子充電時或放電時的電流改變轉換為控制端子的電壓改變。
可替換地，優選地，該方法還包括在相位偏差信息指示轉子相位相對於電相位延遲時，輸出第一信號，並在相位偏差信息指示轉子相位相對於電相位提前時，輸出第二信號；使得第一信號的激活狀態的最大持續時間比第二信號的激活狀態的最大持續時間更短；以及在正好第一或第二信號的激活狀態的持續時間中改變控制端子的電壓。
在本發明中，優選地，該方法還包括在生成時鐘信號時，控制低限頻率，以使用於從停止狀態可靠地起動轉子的起動頻率成為低限。
發明效果根據本發明，可以獲得與傳統電路相比更適合於形成為IC的電路，能夠減小IC電路的尺寸，減少除IC外的外接電部件的數目，使外接電部件的常數是給出最小晶片尺寸的值，並且獲得電機的更加穩定的旋轉操作。
圖1是示出根據本發明的實施例的無傳感器三相無刷DC電機及其電機驅動電路的結構的圖。
圖2是示出主要在電機驅動電路的驅動系統電路中的信號波形和它們的時序的時序圖。
圖3是示出主要在電機驅動電路的控制系統電路中的信號波形和它們的時序的時序圖。
圖4是示出用於生成限制信號的限制控制器的結構的示例的電路圖。
圖5是示出具有選擇器和相位比較器的功能的示例的框圖和電路圖。
圖6是示出電荷泵(charge pump)電路的結構的示例的電路圖。
圖7是示出顯示根據上升信號和下降信號的脈寬的VCO控制端子(CP端子)的電壓改變的示例的四個示例的時序圖。
圖8是示出VCO的輸入/輸出特性的示例的圖。
圖9是示出實際操作波形的第一示例的圖。
圖10是示出實際操作波形的第二示例的圖。
圖11是示出實際操作波形的第三示例的圖。
圖12是示出實際操作波形的第四示例的圖。
圖13是示出實際操作波形的第五示例的圖。
標記說明1電機驅動電路，2電機驅動IC，3轉子相位檢測器，4邏輯單元，41驅動脈衝生成器，42脈寬相位比較器，43控制信號生成器，44選擇器，5電荷泵電路，6電荷泵電流設置器，7壓控振蕩器(VCO)，71VCO容量(capacity)，8前置放大器，9輸出單元，100電機，101轉子，102線圈，102UU相線圈，102VV相線圈，102WW相線圈，C_cp電荷泵電容器，C_DC去耦電容器，CLK_vco時鐘信號，R_Iref電荷泵電流設置電阻器，R_cp電荷泵電阻器，U、V、W驅動信號
具體實施例方式
下面，將參考附圖解釋本發明的實施例。
圖1示出根據本發明的實施例的無傳感器三相無刷DC電機及其電機驅動電路。
在圖1中例示的電機驅動電路1驅動無傳感器三相無刷DC電機(下文中簡稱為「電機」)100。電機100具有配有磁體的內置轉子101、以及配有例如三相(U相、V相和W相)的電機驅動線圈102U、102V和102W(下文中，簡稱為「線圈102」)的定子。
圍繞轉子101的軸向其提供例如8個磁體。
線圈102包括面對轉子101排列的三個線圈(電相差是120°)，即，U相線圈102U、V相線圈102V和W相線圈102W。
以星形結構連接這三個線圈。為得到中點電勢COM，將其連接中點連接到電機驅動電路1的端子T_COM。將U相線圈102U、V相線圈102V和W相線圈102W的另一端連接到電機驅動電路1的驅動信號提供端子TU、TV和TW。
圖1中示出的電機驅動電路1將幾乎所有的處理電路集成到具有例如雙CMOS(雙極CMOS)結構的電機驅動IC 2中，並儘可能多地減少外接電部件的數目。
作為外接電部件，有電荷泵電流設置電阻器R_Iref、電荷泵電容器C_cp、電荷泵電阻器R_cp、以及去耦電容器C_DC。在一個印刷電路板上安裝這些外接電部件和電機驅動IC 2以及電機100，以形成模塊。
將去耦電容器C_DC連接在電機驅動電路1的供電電壓Vcc的提供端子T_vcc與地電壓GND的提供端子T_GND之間。去耦電容器C_DC可穩定供電電壓Vcc的提供線與地電壓GND的提供線之間的阻抗。
將從端子T_vcc提供的供電電壓Vcc和從端子T_GND提供的地電壓GND提供到電機驅動IC 2。由通過此的電功率操作電機驅動IC 2和電機100。
另外，供電電壓Vcc的內部提供線和電機驅動IC 2的控制端子T_cp具有在它們之間串聯的電荷泵電容器C_cp和電荷泵電阻器R_cp。另外，在電機驅動IC 2的基準電流I_ref的提供端子T_Iref與地電壓GND的內部提供線之間連接電荷泵電流設置電阻器R_Iref。後面將解釋這些電容器和電阻器的作用。
在圖1所示的結構示例中，電荷泵電流設置電阻器R_Iref和電荷泵電阻器R_cp布置於電機驅動IC 2的外部，但通過限制被驅動的無傳感器三相無刷電機100的磁特性和機械時間常數，可以在電機驅動IC 2中構造這兩個電阻器R_Iref和R_cp。在此情況下，可以進一步減少外接部件的數目。
電機驅動IC 2驅動電機100，檢測此時轉子101的相位(U相、V相或W相)，比較該相位(下文中稱之為轉子相位或EMF相位)與用於驅動轉子的驅動相位(還稱之為電相位)，根據比較結果調整線圈的驅動信號的相位，並通過向線圈102提供經調整的驅動信號而將轉子101的轉速控制為理想值。
為實現此目的，如圖1所示的電機驅動IC 2具有轉子相位檢測器3、邏輯單元4、電荷泵電路5、電荷泵電流設置器6、壓控振蕩器(VCO)7、前置放大器8、以及輸出單元9。
邏輯單元4還具有驅動脈衝生成器41、用於根據最大控制時間T_late和T_early來限制控制信號的脈衝寬度的限制信號生成器43、以及選擇器44。
可將形成電機驅動IC 2的部件大致分為驅動系統電路，用於生成三相的驅動信號U、V和W，以基於來自VCO 7的時鐘信號CLK_vco而驅動線圈102；以及控制系統電路，用於通過改變驅動信號U、V和W的頻率來控制電機轉速。
在圖1中，VCO 7、驅動脈衝生成器41、前置放大器8以及輸出單元9構成驅動系統電路，其構成本發明的「驅動信號生成器」的實施例。其他部分構成控制系統電路。後面將解釋其細節。
首先，將解釋驅動系統電路的部件的結構和操作。下面，在操作的解釋中，將適當地參考圖2A到圖2H及圖3A到圖3G的信號波形及顯示其時序的時序圖。
VCO 7是電壓控制型振蕩電路，其通過根據控制輸入的電勢的頻率而操作，並且根據振蕩頻率生成具有恆定周期的時鐘信號CLK_vco。將VCO 7的控制輸入連接到電機驅動IC 2的控制端子T_cp。另外，將VCO 7的時鐘輸出連接到驅動脈衝生成器41的輸入，該驅動脈衝生成器41連接到下一級。
本示例的VCO使用供電電壓Vcc作為基準，並執行用於提高時鐘信號CLK_vco的頻率的操作，以輸出與供電電壓Vcc相比較低的、控制端子T_cp的電勢。
本示例的VCO 7的特徵在於，即使當控制端子T_cp電勢是基準供電電壓Vcc時，VCO 7也不暫停振蕩，並繼續低頻的振蕩。該低限頻率是變為用於將電機從停止狀態可靠起動的轉速的振蕩頻率，並且由VCO7中未示出的起動控制電路定義。
更具體地，起動控制電路根據下面使用具有起動周期t0、磁極P的數目P、以及線圈或槽的數目和磁極的數目的最小公倍數g的驅動系統中固有的振蕩周期T0的方程式(1)，定義用於以低頻可靠執行振蕩操作的時間常數。
t0≥{(P/Πg)+(Π-2)/4Π}T0為設置在VCO 7中以此方式定義的定時常數，將振蕩起動電容器71連接到VCO 7。
驅動脈衝生成器41是屬於邏輯單元4的電路塊、且生成用於驅動輸出單元9的驅動脈衝組(Up、Vp、Wp、Un、Vn、Wn)的邏輯電路。另外，由該驅動脈衝組(Up、Vp、Wp、Un、Vn、Wn)驅動的輸出單元9輸出三相的驅動信號U、V、W，並將它們提供到三相的線圈102。
省略了驅動脈衝生成器41的具體電路的說明。在圖1中示出了輸出單元9的電路。
輸出單元9具有六個用於輸出三相驅動信號U、V、W的雙極電晶體91H、91L、92H、92L、93H和93L。這些分為三個PNP電晶體91H、92H和93H，作為高側(Hi-side)開關；以及三個NPN電晶體91L、92L和93L，作為低側(Low-side)開關。在供電電壓Vcc和地電壓GND之間串聯向其基極提供驅動脈衝Up的電晶體91H、以及向其基極提供驅動脈衝Un的電晶體91L。從其連接中點輸出具有U相的驅動信號U。以相同的方式，串聯向其提供驅動脈衝Vp的電晶體92H、以及向其提供驅動脈衝Vn的電晶體92L。從其連接中點輸出具有V相的驅動信號V。串聯向其提供驅動脈衝Wp的電晶體93H、以及向其提供驅動脈衝Wn的電晶體93L。從其連接中點輸出具有W相的驅動信號W。
前置放大器8從驅動脈衝生成器41接收輸出，並提供導通或關斷輸出單元9的六個電晶體91H、91L、92H、92L、93H和93L所需的基極電流。
圖2H示出三相的最終生成的驅動信號U、V、W。圖2H示出相對於驅動信號U的驅動電角度。驅動電角度是通過其使驅動信號U的上升時段的中間點為0°的角度。一個周期被定義為360°。
驅動DC電機100的三相驅動信號U、V和W基本上是具有高電平和低電平的二元脈衝(binary pulse)波形。在本示例中的電平轉換時提供±30°的等待時段。另外，三相驅動信號U、V和W具有大約120°的相位差。由此，三相線圈在任何時刻總是被給予高電平信號、被給予低電平信號，並處於等待狀態。
在圖2G中示出用於生成三相驅動信號U、V和W的驅動脈衝組(Up、Vp、Wp、Un、Vn、Wn)的波形。
驅動脈衝Up、Vp、Wp、Un、Vn和Wn具有120°電角度的脈寬、360°的周期以及1/3的佔空比的波形。
在這些脈衝中，用於驅動輸出單元9的高側的三個驅動脈衝Up、Vp和Wp具有相對於彼此的120°的相位差。另外，各相的驅動脈衝對，即Up和Un、Vp和Vn、Wp和Wn，具有相對於彼此的60°的相位差。
根據電機100的規格，也就是附接到轉子的磁體的數目、驅動相的數目，以及輸出單元9的結構，而確定這樣的驅動脈寬、周期、和相位差。在本示例中，通過具有如圖1所示的結構的輸出單元9，通過三個相驅動具有附接到其的8個磁體的轉子101，因此，生成驅動信號所需的驅動脈衝Up、Vp、Wp、Un、Vn和Wn由驅動脈衝生成器41生成，使得來自輸出單元9的驅動信號U、V和W呈現出如圖2H所示的、具有大約120°相位差的波形。
省略了驅動脈衝生成器41的具體電路結構，但在本示例中，圖2A到圖2E示出在驅動脈衝生成期間生成的波形。使用這些來替代它。如從這些波形中可清楚看到的，可由基於一般分頻電路的邏輯電路來配置驅動脈衝生成器41。
驅動脈衝生成器41首先作為輸入而從VCO 7接收具有振蕩頻率F_vco的時鐘信號CLK_vco(圖2A)，並四次將該頻率一分為二。
在圖2B中示出在該分頻步驟中生成的信號。在該圖中，信號QA是在第一次分頻後的信號，信號QB是第二次分頻後的信號，信號QC是第三次分頻後的信號，而信號QD是第四次分頻後的信號。第四次分頻後的信號QD變為周期是時鐘信號CLK_vco的16倍的時鐘信號。
例如，驅動脈衝生成器41具有6個內置計數器。6個計數器順序開始在第四次分頻信號QD的脈衝的上升沿處對時鐘信號CLK_vco的脈衝數目的計數操作。每級的計數器在計數操作期間使得輸出(例如，提高)是高電平，並在計數操作的結束的同時將輸出變為低電平。另外，每級的計數器通過將輸入時鐘信號CLK_vco的脈衝數目增加16而暫停計數操作。
由此，如圖2C和圖2E所示，計數器的六個級輸出具有時鐘信號CLK_vco的16個周期價值(worth)的脈寬、並具有時鐘信號CLK_vco的96個周期價值的周期的脈衝信號y0、y1、y2、y3、y4和y5。在此為方便起見，將通過分頻電路和計數器進行的、生成具有基準脈衝(時鐘信號CLK_vco的脈衝)的96倍的周期的6個脈衝信號y0到y5的操作稱為「1/96計數操作」。
在下文中，驅動脈衝生成器41對這些脈衝信號y0到y5解碼，以生成圖2G所示的驅動脈衝Up到Wn。
驅動脈衝生成器41生成驅動脈衝Up到Wn，但作為另一角色，還具有將驅動電角度信息(EMF選擇器控制信號圖3B)供給限制信號生成器43、並進一步將相位輸出驅動信號(圖2F)供給控制輸出單元9的前置放大器8的作用。
首先，將解釋相位輸出驅動信息。
如圖2F所示，相位輸出驅動信息具有值「y0」、「y1」、「y2」、「y3」、「y4」或「y5」中的任一個。該相位輸出驅動信息變為用於控制驅動輸出相位和選擇EMF的相位和極性的信號。即，根據相位輸出驅動信號(圖2F)來確定前置放大器8的六種輸入信號Up、Vp、Wp、Un、Vn和Wn。由此，在輸出單元9生成U相的驅動信號U、V相的驅動信號V、以及W相的驅動信號W。
為選擇EMF的相位和極性，在選擇器7處選擇來自相位比較器42的相位差信號的相位輸出驅動信息(圖2F)。所選擇的相位被顯示為圖3(B)中的EMF選擇器控制信號。
這裡，「U+」顯示選擇了U相上升側(+側)上的EMF比較器輸出。另外，「V-」顯示選擇了V相下降側(-側)上的EMF比較器輸出。
圖3C將在電機100正常操作期間的、具有U、V和W的相的EMF信號示出為EMF波形EMF_U、EMF_V和EMF_W。在此圖3C中，橫向虛線是中點電勢-COM電勢。
由此，比較器3U的輸出信號(U_det信號)在U相的EMF信號EMF_U高於驅動線圈的中點電壓COM時具有高電平，而在前者低於後者時具有低電平。這對其他兩相也是如此。
上面的EMF選擇器控制信號(圖3B)是指示對每個相檢測到上升沿還是檢測到下降沿的信息。
接著，將解釋控制系統電路的結構和操作。
由邏輯單元4中除了驅動脈衝生成器41之外的電路、轉子相位檢測器3、電荷泵電路5、電荷泵電流設置器6、以及連接到端子T_cp和T_Iref的外接部件配置控制系統電路。
在這些部分中，電荷泵電路5、電荷泵電流設置器6、以及連接到端子T_cp和T_Iref的外接部件構成本發明的「振蕩控制器」的實施例。
作為邏輯單元4中配置控制系統電路的電路，提供了限制信號生成器43，用於生成在圖1中描述為「T_late/T_early」的限制信號M_late和M_early，其用於通過定義向振蕩控制器輸出的信號的最大脈寬來限制振蕩控制器的一個最大控制時間；選擇器44；以及相位比較器42。選擇器44和相位比較器42以及轉子相位檢測器3構成本發明的「相位偏差檢測器」的實施例。
注意到，並不是始終需要配置劃分為物理電路塊的限制信號生成器43、選擇器44以及相位比較器42，而可將它們提供為邏輯單元4的功能。
在本實施例中，用於控制VCO的振蕩的控制系統電路大致具有以下三種功能。
第一功能是如下功能由轉子相位檢測器3檢測每個轉子相位的極性改變點，比較每個轉子相位的極性改變點與從驅動脈衝生成器44獲得的驅動相位的極性改變點，並檢測與轉子相位的驅動相位相對的相位偏差。
第二功能是如下功能生成用於提高VCO 7的振蕩頻率F_vco的上升信號f_up與用於降低振蕩頻率F_vco的下降信號f_down，基於相位偏差檢測的結果而輸出它們中的一個。
第三功能是用於限制振蕩控制器的操作的限制信號生成器43的功能，並且在本示例中，是限制指示從預定提前(advance)電角度到電角度零的相位範圍內的上升信號f_up的激活時段的相位寬度(指示激活狀態的脈衝的最大持續時間T_early)的功能、以及限制指示從電角度零到預定延遲電角度的相位範圍內的下降信號f_down的激活狀態的脈寬(指示激活狀態的脈寬的最大持續時間T_late)的功能。本實施例的一個主要特徵在於，在第三功能中，使得下降信號f_down的最大持續時間T_late長於上升信號f_up的最大持續時間T_early，即，(T_late＞T_early)。
下面，將解釋用於實現這些功能的部件的結構和操作。
轉子相位檢測器3具有三個比較器(CMP)3U、3V和3W。每個比較器檢測出，通過例如電機100中轉子101的旋轉來反轉在相應線圈102中感應的感應電壓(EMF)的相位(轉子相位)的極性。
為給出轉子相位的極性的標準，將比較器3U、3V和3W的第一輸入連接到端子T_COM，以輸入星形結構線圈102的中點電勢COM。
為監視根據時間改變的EMF，將比較器3U的另一輸入連接到端子TU，以提供U相線圈102U的EMF信號(下文中描述為「EMF_U」)。以相同的方式，將比較器3V的另一輸入連接到端子TV，以提供V相線圈102V的EMF信號(下文中描述為「EMF_V」)，並且進一步地，將比較器3W的另一輸入連接到端子TW，以提供W相線圈102W的EMF信號(下文中描述為「EMF_W」)。
比較器3U到3W輸出在EMF的極性是「+」時具有高電平、並在EMF的極性是「-」時具有低電平的比較器輸出信號U_det、V_det和W_det。
相位比較器42比較驅動相位與轉子相位(EMF相位)。作為具體的比較方法，可採用例如以下的方法，但是，因為這取決於從驅動脈衝生成器41獲得的驅動相位信息，所以不能說在所有情況下都是這樣。
這裡，對於U相，相位比較器42具有「U+比較」的功能，該功能將U相驅動信號U上升的時段的時間中心當作U相的極性從負到正的改變點，並將驅動(電)相位的極性改變點的相位與由比較器3U的輸出信號U_det所指示的轉子相位從負到正的極性改變點進行比較；以及「U-比較」的功能，該功能將U相驅動信號U下降的時段的時間中心當作U相的極性從正到負的改變點，並將驅動(電)相位的極性改變點的相位與由比較器3U的輸出信號U_det所指示的轉子相位從正到負的極性改變點進行比較。
對於V相和W相，相位比較器42具有相同方式的「V+比較」和「V-比較」的功能、以及「W+比較」和「W-比較」的功能。在圖1所示的相位比較器42中顯示了這些功能。
例如，選擇器44接收從來自驅動脈衝生成器41的六個脈衝信號y0到y5給出的相位輸出驅動信息(圖2F)，在對從相位比較器42輸出的驅動信號U、V和W的相位的每個上升側(「+」側)和下降側(「-」側)的轉子相位和驅動相位的比較結果中選擇具有適當相位和極性的比較結果，並將其輸出。將這些輸出作為上升信號f_up和下降信號f_down而輸出到電荷泵電路5。
結果，限制信號生成器43僅需要能夠限制上面的激活狀態下的上升信號f_up和下降信號f_down的脈寬。當達到該目標時，限制信號生成器43可直接控制一切。即，其可限制來自選擇器44的信號選擇時間，可限制向其前一級中的相位比較器42輸入的信號，或者可直接限制選擇器44的輸出信號(f_up信號和f_down信號)。
限制信號生成器43和由來自限制信號生成器43的限制信號所限制的電路部件配置本發明的「限制控制器」。
作為用於進行控制限制的優選方法，例如，限制信號生成器43生成具有T_late的寬度的限制信號M_late、以及具有T_early的寬度的限制信號M_early，並獲得這些限制信號和將被限制的信號之間的與(AND)邏輯。如果此時利用相位比較器42等的內置與門(AND gate)，則不必再特別提供該與門。這從降低電路規模的視角來看是理想的。
圖4示出用於生成具有T_late的寬度的限制信號M_late、以及具有T_early的寬度的限制信號M_early的限制控制器43的電路的示例。
在圖4中，通過兩個雙輸入與門43A和43B、反相器43C、以及三輸入與非(NAND)門43D來配置限制控制器43。
為使相位提前側(phase advance side)的最大脈寬T_early是電角度30°左右，向與門43A的輸入供給信號QC和QD，以獲得圖2B所示的第三分頻信號QC和第四分頻信號QD之間的與邏輯。從其輸出端輸出限制信號M_early。限制信號M_early的周期變為電角度60°左右。
由反相器43C反轉第四分頻信號QD，並將其供給到雙輸入與門43B的一個輸入，並且將第三分頻信號QC供給到與非門43D的第一輸入。此時，將第二分頻信號QB供給到與非門43D的第二輸入，將第一分頻信號QA供給到第三輸入，並將與非門43D的輸出供給到與門43B的另一輸入。該與門43B輸出具有大約電角度60°的周期並具有與第一分頻信號QA相同的大約7.5°的脈寬的短限制信號M_late。
注意到，該電路結構是示例性的，且可以以根據要獲得的限制最大時間(限制信號的脈寬)的任何方法來改變。
圖5A和5B示出該期望方面的電路塊和具體電路。
在圖5B所示的電路中，如圖5A所示，將選擇器44和相位比較器42配置為一個電路塊。
該電路具有每個都包括三輸入與門45u和45d的6個與門對45、3個反相器46u、46v和46w、以及2個六輸入或非(NOR)門47u和47d。
6個現有與門45u的第一輸入整體地接收來自驅動脈衝生成器41的6個脈衝信號y0到y5，作為各自的輸入。
與門45u的第二輸入接收比較器輸出信號U_det、V_det和W_det中的任一個。更詳細地，將比較器輸出信號U_det輸入到向其第一輸入端輸入信號y2或y5的與門45u的第二輸入。以相同的方式，將比較器輸出信號V_det輸入到向其第一輸入端輸入信號y1或y4的與門45u的第二輸入，並將比較器輸出信號W_det輸入到向其第一輸入端輸入信號y0或y3的與門45u的第二輸入。
將在限制信號生成器43處生成的限制信號M_early輸入到與門45u的第三輸入。
另一方面，剩餘的6個與門45d的第一輸入作為輸入而接收與同一對中的相鄰與門45u的脈衝信號相同的脈衝信號中的任一個(y0到y5中的任一個)。
與門45u的第二輸入端接收由反相器46u到46w反轉的比較器輸出信號U_det、V_det和W_det的反轉信號中的任一個。更詳細地，將比較器輸出信號U_det的反轉信號輸入到向其第一輸入端輸入信號y2或y5的與門45d的第二輸入端。以相同的方式，將比較器輸出信號V_det的反轉信號輸入到向其第一輸入端輸入信號y1或y4的與門45d的第二輸入端，並將比較器輸出信號W_det的反轉信號輸入到向其第一輸入端輸入信號y0或y3的與門45d的第二輸入端。
將在限制信號生成器43處生成的限制信號M_late輸入到與門45d的第三輸入端。
圖2C中所示的脈衝信號y0到y5順序地變為ON(變為高電平狀態)。重複此步驟。因此，在任何一個時間，脈衝信號y0到y5之一變為ON。在圖4B中，僅僅向其輸入該導通脈衝信號y0、y1、y2、y3、y4或y5的與門對45才可以輸出高電平。
在圖5B中，在能夠輸出該高電平的與門對中，與門45u可僅當EMF極性是「+」時輸出高電平，而與門45d可僅當EMF極性是「-」時輸出高電平。此時，由限制信號M_early或M_late進一步在脈寬上限制與門45u和45d。
因此，或非門47u根據需要輸出在脈寬上被限制的信號的反轉信號(低激活信號)，作為EMF極性是「+」時的上升信號f_up。另外，或非門47d根據需要輸出在脈寬上被限制的信號的反轉信號(低激活信號)，作為EMF極性是「-」時的下降信號f_down。
外接電荷泵電流設置電阻器R_Iref生成與電荷泵電流設置電阻器R_Iref相一致的電流。將該電流被提供到電荷泵電流設置器6。
電荷泵電流設置器6基於輸入電流而生成電荷泵電路5的基準電流I_ref1和I_ref2。
圖6示出電荷泵電路5的具體電路的示例。
相位泵電路5根據從或非門47u(圖5B)輸出的上升信號f_up、或從或非門47d(圖5B)輸出的下降信號f_down，控制由電荷泵電流設置器6按照電荷泵電流設置電阻器R_Iref而生成的電荷泵電流I_ref1和I_ref2。
這裡，上升信號f_up和下降信號f_down通常具有「H」電平，並在它們被激活時改變為「L」電平。
由電荷泵電流設置器6使用電荷泵電流設置電阻器R_Iref來設置圖6中所示的兩個電流源I_ref1和I_ref2。
圖6所示的電荷泵電路5由以下配置配有電阻器的所謂數字電晶體DP1、DQ1和DQ2；一般電晶體P1、P2、Q1和Q2；以及電阻器R1、R2、R3和R4。電晶體DP1、P1和D2由PNP雙極電晶體來配置，而電晶體DQ1、DQ2、Q1和Q2由NPN雙極電晶體配置。
當上升信號f_up和下降信號f_down處於H電平時，配有電阻器的所謂數字電晶體DQ1、DQ2和DP1都變為ON狀態，從而電流不會流到電晶體P1、P2、Q1和Q2中。當將VCO 7的輸入阻抗設置為足夠高的值時，控制端子T_cp的電勢在此時保持常數值。
當上升信號f_up改變為L電平並且被激活時，數字電晶體DQ2變為OFF狀態，而電晶體Q1和Q2變為ON狀態。
此時，等於電流源I_ref1的電流通過控制端子T_cp和電晶體Q2而從電荷泵電阻器R_cp流到地電壓GND。
當下降信號fv_down改變為L電平並且被激活時，數字電晶體DQ1和DP1變為OFF狀態，而電晶體P1和P2變為ON狀態。此時，等於電流源I_ref2的電流從控制端子T_cp流到電荷泵電阻器R_cp的方向。
以此方式，當使得輸入的上升信號f_up激活時，電荷泵電路5在電機驅動IC 2的方向上發送來自連接到電機驅動IC 2的控制端子T_cp的電荷泵電容器C_cp和電荷泵電阻器R_cp的電荷泵電流。在該電流方向上，控制端子T_cp的電勢下降，從而VCO 7在升高振蕩頻率的方向上操作。
另一方面，當使輸入的下降信號f_down激活時，電荷泵電路5在連接到其控制端子T_cp的電荷泵電容器C_cp和電荷泵電阻器R_cp的方向上發送來自電機驅動IC 2的電荷泵電流。在該方向上，控制端子T_cp的電勢上升，從而VCO 7在降低振蕩頻率的方向上操作。
升高VCO 7的振蕩頻率時的一個控制時間、或降低VCO 7的振蕩頻率時的一個控制時間是直到切換電荷泵電流的方向以倒轉其為止的時間。這由使上升信號f_up或下降信號f_down激活的期間的時段(即，這裡是L電平的脈寬)來定義。寬度越大，則VCO 7的振蕩頻率的上升越大，或者下降越大，且控制量越大。因此，當在短時段觀察時，控制端子T_cp的電勢隨時間波動且動態改變，但是，當在相對長的時段觀察其時，平均電勢在頻率升高時相對變高，而在頻率降低時相對變低。
傳統地，通過平滑濾波器而將該VCO控制電勢改變為DC，從而需要很大的電容和電阻。另外，響應變得遲緩。
與此相反，在採用了本發明的本實施例中，直接升高和降低VCO控制電壓，而無需通過平滑濾波器。更具體地，當使上升信號f_up和下降信號f_down激活時，瞬時切換電荷泵電路5的電流的方向，並且VCO控制電壓響應於此而瞬時上升或下降，從而，響應非常快。
這裡，本示例中的電荷泵電容器C_cp通過恆定(constant)的電荷泵操作而變為積分(integration)元件。另外，通過恆定的電荷泵操作，電荷泵電阻器R_cp變為瞬時元件，即，扮演將電流改變為電壓值的轉換元件的角色。電荷泵電容器C_cp的值是例如0.22μF，而電荷泵電阻器R_cp的值是例如68kΩ。
圖7A1到圖7E5示出根據上升信號f_up和下降信號f_down的脈寬的、VCO控制端子(T_cp端子)的電壓的改變的四個示例。在本示例中，示出由轉子相位檢測器3檢測的相位的EMF極性反轉相位與控制端子T_cp的電壓的關係的波形。另外，圖7A1到圖7E5通過EMF極性反轉相位位置而示出各部分的響應波形，同時將它們分為四個示例。
圖7B1到圖7B5中示出示例1，圖7C1到圖7C5中示出示例2，圖7D1到圖7D5中示出示例3，而圖7E1到圖7E5中示出示例4。
這裡，在圖7A3和圖7A4中示出本示例中使用的限制信號M_early和M_late。另外，為比較，在圖7A1、圖7A2和圖7A5中示出振蕩時鐘信號CLK_vco、第四分頻信號QD和電角度刻度(scale)、以及相位輸出驅動信息(脈衝信號y5)。
在本示例中，在對應於驅動電角度的-15[度]到0[度]的範圍中設置限制信號M_early的脈寬T_early。另外，以相同的方式，在從0[度]到26.25[度]的範圍中設置限制信號M_late的脈寬T_late。重複此操作，本實施例的一個主要特徵在於，將T_late側脈寬設置得比T_early側脈寬更寬。
為說明，將相位輸出驅動信息(圖2F)固定在「y5」的位置，但在所有相位輸出的驅動狀態的「y0」到「y5」處都執行等價的操作。因此，如圖7A2中所示，目標相位範圍變為驅動電角度-30[度]到+30[度]。
示例1示出當由轉子相位即U_det信號的上升相位表示的EMF極性反轉位置相當地早於驅動電角度的零度相位時的時間(圖7B1)。
此時，由限制信號M_early的脈寬T_early在相位上限制上升信號f_up(圖7B2)，使得限制L電平的激活時間。另外，此時，下降信號f_down保持H電平(圖7B3)。另外，電荷泵電流(圖7B4)從電荷泵電阻器R_cp流向控制端子T_cp，持續正好限制信號M_early的脈寬T_early的量。在控制端子T_cp(圖7B5)的電壓中示出的L電平發生δVCP瞬時校正的量的電勢下降，其持續電荷泵電流(圖7B4)流過的時段。該值是電荷泵電流(圖7B4)和電荷泵電阻R_cp的乘積。在電荷泵電流(圖7B4)結束流動後，控制端子T_cp的電壓發生δVCP積分(integration)校正的量的電勢下降。該δVCP積分校正的值變為通過將電荷泵電流值(圖7B4)與上升信號f_up的激活時間的乘積(電荷泵電容器C_cp的電荷波動的量)除以電荷泵電容器C_cp的電容值而獲得的值。
作為以上的結果，由於控制端子T_cp的電壓的改變，VCO 7在頻率輸出上變高。
示例2指示當將由轉子相位，即U_det信號的上升相位表示的EMF極性反轉位置從示例1(圖7A2)中的U_det信號的上升相位延遲了正好20°的驅動電角度時的時間。此時，其未被屏蔽(mask)信號M_early限制，從而，在U_det信號的上升處激活上升信號f_up。
在示例2中，電荷泵電流流過的時段短於示例1中的該時段(圖7C4)，因此，控制端子T_cp的電壓的δVCP積分校正的量的電勢下降變得比示例1中的小(圖7C5)。
示例3指示由轉子相位，即U_det信號的上升相位表示的EMF極性反轉位置與驅動電角度的零相位位置一致的情況。
此時，上升信號f_up和下降信號f_down都不被激活(圖7D2和圖7D3)，因此，控制端子T_cp的電壓保持常數值(圖7D5)。
示例4指示當由轉子相位，即U_det信號的上升相位表示的EMF極性反轉位置比驅動電角度的零度相位遲30°時的時間。
此時，由限制信號M_late的脈寬T_late在相位上限制下降信號f_down(圖7E3)，以限制L電平的激活時間。另外，此時，上升信號f_up保持H電平(圖7E2)。輸出電荷泵電流的方向變為與目前的示例1和示例2相反的、從控制端子T_cp向電荷泵電阻器R_cp側的方向。在本示例中，控制端子T_cp的電壓上升(圖7E5)，因此，由VCO 7輸出的頻率變低。
注意到，通過之前解釋的VCO 7的結構，當VCO 7在諸如起動的時間處的低頻上操作時，因為在VCO 7中提供較低的限制頻率，所以這不會變為比這還低的頻率。
圖8示出VCO 7的輸入/輸出特性的示例。
在驅動脈衝生成器41的分頻比中，當轉子磁極的數目P是8時，電機的轉速N與VCO 7的輸出頻率F_vco之間的關係變為如下方程式。
N[rpm]＝F_vco[Hz]/6.4(2)圖8中所示的曲線CV1指示電機轉速N，而曲線CV2指示VCO 7的振蕩頻率F_vco。另外，在圖8的橫坐標上，將控制端子T_cp的電壓降與Vcc電壓的電勢差定義為δVcp[V]。
可看出，即使在δVcp是0[V]，即，控制端子T_cp的電壓與Vcc電壓處於相同電平時，VCO 7也不暫停振蕩，而是繼續以大約2.56[kHz]振蕩。該較低限制振蕩頻率是由電機轉速N轉換的大約400rpm。
通過使用本實施例的電機驅動電路1來驅動電機。
此時使用的電機100是三相無刷電機，其中轉子磁極的數目P是8，標準電壓是3V，起動電流是0.1A，轉子慣量是3×10-8[kg·m2]，並且扭矩常數是2×10-3[N·m/A]。
電荷泵電流是1.5μA，電荷泵電容C_cp是0.022μF，而電荷泵電阻R_cp是68kΩ。當電荷泵電流在電荷泵電阻器R_cp中流過時所生成的電壓變為102mV。通過VCO 7，將該電壓轉換為大約3984rpm的轉速位移。
當將電機起動頻率設置為420rpm時，VCO增益是大約250kHz/V(轉換為轉速增益是大約39062.5rpm/V)。VCO的最大振蕩頻率轉換為轉速是大約22.500rpm。
電機在標準電壓3V時的標準轉速是大約12000rpm，因此VCO的性能是足夠的。
圖9到圖13示出實際操作波形。
圖9示出在正常狀態下的操作波形。
從頂部向下，該波形是U相驅動信號U(U相端子電壓)、V相驅動信號V(V相端子電壓)和W相驅動信號W(W相端子電壓)。對于波形的各個名稱，示出了縱坐標和橫坐標的刻度。例如，對於U相端子電壓，縱坐標的一級(gradation)是2V，而橫坐標的一級是2ms，因此將其描述為(2V/2ms)。該描述方法在圖9的其他波形和圖10到圖13中也一樣。供電規則是120°供電型和全波驅動型。這等於目前為止的操作的解釋的內容。
在無供電時段(其中，U、V和W的相位電壓既不是H電平輸出也不是L電平輸出)時，可看到EMF波形。對於所有相位，確認電機在所有相位都是EMF相位、即轉子相位等於驅動相位的狀態下運行。
而且，圖10示出正常狀態下的操作波形。從頂部向下，該波形是U相端子電壓、上升信號f_up的電壓(fup電壓)、下降信號f_down的電壓(f_down電壓)、以及控制端子T_cp的電壓(CP端子電壓)。
由於穩定狀態，所以轉子相位和驅動電路相位一致，上升信號f_up的電壓和下降信號f_down的電壓都變為激活狀態的時段較小，並且在控制端子T_cp的電壓中僅看到小的AC信號分量。
圖11示出從通過導通電源而起動的加速狀態的操作波形。
從頂部向下，波形是U相端子電壓、f_up電壓、f_down電壓、以及CP端子電壓。
在圖12和圖13中，在時間上(time-wise)從該圖放大起動時和加速時的操作波形。
圖12示出在圖11所示的操作波形中、在時間上放大的、在緊接著通過導通電源而起動之後的操作波形。從頂部向下，波形是U相端子電壓、f_up電壓、f_down電壓、以及CP端子電壓。
在緊接著起動之後，控制端子T_cp的電壓(CP端子電壓)等於Vcc電壓，因此VCO 7輸出被設置為低限的振蕩頻率，並且電機通過此起動轉速而開始起動。當電機開始起動時，通過轉子的旋轉操作而生成EMF。在未提供U相電功率時看到EMF波形。從EMF相位檢測轉子相位，電荷泵電流根據作為驅動電路相位的比較的結果而獲得的上升信號f_up和下降信號f_down而改變，並且改變控制端子T_cp的電壓。
在緊接著起動之後的相位判斷中，即使當轉子相位晚於驅動電路相位、且將下降信號f_down激活到L電平時，VCO 7也不輸出比起動轉速更低的頻率。為此，電機在起動期間不停止。
注意到，在本示例中，起動時的轉子相位是不穩定的。
在圖12的波形的示例中，對於緊接著起動之後的大約40ms的時段，電機的轉子以起動轉速轉動，而沒有加速，直到轉子相位適合於加速為止。電機在從緊接著起動之後的時間大約40ms的時段之後開始加速。
當在電機起動轉速是大約420rpm時激活上升信號f_up時，電荷泵電流在前述電荷泵電阻器R_cp中流動，並且轉速改變了大約3984_rpm。注意到，轉子的旋轉受到由於電機的扭矩和轉子的慣量而帶來的加速能力的限制，因此，其不能同步地追蹤驅動電路的轉速的改變。
由下面的方程式(3)表示電機轉速的偏差dN。
dN＝60·τ/(J·2Π)dt(3)這裡，τ是電機驅動扭矩，J是轉子慣量，而dt是偏差時段。
當轉子極數是8時，當起動轉速是大約420rpm時，對應於360°的電角度的偏差變為大約35.7ms。激活上升信號f_up的時段最大對應於電角度15°，因此該時段是大約1.5ms。
根據0.1A的起動電流、3×10-8[kg·m2]的轉子慣量、以及2×10-3[N·m/A]的扭矩常數，轉子驅動扭矩τ變為2×10-4[N·m]，而電機轉速的位移dN變為95.5[rpm]。這是大約3984rpm的電路的轉速位移值的僅僅大約1/42。
也就是說，當電機在諸如起動轉速的低轉速範圍內旋轉時，變得激活的上升信號f_up作用來更平滑地偏移相位輸出驅動的操作相位，並將其提前到適合於通過瞬時地提高驅動電路頻率而不是對轉子的加速操作起作用來加速的驅動相位。
圖13示出在圖11中所示的操作波形中的電機加速期間的操作波形。從頂部向下，波形是U相端子電壓、f_up電壓、f_down電壓、以及CP端子電壓。
根據圖13，看出EMF的相位和驅動電路相位匹配時的加速的情形。
在本實施例中，VCO 7的最大振蕩頻率在轉換為轉速時必須超出電機的最高轉速。這是因為在本實施例的控制中，通過相互組合三個開路環路，整個系統形成一個閉合環路。根據控制端子T_cp的電壓來確定其操作點。通過其來定義VCO振蕩頻率，即轉子轉速。
為穩定操作點，必須在操作點的附近存在環路增益。即，一直到超出包括電機的額定轉速的操作點的頻率範圍，VCO增益都必須不為零。
下面，將解釋三個開路環路的組件。
第一是電機100。通過U-、V-和W-相的線圈102U、102V和102W的驅動，電機101旋轉，並在未向各相提供電功率時生成EMF。
第二是控制系統電路，其用於判斷從轉子相位檢測器3到電機驅動電路1中的電荷泵電路5的相位差，並生成上升信號f_up和下降信號f_down。該控制系統電路從驅動脈衝生成器41獲得電路相位信息，以判斷驅動電路相位，但是，在控制系統電路中不通過這些信號形成反饋環路。
第三是從VCO 7到電機驅動電路1中的輸出單元9的驅動系統電路。
在本實施例中，通過類似渦流(eddy)地組合這三個獨立的開路環路的組件，形成一個閉合環路。
這些組件為開路是有很大的優點的。即，一個優點在於，沒有異常振蕩等的風險，並且電路設計和電路檢查是容易的。另外，因為沒有對電路穩定性的折衷(tradeoff)等，所以還有如下優點，即可僅為了操作的目的來最優地設置操作參數，如T_early相位寬度和電荷泵電流。
通過根據本實施例的電機及其驅動電路，呈現了以下效果。
第一，可提供在起動時可靠的、且使得電機的穩定旋轉操作成為可能的無傳感器電機驅動電路。此時，根據每個時刻的相位延遲和相位提前的信息來直接且瞬時地驅動VCO 7的控制端子T_cp的電壓，因此響應是快速的。
第二，這是適合於如IC之類的形式的簡單電路，因此可最小化IC電路規模。
第三，驅動電路不會在其內部具有反饋環路，因此其是穩定電路。結果，電路設計和電路檢查較容易。
第四，除驅動IC之外的外接電部件的數目較小。
在圖1的示例中，除了電機驅動IC 2之外，有四個外接電部件，包括用於供電的去耦電容器C_DC。在這些部件中，可將兩個電阻器併入電機驅動IC 2中，因此可將外接電部件的數目降低到2。
另外，外接電部件的常數是不依賴於驅動電路的操作的獨立值。它們僅需要對應於電機的磁特性和機械時間常數。因此，這些常數的最優化是容易的。此外，對於這些常數，有相對寬的可允許範圍。
第五，外接電部件的常數較小，且是以「0603JIS標準」的晶片尺寸獲得的值，因此，同樣就這一點而言，具有使得整體尺寸更小的優點。
在使用具有等於3V的供電電壓V_cc、0.1A的起動電流、3×10-8[kg·m2]的慣量、以及2×10-3[N·m/A]的扭矩常數的電機100時，用於獲得所需的操作波形的常數可以較小，例如，電荷泵電阻器R_cp的電阻值是68kΩ，而電荷泵電容器C_cp的電容值是0.022μF。因此，具有這些外接部件所佔據的安裝面積非常小的優點。
注意到，本發明的電機驅動電路不限於驅動三相無刷電機。本發明還可應用於除三相外的多相、或單相的無刷電機。另外，轉子的磁極的數目不限於8個極。
注意到，當改變驅動目標時，需要符合該改變，還要改變電機驅動電路1的結構和操作。即，需要根據驅動相的數目來改變比較器的數目、相位比較的數目、以及輸出電路的結構，並改變用於生成驅動輸出單元的信號的結構，例如，根據驅動相的數目和磁極的數目來改變時鐘的計數和輸出解碼信號的相位差。注意到，即使當驅動相的數目和磁極的數目不同時，也可將上面的解釋直觀地應用於基本結構和操作，而不用考慮這些。
注意到，根據本實施例的電機系統具有以上電機驅動電路1和電機100。
儘管未具體示出，但將偏心構件附接到電機100的轉子軸，以及在同一模塊板上安裝電機100、偏心構件和電機驅動電路1，作為振動電機模塊。振動電機模塊被內置在行動電話或其他電子裝置中，並被利用為呼叫接收時的提醒手段。注意到，本發明的電機系統不限於行動電話，但通過本發明的應用，可降低尺寸，控制性能較好，且可降低功耗，因此本發明優選地應用於移動型電子裝置。
權利要求
1.一種電機驅動電路，用於驅動配有轉子和面向轉子的多個線圈的無傳感器無刷DC電機，該電機驅動電路包括驅動信號生成器，其具有以根據施加到控制端子的電壓的頻率而振蕩並生成時鐘信號的內置電壓控制型可變頻率振蕩電路，並生成具有由時鐘信號的頻率定義的周期、且具有基於來自該可變頻率振蕩電路的時鐘信號的依次不同的相位差的多個驅動信號；相位偏差檢測器，用於檢測當向多個線圈提供多個驅動信號以旋轉轉子時在所述多個線圈中感生的感應電壓，並檢測從感應電壓獲得的轉子相位相對於從所述驅動信號獲得的電相位的相位偏差；以及振蕩控制器，其作為輸入而接收從所述相位偏差檢測器輸出的相位偏差信息，當相位偏差信息指示轉子相位相對於電相位的延遲時，其在正好與相位延遲量一致的時間中改變所述控制端子的電壓，並且當相位偏差信息指示轉子相位的提前時，在與所述相位延遲的情況相反的方向上，其在正好對應於相位提前量的時間中改變所述控制端子的電壓。
2.如權利要求1所述的電機驅動電路，還包括控制限制器，用於設置每個控制時間的上限，使得在振蕩控制器控制該控制端子的電壓以提高可變頻率振蕩電路的振蕩頻率時的最大控制時間變得比在其控制該電壓以降低振蕩頻率時的最大控制時間更短。
3.如權利要求2所述的電機驅動電路，其中振蕩控制器包括充電/放電電路，其根據相位偏差信息，在相對於電相位延遲了轉子相位時對控制端子充電，並在提前了轉子相位時對控制端子放電，以及轉換元件，其被連接到控制端子，並且將在由該充電/放電電路對控制端子充電時或放電時的電流改變轉換為控制端子的電壓改變，並且該控制限制器限制充電/放電電路的充電/放電時間，使得充電/放電電路的一個最大充電時間變得比一個最大放電時間更短。
4.如權利要求2所述的電機驅動電路，其中相位偏差檢測器具有選擇器，其在相位偏差信息指示相對於電相位延遲了轉子相位時輸出第一信號，並在相位偏差信息指示相對於電相位提前了轉子相位時輸出第二信號，控制限制器將第一信號的激活狀態的最大持續時間設置為比第二信號的激活狀態的最大持續時間更短，以及振蕩控制器在正好從選擇器輸入的第一或第二信號的激活狀態的持續時間中改變控制端子的電壓。
5.如權利要求1所述的電機驅動電路，其中驅動信號生成器具有起動控制電路，該電路將用於從停止狀態可靠地起動轉子的起動頻率設置為低限頻率。
6.一種電機系統，具有內置無傳感器無刷DC電機，其配有轉子和面向轉子的多個線圈，以及電機驅動電路，用於以模塊形式來驅動該無刷DC電機，其中所述電機驅動電路具有驅動信號生成器，其具有以根據施加到控制端子的電壓的頻率而振蕩並生成時鐘信號的內置電壓控制型可變頻率振蕩電路，並生成具有由時鐘信號的頻率定義的周期、且具有基於來自該可變頻率振蕩電路的時鐘信號的依次不同的相位差的多個驅動信號；相位偏差檢測器，用於檢測當向所述多個線圈提供多個驅動信號以旋轉轉子時在所述多個線圈中感生的感應電壓，並檢測從感應電壓獲得的轉子相位相對於從所述驅動信號獲得的電相位的相位偏差；以及振蕩控制器，其作為輸入而接收從所述相位偏差檢測器輸出的相位偏差信息，當相位偏差信息指示轉子相位相對於電相位的延遲時，其在正好與相位延遲量一致的時間中改變所述控制端子的電壓，並且當相位偏差信息指示轉子相位的提前時，在與所述相位延遲的情況相反的方向上，其在正好對應於相位提前量的時間中改變所述控制端子的電壓。
7.一種電機驅動方法，用於驅動配有轉子和面向轉子的多個線圈的無傳感器無刷DC電機，該方法包括步驟通過根據施加到控制端子的電壓來操作振蕩器，以生成與該振蕩器的振蕩頻率相一致的頻率的時鐘信號，生成多個驅動信號，其具有由時鐘信號的頻率所定義的周期，並具有基於時鐘信號的依次不同的相位差，檢測當通過向所述多個線圈提供多個驅動信號而旋轉轉子時、在多個線圈中感生的感應電壓，檢測從感應電壓獲得的轉子相位相對於從所述驅動信號獲得的電相位的相位偏差，以及輸入所述相位偏差信息，當相位偏差信息指示轉子相位相對於電相位的延遲時，在正好與相位延遲量一致的時間中改變所述控制端子的電壓，並且當相位偏差信息指示轉子相位的提前時，在正好對應於相位提前量的時間中，在與所述相位延遲的情況相反的方向上改變所述控制端子的電壓，由此對應於所述相位偏差信息的時間改變而控制在生成所述時鐘信號時的振蕩頻率。
8.如權利要求7所述的電機驅動方法，還包括設置每個控制時間的上限，使得在提高控制端子的電壓以提高可變頻率振蕩電路的振蕩頻率時的最大控制時間變得比在控制該電壓以降低振蕩頻率時的最大控制時間更短。
9.如權利要求8所述的電機驅動方法，還包括根據相位偏差信息，在相對於電相位延遲了轉子相位時對控制端子充電，並在提前了轉子相位時對其放電，以及在充電和放電時，限制充電/放電時間，使得一個最大充電時間變得比一個最大放電時間更短，以及將對控制端子充電時或放電時的電流改變轉換為控制端子的電壓改變。
10.如權利要求8所述的電機驅動方法，還包括在相位偏差信息指示相對於電相位延遲了轉子相位時，輸出第一信號，並在相位偏差信息指示相對於電相位提前了轉子相位時，輸出第二信號，使第一信號的激活狀態的最大持續時間比第二信號的激活狀態的最大持續時間更短，以及在正好第一或第二信號的激活狀態的持續時間中改變控制端子的電壓。
11.如權利要求8所述的電機驅動方法，還包括，在生成時鐘信號時，控制低限頻率，以使用於從停止狀態可靠地起動轉子的起動頻率成為低限。
全文摘要
一種可適當地製成為小型IC的電機驅動電路，具有減少了數目的外部組件以及小尺寸，並且能夠穩定地旋轉電機。當由根據來自VCO(7)的CLK信號生成的三相驅動信號U、V、W來旋轉轉子(101)時，監視三相線圈(102)中的感應電壓，並檢測轉子相位與電相位的相位偏移。使用在對應於轉子相位比電相位延遲時的相位延遲的時間中激活的上升信號f_up、或使用在對應於轉子相位比電相位提前時的相位提前的時間中激活的下降信號f_down來驅動電荷泵電路(5)。該電機驅動電路(1)根據所檢測到的相位偏移信息，瞬時地、動態地且直接地改變VCO控制端子(T_cp)的電壓，而不需使用平滑濾波器。
文檔編號H02P6/08GK1998131SQ20058002449
公開日2007年7月11日 申請日期2005年6月9日 優先權日2004年6月9日
發明者鈴木雅浩 申請人:索尼株式會社