具有改進解析度的精細時間跟蹤的製作方法

2023-05-20 20:42:56 1

專利名稱：具有改進解析度的精細時間跟蹤的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種補償電路以及補償方法，用於通過使用多徑分集來對接收機中的時間漂移進行補償，該接收機適用於在多徑環境中操作，例如通用移動通信系統(UMTS)中的Rake接收機。
背景技術：
在UMTS通信系統中，定義了對應於傳統基站設備的至少一個NodeB，以及被稱為用戶設備(UE)的移動終端。NodeB和UE包括發射機和接收機。在下行鏈路中，NodeB藉助NodeB發射機將信號發送到UE接收機。在上行鏈路中，UE發射機藉助UE發射機將信號發送到NodeB接收機。若干UE可以與單個NodeB通信。在這種情況下，認為這些UE處於相同的小區中，其中小區表示UE由給定的NodeB進行服務的地理區域。
在所謂的軟切換情況下，UE處於屬於不同NodeB的兩個小區的重疊小區覆蓋區域中，因此UE和NodeB之間的通信是通過分別來自每個NodeB的兩個空中接口信道(或者兩個無線鏈路)同時進行。在UE處，通過最大比組合Rake處理來接收兩個信道或信號。在這種Rake處理中，利用多個所謂的Rake指(finger)(相關接收機)來對延遲分散能量進行組合，其中將多個Rake指分配到顯著能量到達的延遲位置。為此，以初始採集相位來標識顯著信號能量到達的時延位置，並將相關接收機或者Rake指分配給那些峰值。用於獲得多徑延遲曲線圖(profile)的測量柵格大約為一個碼片(chip)的持續時間，該碼片持續時間以大約幾十毫秒的速率更新。碼片與擴展符號相對應，其中，碼片周期的持續時間比符號周期的持續時間小某個因子，該因子約等於擴頻操作的帶寬擴展因子的因子，其中上述擴頻操作用於UMTS傳輸中所使用的寬帶碼分多址(WCDMA)調製。寬帶擴展因子等於每個符號周期的碼片數，並被稱為擴頻因子。在每個相關接收機內，追蹤並消除接收信號的快速變化的相位和幅度值。最後，在所有活動的Rake指上將經過解調和相位調整的符號進行組合，並將其送到解碼器以便進一步處理。可以將信道補償後的符號簡單地加到一起，以便恢復所有延遲位置上的能量。然後，對無線電頻率信號進行解調，以產生數字基帶信號。對基帶信號進行處理，以恢復用戶感興趣的有用信息數據。
關於UMTS接收機中的時間同步，相關方面包括接收機必須的最大操作速度，以及由於接收機(Rx)振蕩器和發送機(Tx)振蕩器之間缺乏同步而造成的時間漂移。接收機的運動導致了接收符號中的時間漂移，該時間漂移取決於作為發射機和接收機之間距離的結果的傳播延遲。另一方面，典型地，Rx振蕩器沒有完全與Tx振蕩器同步，這也意味著接收機自身所使用的本地時鐘中的時間漂移。具體地，上述第二方面(Tx/Rx頻率偏移)在諸如UMTS的系統中是關鍵的，在UMTS中UE可能以軟切換而操作，因此多於一個的物理連接可以同時與多於一個的NodeB有效地連接。在這種情況下，即使在接收機處採用諸如頻率偏移估計和補償的技術，不同NodeB之間的頻率偏移也不能由接收信號所消除。此外，處理由頻率偏移引起的漂移的能力放寬了對本地振蕩器以及控制本地振蕩器的電路的要求，從而降低了本地振蕩器以及控制本地振蕩器的電路的成本。
移動通信信道中的無線電波傳播的特徵在於信號能量的多次反射、衍射以及衰減。這是由諸如建築物、山丘等的自然障礙物引起的，產生了所謂的多徑傳播。由於不同的傳播路徑具有持續若干微秒的延遲曲線圖，多徑傳播導致信號能量加寬。另一方面，即使當接收機在短距離中移動時，也會產生被稱為快衰落的信號抵消。最好把信號抵消理解為若干個加權相量(phasor)的和，該加權相位描述了在一定時刻沿著一定路徑的相移和衰減。這種多徑衰落環境體現出對於時間同步任務的另外挑戰。為了實現Rake接收機中的分集增益，必須跟蹤並組合儘可能多的可辨路徑，以便實現所用傳輸帶寬的最大可能的優點。因此，必須保證接收機能夠辨別並跟蹤相對延遲約等於一個碼片(即，帶寬的倒數)的路徑。在多徑的情況下，由於衰落的原因，較強的路徑可以淹沒(dominate)較弱的周圍路徑，所以時間跟蹤無法跟蹤較弱的路徑。因此，需要改進的精細時間同步。
文獻US 2002/0034218 A1公開了一種擴頻時間跟蹤方案，在其中具有判決統計的時間跟蹤單元抑制或校正來自附近幹擾路徑的影響。通過適當地選擇時間跟蹤單元的參數，時間跟蹤單元的判決統計的幹擾分布得以最小化，從而抑制了幹擾。通過估計並去除來自時間跟蹤單元的判決統計上的幹擾路徑的影響，實現了幹擾的抵消。通過在信道引入的相位失真保持近似不變的時間段內對導頻信號或已解調數據信號的已知符號流首先進行相干平均，形成判決統計。其後的非相干平均為從判決中移除相位相關性提供了最簡單的實現。非相干平均基本上是通過對相干平均信號的幅值進行平均來執行的。向判決統計提供對抗衰落的免疫力的需求限定了更新速率的下限，連續更新速率之間的時間漂移充分小於0.5個採樣的需求限定了更新速率的上限。在不能同時滿足這兩個需求的情況下，後者的需要優先於前者。這意味著，在存在高頻率偏移和低速的情況下，此現有技術中所建議的方法將提供較差的性能。

發明內容
本發明的目的是提供改進的時間同步方案，依靠此方案，可以實現在跟蹤臨近路徑的能力方面所期望的時間解析度，同時還保證了對高殘餘頻率偏移和噪聲的期望的抵抗度。
這個目的是通過權利要求1所述的補償電路以及權利要求7所述的補償方法來實現的。
因此，通過把由於傳播條件的變化而引起的時間漂移與由於頻率偏移而引起的時間漂移進行分離，來改進時間同步的解析度。建議一種雙反饋結構，其中通過提供具有不同帶寬的反饋來跟蹤公共漂移和差分漂移。這用於把頻率偏移時間漂移與由於Doppler擴展而引起的時間漂移進行分離，這依賴於這兩種時間漂移的不同特性。即使當僅存在一個無線鏈路路徑時，「公共」迴路仍然在該路徑上以「高速率」操作。因此，將措辭「所有接收路徑」或「路徑組」認為是覆蓋了至少一個路徑，該路逕取決於硬體複雜度並屬於無線鏈路，其中接收機可以管理至少一個無線鏈路，並取決於硬體/軟體的複雜度。
能夠以相對於接收路徑數目的完全透明的方式來應用所建議的解決方案。應注意的是，路徑的數目視情況而變化，甚至在一個連接中都會發生變化，但是與可接收路徑的最大數目相對應的指數量受到硬體/軟體複雜度的限制，例如可以考慮的最大無線鏈路數目。
可以從至少一個非相干遲早門獲得時間偏移。由此，可以將所建議的處理應用於由傳統的非相干遲早門所獲得的遲早誤差，因此可以最小化硬體修改。此外，不同的接收路徑可以包括Rake接收機的各個指。這提供了優點通過對從傳統的非相干遲早門返回的測量進行後處理，可以在傳統的Rake接收機中實現所建議的過程。因此，可以通過提供用於控制接收機中的處理器的特定軟體程序來實現該過程。
可以在雙迴路延遲鎖定環(DLL)中提供第一和第二反饋裝置。由此，實現了雙迴路裝置，其中迴路之一是快速的，並針對屬於無線鏈路的所有接收路徑產生相同的命令，而另一迴路是慢速的，並為每個接收路徑產生單獨的命令。
此外，為響應所述第一和第二反饋裝置的處理輸出，控制裝置可以被設置用於將公共控制信號施加到所述所有的至少兩個不同的接收路徑，以及將單獨的控制信號分別施加到所述至少兩個不同接收路徑。在這種情況下，公共和單獨控制信號可以包括針對延遲控制的向上和向下命令。因此，控制裝置能夠對處理輸出進行處理，並產生針對所有接收路徑和/或單獨接收路徑的控制信號，而不需要對傳統接收機結構進行實質的修改。
可以將幹擾抑制應用於處理步驟的處理結果，該處理步驟用於對至少兩個不同接收路徑公共的第一分量進行處理。由此，將幹擾抑制原理應用於差分時間漂移，該漂移與已經對公共時間漂移進行補償後的殘餘時間漂移相對應。
可以估計把至少兩個接收路徑的路徑強度與各自的時間漂移相聯繫的係數。根據第一示例，此估計可以基於對路徑強度和各個時間漂移之間的互方差(cross variance)的確定。作為可選的第二示例，該估計可以基於對至少兩個接收路徑中不同路徑之間的相對延遲的估計(預測耦合係數)可以調整第一和第二帶寬之比以適於環境條件。由此，可以認為對諸如頻率偏移、Doppler擴展等的環境條件的影響進行了優化，或對時間同步的想法(inspiration)進行了微調。


現在，參考附圖，基於優選實施例對本發明進行更詳細的描述，在附圖中圖1示出了根據優選實施例的接收機結構；圖2示出了根據優選實施例的聯合公共和差分跟蹤電路的示意性方框圖；圖3示出了根據優選實施例的補償方法的實現示例；圖4示出了用於確定優選實施例中所使用的預測耦合因子的程序的示例；圖5示出了用於預測耦合因子的β係數列表；圖6示出了用於指示與標準傳播情況有關的同步結果的示意圖；圖7示出了用於指示與從3GPP規範中提取出來的標準傳播情況有關的同步結果的示意圖，包括具有一個碼片的相對延遲的4個路徑，沒有進行根據優選實施例的處理；圖8示出了用於指示高頻率偏移的標準情況下的同步結果的示意圖；圖9示出了用於指示針對路徑之間的相對延遲小於一個碼片的情況下的時間跟蹤性能的圖。
具體實施例方式
現在，將連同UMTS Rake接收機對優選實施例進行描述，UMTSRake接收機是用於接收CDMA信號的公知的、低複雜度的接收機結構。通過識別被傳輸信號的若干散射和反射拷貝(replica)，並為每個拷貝分配單獨的相關器，即所謂的Rake指，Rake接收機試圖聚集儘可能多的信號功率。對指輸出進行加權並有組織地進行組合，以產生對所傳輸的符號的估計。
每個Rake接收機的關鍵任務是同步，也就是對每一個Rake指中由信道引起的衰減、相移和路徑延遲進行估計和補償。通常分兩個步驟來執行路徑延遲估計在粗採集中，將檢測到的路徑分配給Rake接收機的不同指；典型地，在這個步驟中允許1/2碼片的同步誤差。在粗採集之後，精細跟蹤允許指與路徑延遲的精確同步(典型地，可以實現1/8碼片的平均誤差)。一種受到大量關注的跟蹤結構是遲早門定時誤差檢測器。數字內插器/取樣器在估計的定時時刻以碼片速率的整數倍產生數據流，隨後對該數據流進行多路分解，並將其饋至檢測路徑和同步路徑，後者關於前者被移動了碼片周期的一小段。通常將該時移稱為遲早門定時偏移。在同步路徑中，對遲早數據流執行與擴頻序列和符號速率採樣的相關，通過將遲流延遲了一個採樣而產生早流。此外，通過將準時採樣和復共軛重建導頻符號或信道相量(由信道估計所提供)相乘來對數據調製和覆信道相量結果進行補償。在不同的實現備選之後，可以將遲早採樣與所估計的信道相量相乘，或不相乘。在當前情況下，考慮對這些採樣簡單地進行平方的情況，按照這種方式消除頻率偏移和信道估計誤差的影響。然後，使用經過低通濾波的平方後的早採樣與經過低通濾波的平方後的遲採樣之間的差來計算遲早誤差。
傳統遲早結構的一個值得考慮的缺點是其在多徑衰落環境中的靈敏度。除了遭受增強的定時抖動之外，如果來自相鄰Rake指的延遲估計的差大約為碼片持續時間，那麼該延遲估計趨向於收斂到相同的值。在該情況下，中央控制單元將這個具有較弱功率的Rake指從檢測過程中移除。由於接收機放鬆信號功率和分集的事實，所產生的比特誤差性能嚴重下降；此外，剩餘的指遭受到嚴重的多徑失真，因為該指會跟蹤兩個路徑所產生的包絡。因此，需要改進的結構以便提高接收機性能。
根據優選實施例，對傳統的UMTS接收機進行改進，以便在具有大約一個碼片的相對延遲的路徑跟蹤能力方面達到期望的時間解析度，同時還保證了對高殘餘功率偏移和噪聲的期望的抵抗度。這通過將時間漂移分成兩個主要分量而實現，一個分量是所有的路徑或指的公共分量，而另一個對於每個單獨的路徑或指有效。因此，公共誤差和差分誤差得以分離，同時通過採用具有更高帶寬的迴路對公共誤差進行處理和補償。公共誤差主要包括由於頻率偏移造成的結果。可以降低專門用於每個路徑的單獨跟蹤、從而用於差分誤差的迴路帶寬，並根據環境條件進行調整。在公共漂移校正之後，其負責跟蹤殘餘時間漂移。這允許把單獨迴路的帶寬形成與Doppler擴展相同大小的可能性，並因此允許針對改進的時間解析度應用幹擾抑制原理。
在建議的雙迴路延遲鎖定環(DLL)中，可以將較快迴路(公共迴路)的帶寬和慢迴路(差分迴路)的帶寬之間的比進行調整以適合環境條件(頻率偏移相對於Doppler擴展)，其中較快迴路為屬於無線鏈路的所有路徑或指產生公共命令(CC)，而慢迴路為每個路徑或指產生單獨的命令。
上述原理可以在傳統的Rake接收機結構中實現，傳統的Rake接收機結構能夠實現每個指一個非相干遲早門相干器，並且如將要由標準規範所實現的其他基本功能所要求地來提供對接收信號編碼功率(RSCP)的測量。因此，與其他用於解決類似問題的解決方案相比，硬體/或軟體的複雜度非常有限。
圖1示出了根據優選實施例的Rake接收機的示意性方框圖。該接收機包括多個Rake指12-1到12-n，每個指包括傳統的遲早門13以及傳統的準時處理單元14，其後都跟著各自的低通濾波器15。低通濾波器15可以實現為數字濾波器，例如，有限衝激響應(FIR)濾波器或無限衝激響應(IIR)濾波器，其中，上面的低通濾波器可以額外地包括用於對低通濾波器的輸出值進行平方的平方裝置。
遲早門13產生誤差值ER，上面的低通濾波器15對該誤差值ER進行濾波和平方。準時處理單元14產生接收信號功率的RSCP值，也通過低通濾波器15對RSCP值進行濾波。將每個Rake指的誤差值ER和RSCP值提供給包括公共迴路和差分迴路的處理功能或單元16，其中公共迴路產生提供給屬於無線鏈路的所有Rake指的公共命令(CC)，而差分迴路產生單獨提供給各個Rake指的差分命令(DC)。
圖1中央的虛線將左邊部分與右邊部分分開，左邊部分作為在特定硬體上實現的部分，也就是Rake接收機部分，而右邊部分代表典型的控制器。左邊部分的特定硬體可以具有傳統的結構，而右邊部分的功能可以在控制器上實現。因此，處理單元16所執行的處理功能可以由處理單元16的存儲器中所存儲的軟體程序來控制，或者以用於根據處理功能而執行數位訊號處理的硬體結構來實現。
圖2示出了圖1的Rake接收機中執行的跟蹤過程的示意性方框圖。具有採樣控制器功能以及RSCP和誤差計算功能的Rake接收機部分40產生與各個Rake指中的跟蹤誤差或時間漂移相對應的誤差值Err-1到Err-n，並產生相應的RSCP值RSCP-1到RSCP-n，將這些RSCP值提供給被設置為執行差分跟蹤和幹擾抑制的第一反饋功能或單元30。差分反饋單元30產生命令信號，通過慢差分迴路SDL將該命令信號提供給命令組合功能單元10。此外，將Rake指的輸出誤差Err-1到Err-n以及相應的RSCP值RSCP-1到RSCP-n提供給用於公共跟蹤的公共反饋功能或單元20，公共反饋功能或單元20產生輸出命令，通過快公共迴路FCL將該輸出命令提供給命令組合單元10。在命令組合單元10處，將差分反饋單元30和公共反饋單元20所產生的命令進行組合併提供給Rake接收機單元40，從而關閉雙反饋迴路，並啟用針對時間同步的聯合公共和差分跟蹤。
優選實施例的基本方面是，由於殘餘頻率偏移而引起的時間漂移和由於UE相對於NodeB的運動而引起的時間漂移具有不同的特性。作為殘餘頻率偏移的結果，對於給定的無線鏈路，即，NodeB和UE之間的物理連接，屬於無線鏈路的所有路徑中的時間漂移基本相同，並且由於此分量，路徑之間的相對延遲不發生實質的變化。由於相對運動而引起的時間漂移對於每個路徑是不同的，因為這些時間漂移取決於到達方向以及運動速度。從針對連接或無線鏈路預見的最大速度和最大頻率偏移而給定的需求開始，還可以導出變化率的不同特性。基於這些不同，導出圖2的結構用於時間跟蹤。基本上，執行屬於相同無線鏈路的路徑上的公共漂移跟蹤，以便對屬於給定的無線鏈路的所有路徑(即，Rake指)共用的時間漂移進行估計和補償，主要是頻率偏移漂移。應用另外的差分迴路或差分漂移跟蹤，從而對不能由公共迴路進行補償的單獨的時間漂移進行估計和補償。然後，應用幹擾抑制處理，對由差分反饋單元30中的差分迴路進行處理的誤差進行濾波，可以藉助於這個迴路工作所需的更小帶寬來實現。
差分反饋單元30的積分長度，即其帶寬，不必考慮頻率偏移，而只需考慮信道相干時間，信道相干時間與速度的倒數成正比，而與時間漂移成反比。由此，如後文所述，當與Doppler帶寬估計一同採用時，可以對跟蹤方案進行歸納。
公共反饋單元20可以基於針對Rake接收機的非相干跟蹤方案，如「A non-coherent tracking scheme for the Rake Receiver that can copewith unresolvable multi-path」，V.Aue，G.Fettweis，IEEE，1999中所描述。
根據優選實施例，已經移除了上述傳統非相干跟蹤方案的基本約束，例如不同路徑的時間「等距」，而且可以不改變路徑的相對延遲的事實。此外，隨後將了解到，在優選實施例中針對聯合誤差所考慮的公式是不同的。
根據圖2的優選實施例的結構所包含的優點可以從信道相干時間和Doppler帶寬之間的關係中導出，如下列方程所給出Tc1BD---(1)]]>Doppler帶寬BD與UE和NodeB之間的相對速度成正比，並且與接收信號的波長λ成反比，如下列方程所示BD=v---(2)]]>在UE和NodeB之間的相對運動或移動的情況下，由於UE和NodeB之間的傳播路徑長度的變化而出現路徑延遲中的漂移與接收機可以補償的最小漂移TR相對應的距離D由下式給出D＝TR·c(3)應注意的是，接收機所允許的時間解析度與採樣率相關，典型地，採樣率是採用WCDMA調製的系統的傳輸帶寬或碼片速率的倒數的倍數。
積分時間，即接收機在產生命令之前對同步誤差進行處理的可用時間，可以從下式導出Dv=Int_time]]>通過使用方程(2)，可以得到下列方程Int_time=DBD---(4)]]>以及從方程(1)可以得到Int_timeDTc---(5)]]>現在可以看出，在僅由於相對速度而引起的時間漂移存在的情況下，可以選擇與信道相干時間成正比的積分時間。在積分時間的上限由頻率偏移來約束的情況下，不能保證這種可能性。如下文所示，這個屬性可以用於把附加的用於幹擾抵消的低複雜度方法與對傳統遲早門13返回的誤差的處理相結合，這樣增大了時間解析度。
快速公共迴路FCL的任務是以如下方式跟蹤路徑組的公共時間漂移分量，即每個路徑的殘餘漂移都具有由慢差分迴路SDL進行有效處理的期望的統計特性。為了獲得針對公共迴路跟蹤的可能方法之一的特性，假設路徑延遲的漂移為Δτi，而公共漂移ΔτC可以被補償且對於所有路徑是相同的。
假設在採用最大比組合的接收機中，由於不完全同步而造成的損耗可以表現為完全同步情況下的全部信號功率(組合之後)與在組合之後可用的、並且包括同步誤差的信號功率之間的差，則可以導出驅動公共迴路的誤差的以下形式
EC=i=1,NEii=1,Nchi2---(6)]]>此方程(6)表達的事實是，針對公共迴路的最佳誤差是在每個Rake指中測量的遲早(非相干)誤差Ei的和，其中chi表示路徑i的信道相量。
在下文中，一旦快公共迴路FCL對公共漂移進行了補償，則集中於單獨路徑的跟蹤，作為用於對每個單一路徑的漂移進行跟蹤的手段。這些誤差緩慢地發生變化，並且針對其檢測，可以假設積分間隔與信道相干時間成正比。在這個假設中，可以導出以下方程，該方程表示了路徑強度和誤差之間的關係式Ei,M=Ei,T+iji,jRj---(7)]]>其中Ei，M表示所測量的誤差的平均值，Ei，T表示真實誤差的平均值，βi，j表示取決於路徑之間的相對延遲的係數，Rj表示給定路徑強度的平均值。假設以給定的間隔對方程(7)中的誤差和路徑強度進行測量，可在根據這個誤差自身計算下一個採樣點之前，將此方程(7)用於從Ei，M中導出Ei，T，並去除由其他路徑對同步誤差造成的幹擾。
可以看出，可以使用方程(7)來導出以下方程i,j=Cross(ei,M,rj)Var(rj)---(8)]]>其中，Cross表示誤差和路徑強度之間的互協方差，Var表示方差。誤差和路徑強度的小字母表示其被稱為以小於信道相干時間的間隔而計算的瞬時量或平均值。以大於信道相干時間的間隔來提取方程(8)的另一邊所包含的統計。
可以看出，給出誤差和路徑強度的平均值之間的相關性的係數β11、β12、...由下式給出^11=h2(ts1+-t^1)-h2(ts1--t^1)]]>^12=h2(ts1+-t^2)-h2(ts1--t^2)---(9)]]>其中，ts1+、ts1-是第一路徑1上的遲早採樣的遲早採樣時刻，並且 是對路徑1和2的估計延遲。方程(9)涉及可以用作良好採樣條件下的真實延遲的近似值的估計延遲。用於路徑延遲的值是前一個步驟的估計延遲，它用作當前延遲的預測。這等同於假定同步誤差為零。
可以考慮補償或跟蹤過程的低複雜度實現，其中只考慮預測係數。這個簡化的解決方案的魯棒性可能不如還使用已測量的相關性的解決方案。然而，在針對UMTS所給定的測試條件下執行的鏈路級仿真表明，其仍然可以產生非常好的性能，並因此可以表示所推薦過程的減小的複雜度的變體。
在下文中，描述了用於將預測和測量係數進行合併的可能過程，該過程基於這兩個估計的可靠性。
至此，描述了兩種用於確定給定路徑上測量的路徑強度和誤差之間的耦合因子的方式。如果βi，jp是預測的係數，而βi，jM是測量的係數，則可以考慮預測的和測量的係數的各個方差而導出用於對這兩個係數進行合併以獲得對於βi，j的最佳估計的最佳方式。下文中給出了只需要計算測量的係數的方差的次最佳方式。
通過使用例如IIR濾波器對RSCP值和誤差之間的乘積進行濾波，可以計算或確定方程(8)中的互協方差項。通過執行此操作，可以估計該濾波器的輸出變量。
假設σM，i，j2表示βi，jM的方差，可以定義以下兩個係數C1=M,i,j2M,i,j2+1]]>C2=1-C1=1M,i,j2+1]]>然後，可以通過以下方程得到係數βi，ji,j=C1i,jP+C2i,jM---(10)]]>可以通過考慮由於臨近迴路的路徑強度的影響而得到該過程的改進性能的版本。在時間解析度低於一個碼片時，這些影響是重要的。在這種情況下，除了RSCP和誤差之間的互相關之外，不同路徑的RSCP之間的互相關項是重要的，並且可以通過忽略這些互相關項而使誤差變得相關。
圖3示出了建議的包括基本操作的補償或跟蹤過程的示意性流程圖，以及用於控制圖1中的處理單元16的軟體程序的各個示例。
在步驟S101，針對傳輸信道的每個時隙確定誤差值Err[i]和RSCP值Rscp[i]。在公共迴路步驟102中，對所得到的誤差和RSCP值進行處理，其中在步驟102中通過將所有Rake指的絕對值求和而得到公共誤差Err_C和公共RSCP值RSCP_C。然後，產生與公共誤差Err_C的符號相對應的公共命令Command_C，即向上命令或向下命令。在步驟S103中，向圖1中的所有Rake指12-1到12-n提供這個公共命令。然後，執行差分迴路步驟104，其中針對每個Rake指來計算單獨或差分誤差Err_acc_filt[j]，並基於這些誤差的符號而確定單獨的Rake指的差分命令(即向上命令或向下命令)，並在步驟105中將其提供給單獨的Rake指12-1到12-n。在圖3中，Rscp[I]表示指i的RSCP值，Err[i]表示指i的誤差值，N_fram_C表示針對公共迴路的幀數，而N_frame_I表示針對差分迴路的幀數。
圖4示出了用於把預測的耦合因子B(i，j，RL)確定為每個路徑的耦合係數的軟體程序的實現示例，其中，RL表示無線鏈路，而Finger[RL]表示針對分配給無線鏈路的每個指的標識符。
圖5示出了可以在上述耦合因子的預測中使用的β值的表。
總之，獲得了用於驅動公共迴路的聯合誤差。從這個誤差的特性中，其遵從即使以相對於信道相干時間的短間隔來計算誤差，由於信道變化所產生的短期影響也是不可見的。因此，與差分迴路相比，公共迴路能夠以更高的帶寬而工作。值得注意的是，可以應用進一步改進的方法以獲得對公共漂移的估計，並且在優選實施例中得到的方法在複雜度和性能之間表現出了良好的折衷。關於由差分環路處理的殘餘誤差，需要考慮在給定路徑上測量的遲早誤差與臨近路徑的功率之間的線性相關性，如方程(7)所示。如果所考慮的測量間隔相對於信道相干時間較大，那麼這種關係保持，信道相干時間取決於UE相對於NodeB的速度。
提供了兩種用於估計係數的方式，該係數把每一個路徑上測量的路徑強度與誤差聯繫起來。。第一種方式基於對路徑強度和誤差(已測量的)之間的互方差的在線計算，而在第二種方式由路徑之間估計的相對延遲來計算這個相關性的係數(預測互相關係數)。此外，給出了一種用於將測量的和預測的互相關進行合併的方法，以便濾除由臨近路徑的影響而在每個路徑上計算出的誤差項。略述了一種用於減小複雜度的可能折衷，該折衷僅使用預測的係數，並考慮將該折衷作為所建議過程的實現的第一步驟。此外，描述了針對該過程所基於的一些參數的在線適應標準，該標準可以考慮傳播條件，以便對解析度與跟蹤響應時間的關係進行優化。可以將針對跟蹤單獨路徑所執行的測量用於改進公共跟蹤迴路所基於的估計；可以看出，在非常接近的路徑的情況下，方程(6)所給出的公共誤差的表達有所偏差，並且可以通過考慮每個路徑的RSCP以及βi，j係數來消除此偏差，其中βi，j係數緩慢地變化並由單獨迴路處理。可以將公共迴路輸出用於改進其自身的頻率偏移估計，其中公共迴路輸出主要跟蹤能量較強路徑上的頻率偏移的影響，該頻率偏移估計與公共漂移有關，並且典型地在接收機的分離單元中執行。可以通過增加複雜度來提高該過程的性能，其中，提高的性能旨在能夠跟蹤具有小於一個碼片的相對延遲的路徑。即使以更簡單的形式，該過程也能夠獨立地跟蹤具有小於一個碼片(例如0.8個碼片)的相對延遲的路徑。
圖6示出了表示幀與延遲的關係的示意圖，並且涉及3GPP(第三代移動通信合作夥伴計劃)中的特定傳播情況編號3的跟蹤結果，這與具有一個碼片差的4個路徑相對應。在開始處，兩個最強路徑上存在同步誤差。公共迴路以快速方式來跟蹤高能路徑上的這個同步誤差。然後，差分迴路以如下的方式校正路徑3和4的定時從大約第30幀開始實現對準(慢校正)。從該時刻開始，公共迴路跟蹤由於殘餘頻率偏移而引起的公共偏移，在仿真中假設該殘餘頻率偏移等於700Hz。
圖7示出了使用傳統的遲早門且不使用優選實施例的路徑處理而得到的相同性能。從圖7中可以推斷出，路徑1和路徑2以及路徑3和路徑4分別在50和70幀之後合成一條路徑。這指示了傳統方案的時間解析度不夠。
圖8示出了指示3.500Hz的非常高頻率偏移的性能的類似圖。DLL仍然能夠跟蹤，甚至能夠從初始同步誤差中恢復。
最後，圖9示出了所建議的跟蹤能力或補償過程，用於跟蹤比一個碼片更近(例如0.8個碼片)的路徑。
應注意的是，本發明並不局限於上述優選實施例，並且可以將其應用於任何跟蹤或補償過程，以便對適用於多徑情況下的接收機中的時間漂移進行補償或跟蹤。因此，優選實施例可以在所附權利要求的範圍內進行變化。
還應注意的是，上面所提到的實施例例證了而並非限制了本發明，並且在不偏離從屬權利要求中所限定的本發明的範圍的前提下，本領域的技術人員能夠設計出許多可選的實施例。在權利要求中，括號內的任何附圖標記不應被解釋為限制了權利要求。詞「包括」，以及相似的詞不排除任意權利要求或說明書中存在列出的元件或步驟之外的元件或步驟。元件的單數標記不排除多個這種元件的存在，反之亦然。如果某些措施在彼此不同的從屬權利要求中列出，這並不表示這些措施的組合不能夠產生有益效果。
權利要求
1.一種補償電路，用於對多徑接收機環境中的時間漂移進行補償，所述補償電路包括-第一反饋裝置(20)，被設置用於以較高帶寬對所述時間漂移的第一分量進行處理，所述第一分量是公共的，而且能夠影響屬於無線鏈路的所有路徑，以及-第二反饋裝置(30)，被設置用於以較低帶寬對所述時間漂移的第二分量進行處理，所述第二分量對屬於所述無線鏈路的所述路徑中的每個單獨的路徑分別有效。
2.如權利要求1所述的補償電路，其中，所述時間漂移是從至少一個非相干遲早門(13)獲得的。
3.如權利要求1或2所述的補償電路，其中，所述至少兩個接收路徑包括Rake接收機(40)的各個指(12-1到12-n)。
4.如任一在前權利要求所述的補償電路，其中，在雙迴路延遲鎖定環中提供了所述第一和第二反饋裝置(20，30)。
5.如任一在前權利要求所述的補償電路，還包括控制裝置(10)，用於響應於所述第一和第二反饋裝置(20，30)的處理輸出，將公共控制信號施加到接收路徑組，每一個組屬於無線鏈路，並將單獨的控制信號施加到單獨的路徑。
6.如權利要求5所述的補償電路，其中，所述公共和單獨控制信號包括針對延遲控制的向上和向下命令。
7.一種用於對適於多徑環境的接收機中的時間漂移進行補償的方法，所述方法包括以下步驟-將所述時間漂移分成至少一組路徑公共的第一分量；以及對包括至少兩個接收路徑的所述至少一組中的每一個單獨的路徑有效的第二分量；-通過採用具有第一帶寬的第一反饋裝置(20)，對所述第一分量進行處理；-通過採用具有第二帶寬的第二反饋裝置(30)，對所述第二分量進行處理；以及-將所述第一帶寬設置為大於所述第二帶寬的值。
8.如權利要求7所述的方法，還包括從遲早誤差確定步驟中導出所述時間漂移的步驟。
9.如權利要求7或8所述的方法，還包括將幹擾抑制應用於所述處理步驟b)的處理結果的步驟。
10.如權利要求7到9的任意一項所述的方法，還包括對與路徑強度和路徑誤差相關的係數進行估計的步驟。
11.如權利要求10所述的方法，其中，所述估計基於對所述路徑強度和路徑誤差之間的互方差的確定。
12.如權利要求10所述的方法，其中，所述估計基於對所述至少兩個接收路徑中的不同路徑之間的相對延遲的估計。
13.如權利要求7到12的任意一項所述的方法，還包括對所述第一和第二帶寬之間的比進行調整以適於環境條件的步驟。
14.一種包括代碼裝置的電腦程式產品，當所述電腦程式產品被加載到處理器設備的存儲器中時，所述代碼裝置適於控制所述處理器設備以執行權利要求7到13的任意一項所述的步驟。
15.如權利要求14所述的電腦程式產品，其中，所述電腦程式產品包括計算機可讀存儲介質。
全文摘要
本發明涉及一種補償方法和補償電路，用於對適於多徑環境的收發機中的時間漂移進行補償。將時間漂移分成第一分量，是屬於相同無線鏈路的路徑組所公共的，例如用戶設備和基站之間的連接的無線鏈路；以及第二分量，對屬於組的每個單獨路徑是有效的。採用具有第一帶寬的第一反饋裝置來處理第一分量，以及採用具有第二帶寬的第二反饋裝置來處理第二分量，其中將第一帶寬設置為大於第二帶寬的值。由此，可以減小專用於每個路徑的單獨跟蹤的迴路帶寬，並且根據環境條件對其進行調整，以便允許應用幹擾抑制原理以改進時間解析度。
文檔編號H04B1/707GK101095291SQ200580045282
公開日2007年12月26日 申請日期2005年12月21日 優先權日2004年12月28日
發明者皮耶路易吉·亞歷山德羅 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司