一種含飛跨電容的混合APF拓撲結構及廣義逆解耦控制器的製作方法

2023-05-21 03:04:26 1

本發明涉及電力濾波領域，具體地，涉及一種含有飛跨電容結構與傳統LC濾波器並聯的混合有源電力濾波器拓撲電路以及廣義逆解耦控制器。

背景技術：

近年來電力系統中電子裝置產生大量的諧波一直嚴重影響著電能質量，因此需要一種裝置對電網進行濾波和補償無功功率。無源濾波器有時在成本低，但線路變化，支路增加等引起的電力系統阻抗值偏差都會嚴重影響補償效果，單獨使用的有源電力濾波器可以在小容量非線性場合使用，但在大容量場合就不那麼可行了。即使是混合型有源電力濾波器雖然串聯了電容，APF的容量已大為減少，但仍需要一個高帶寬的PWM變流器作為APF，這又使得其只適用於補償對象在中等容量以下，也不適用於大容量。然而，此拓撲結構與傳統的有源電力濾波器一樣，此拓撲結構補償的三相電流之間存在著強耦合關係使得實際補償的電流與指令信號產生誤差，從而使負載補償效果受到嚴重影響，所以，需要對拓撲結構進行解耦控制。控制器的設計上，現有的解析逆系統很大程度上依賴於系統的精確數學模型，無法隨時任意的配置系統極點。

技術實現要素：

本發明的目的在於，針對上述問題，提出一種含有飛跨電容結構與傳統LC濾波器並聯的混合有源電力濾波器拓撲電路以及廣義逆解耦控制器，以實現提高複雜非線性混合型有源電力濾波器的魯棒性和整體補償性能的優點。

為實現上述目的，本發明採用的技術方案是：

一種含飛跨電容結構的混合型有源電力濾波器拓撲電路，包括絕緣柵雙極電晶體Sa1、絕緣柵雙極電晶體Sa2、絕緣柵雙極電晶體Sa3、絕緣柵雙極電晶體Sa4、絕緣柵雙極電晶體Sb1、絕緣柵雙極電晶體Sb2、絕緣柵雙極電晶體Sb3、絕緣柵雙極電晶體Sb4、絕緣柵雙極電晶體Sc1、絕緣柵雙極電晶體Sc2、絕緣柵雙極電晶體Sc3、絕緣柵雙極電晶體Sc4、電容Ca、電感La、電容Cb、電感Lb、電容Cc、電感Lc、反並聯續流二極體Va1、反並聯續流二極體Va2、反並聯續流二極體Va3、反並聯續流二極體Va4、反並聯續流二極體Vb1、反並聯續流二極體Vb2、反並聯續流二極體Vb3、反並聯續流二極體Vb4、反並聯續流二極體Vc1、反並聯續流二極體Vc2、反並聯續流二極體Vc3、反並聯續流二極體Vc4、電容C1、電容C2、電容Cf1、電容Cf2和電容Cf3，

所述電容Ca和電感La串聯在三相非線性負載的a相和地之間，所述電容Cb和電感Lb串聯在三相非線性負載的b相和地之間，所述電容Cc和電感Lc串聯在三相非線性負載的c相和地之間；

所述絕緣柵雙極電晶體Sa1的集電極與絕緣柵雙極電晶體Sa4的發射極之間串聯電容C1和電容C2，所述絕緣柵雙極電晶體Sa1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sa2的集電極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sa2的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sa3的集電極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sa3的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sa4的集電極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sa2的發射極與三相非線性負載的a相之間串聯電感Lf1，所述絕緣柵雙極電晶體Sa1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sa4的集電極之間串聯電容Cf1，所述絕緣柵雙極電晶體Sa1的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Va1，所述反並聯續流二極體Va1的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sa1的發射極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sa2的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Va2，所述反並聯續流二極體Va2的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sa2的發射極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sa3的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Va3，所述反並聯續流二極體Va3的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sa3的發射極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sa4的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Va4，所述反並聯續流二極體Va4的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sa4的發射極連接；

所述絕緣柵雙極電晶體Sb1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sb2的集電極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sb2的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sb3的集電極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sb3的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sb4的集電極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sb2的發射極與三相非線性負載的b相之間串聯電感Lf2，所述絕緣柵雙極電晶體Sb1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sb4的集電極之間串聯電容Cf2，所述絕緣柵雙極電晶體Sb1的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vb1，所述反並聯續流二極體Vb1的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sb1的發射極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sb2的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vb2，所述反並聯續流二極體Vb2的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sb2的發射極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sb3的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vb3，所述反並聯續流二極體Vb3的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sb3的發射極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sb4的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vb4，所述反並聯續流二極體Vb4的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sb4的發射極連接；

所述絕緣柵雙極電晶體Sc1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sc2的集電極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sc2的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sc3的集電極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sc3的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sc4的集電極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sc2的發射極與三相非線性負載的c相之間串聯電感Lf3，所述絕緣柵雙極電晶體Sc1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sc4的集電極之間串聯電容Cf3，所述絕緣柵雙極電晶體Sc1的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vc1，所述反並聯續流二極體Vc1的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sc1的發射極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sc2的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vc2，所述反並聯續流二極體Vc2的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sc2的發射極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sc3的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vc3，所述反並聯續流二極體Vc3的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sc3的發射極連接，所述絕緣柵雙極電晶體Sc4的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vc4，所述反並聯續流二極體Vc4的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sc4的發射極連接。

本發明的技術方案具有以下有益效果：

本發明的技術方案，在現有有源電力濾波器結構的基礎上設計飛跨電容單相橋與無源LC濾波器並聯的混合有源電力濾波器拓撲電路，飛跨電容單相橋的優點如下：1.開關管損耗小,損耗分布均勾，可以降低主電路的開關頻率；2.逆變器電平數比較容易拓展,適合場合多,方便選擇；3.對於有功和無功功率流量控制簡單高效,更加適合於高壓系統兼顧大容量無功補償和動態諧波治理的場合。

與飛跨電容單相橋並聯的LC濾波器主要補償較高次的諧波，相當於一個高通濾波器，它一方面用於消除補償電流中因主電路器件通斷引起的諧波，另一方面補償較高次諧波，從而使APF主電路器件的開關頻率有所降低。

同時還公開一種廣義逆解耦控制器，(如圖5所示)三相飛跨電容實際補償電流分別為if1，if2，if3，無源濾波器實際補償電流分別為ik1，ik2，ik3，分別將每相的三相飛跨電容實際補償電流和無源濾波器實際補償電流求和得到每相實際補償電流，將每相實際補償電流經過abc-dq0坐標變換，把三相實際補償電流轉換為兩相實際補償電流id，iq；

再通過對負載側三相電流檢測得到理論上的負載電流，同樣對理論上的負載電流經過abc-dq0坐標變換得到兩相理論補償電流；

然後通過低通濾波器得到每相的基波電流，再與原負載電流做差，即得到理論上兩相需要補償電流id*，iq*；將直流側電容電壓Ud1和Ud2設定值與實際值做差，經過PI控制減小誤差，將差值正補償到id*前；

將兩相理論補償電流和實際補償電流做差，再通過PI控制器減小補償電流誤差，再通過廣義逆控制，廣義逆參數a11，a21與積分環節串聯，廣義逆參數a10，a20與積分環節，廣義逆參數a11，a21形成代數環負反饋到廣義逆輸入；

將三電平廣義逆方法推導的濾波器模型，反向推導PDPWM開關係數U1、U2和U3的表達式，將表達式系統串聯在飛跨電容與無源濾波器的並聯結構濾波器系統前，使得兩系統組成的複合偽線性系統線性化解耦，從而使得兩相輸出相互獨立無關，完成解耦控制；最後，將兩相輸出經過dq0-abc反變換得到每相的補償電流。

與傳統的解析逆解耦控制相比，廣義逆解耦控制不但能實現原系統的線性化與解耦，而且通過合理地調節廣義逆參數α0，α1，α2，αn…可以使複雜非線性混合型有源電力濾波器的極點在複平面內合理配置，從而實現將積分型不穩定的子系統轉變為穩定的子系統和對高階非線性系統的降階處理，從而得到預期的解耦控制。

下面通過附圖和實施例，對本發明的技術方案做進一步的詳細描述。

附圖說明

圖1為本發明實施例所述的含有飛跨電容結構的混合有源電力濾波器拓撲電路的電子電路圖；

圖2為飛跨電容單相橋結構圖；

圖3為飛跨電容三電平逆變器輸出電壓及開關狀態圖；

圖4為含有飛跨電容結構的混合型有源電力濾波器廣義逆系統解耦結構原理圖；

圖5為飛跨電容與LC濾波器並聯有源電力濾波器廣義逆PI控制原理圖；

圖6為三電平飛跨電容PDPWM發周期示意圖；

圖7為三電平飛跨電容逆變器PDPWM法周期示意圖。

具體實施方式

以下結合附圖對本發明的優選實施例進行說明，應當理解，此處所描述的優選實施例僅用於說明和解釋本發明，並不用於限定本發明。

如圖1所示，一種含有飛跨電容結構的混合型有源電力濾波器拓撲電路，包括絕緣柵雙極電晶體Sa1、絕緣柵雙極電晶體Sa2、絕緣柵雙極電晶體Sa3、絕緣柵雙極電晶體Sa4、絕緣柵雙極電晶體Sb1、絕緣柵雙極電晶體Sb2、絕緣柵雙極電晶體Sb3、絕緣柵雙極電晶體Sb4、絕緣柵雙極電晶體Sc1、絕緣柵雙極電晶體Sc2、絕緣柵雙極電晶體Sc3、絕緣柵雙極電晶體Sc4、電容Ca、電感La、電容Cb、電感Lb、電容Cc、電感Lc、反並聯續流二極體Va1、反並聯續流二極體Va2、反並聯續流二極體Va3、反並聯續流二極體Va4、反並聯續流二極體Vb1、反並聯續流二極體Vb2、反並聯續流二極體Vb3、反並聯續流二極體Vb4、反並聯續流二極體Vc1、反並聯續流二極體Vc2、反並聯續流二極體Vc3、反並聯續流二極體Vc4、電容C1、電容C2、電容Cf1、電容Cf2和電容Cf3，

電容Ca和電感La串聯在三相非線性負載的a相和地之間，電容Cb和電感Lb串聯在三相非線性負載的b相和地之間，電容Cc和電感Lc串聯在三相非線性負載的c相和地之間；

絕緣柵雙極電晶體Sa1的集電極與絕緣柵雙極電晶體Sa4的發射極之間串聯電容C1和電容C2，絕緣柵雙極電晶體Sa1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sa2的集電極連接，絕緣柵雙極電晶體Sa2的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sa3的集電極連接，絕緣柵雙極電晶體Sa3的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sa4的集電極連接，絕緣柵雙極電晶體Sa2的發射極與三相非線性負載的a相之間串聯電感Lf1，絕緣柵雙極電晶體Sa1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sa4的集電極之間串聯電容Cf1，絕緣柵雙極電晶體Sa1的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Va1，反並聯續流二極體Va1的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sa1的發射極連接，絕緣柵雙極電晶體Sa2的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Va2，反並聯續流二極體Va2的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sa2的發射極連接，絕緣柵雙極電晶體Sa3的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Va3，反並聯續流二極體Va3的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sa3的發射極連接，絕緣柵雙極電晶體Sa4的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Va4，反並聯續流二極體Va4的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sa4的發射極連接；

絕緣柵雙極電晶體Sb1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sb2的集電極連接，絕緣柵雙極電晶體Sb2的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sb3的集電極連接，絕緣柵雙極電晶體Sb3的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sb4的集電極連接，絕緣柵雙極電晶體Sb2的發射極與三相非線性負載的b相之間串聯電感Lf2，絕緣柵雙極電晶體Sb1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sb4的集電極之間串聯電容Cf2，絕緣柵雙極電晶體Sb1的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vb1，反並聯續流二極體Vb1的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sb1的發射極連接，絕緣柵雙極電晶體Sb2的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vb2，反並聯續流二極體Vb2的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sb2的發射極連接，絕緣柵雙極電晶體Sb3的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vb3，反並聯續流二極體Vb3的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sb3的發射極連接，絕緣柵雙極電晶體Sb4的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vb4，反並聯續流二極體Vb4的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sb4的發射極連接；

絕緣柵雙極電晶體Sc1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sc2的集電極連接，絕緣柵雙極電晶體Sc2的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sc3的集電極連接，絕緣柵雙極電晶體Sc3的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sc4的集電極連接，絕緣柵雙極電晶體Sc2的發射極與三相非線性負載的c相之間串聯電感Lf3，絕緣柵雙極電晶體Sc1的發射極與絕緣柵雙極電晶體Sc4的集電極之間串聯電容Cf3，絕緣柵雙極電晶體Sc1的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vc1，反並聯續流二極體Vc1的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sc1的發射極連接，絕緣柵雙極電晶體Sc2的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vc2，反並聯續流二極體Vc2的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sc2的發射極連接，絕緣柵雙極電晶體Sc3的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vc3，反並聯續流二極體Vc3的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sc3的發射極連接，絕緣柵雙極電晶體Sc4的集電極與發射極之間串聯反並聯續流二極體Vc4，反並聯續流二極體Vc4的陽極與絕緣柵雙極電晶體Sc4的發射極連接。

飛跨電容單相橋如圖2所示，飛跨電容單相橋是通過採用鉗位電容使得直流側中性點和每個橋臂的兩個開關管的中點能夠相連，此種拓撲結構絕緣柵雙極電晶體Sa1和絕緣柵雙極電晶體Sa4互補工作，絕緣柵雙極電晶體Sa2和絕緣柵雙極電晶體Sa3互補工作，反並聯續流二極體Va1～反並聯續流二極體Va4為反向串聯反並聯續流二極體，電容C1和電容C2為直流母線電容，提供系統零點電位；電容Cf1、電容Cf2和電容Cf3為飛跨電容，傳統載波層疊PWM方法不能平衡飛跨電容電壓，所以此結構需要使用多電平PWM控制算法得到補償電流。飛跨電容型逆變器工作狀態如圖3所示，包括「1」、「0」和「-1」三種電平狀態，其中零電平狀態分為「0+」和「0-」兩種狀態，分別表示對飛跨電容進行充電和放電。

本技術方案提出用廣義逆法設計解耦控制器，傳統的解析逆系統很大程度上依賴於系統的精確數學模型，無法隨時任意的配置系統極點。為了解決此問題，改進得到廣義逆系統解耦，引入反饋節點，就可以將整個複合偽線性系統隨時任意的極點配置，將有利於閉環控制器設計配合以提高系統魯棒性。逆系統是在原系統前串聯加入α階積分逆系統輸入ψ輸出y的關係為ψ＝y＇，廣義逆輸出則是ψ＝α0yd+α1yd＇+α2yd(2)+……αnyd(n)顯然，廣義逆系統與原系統構成的偽線性複合系統多了很多參數，不但能實現原系統的線性化與解耦，而且通過合理地調節廣義逆參數α0，α1，α2，αn…可以使複雜非線性特性的混合有源電力濾波器系統極點在複平面內合理配置，從而實現將積分型不穩定的子系統轉變為穩定的子系統和對高階非線性系統的降階處理，從而得到預期的解耦控制，如圖4所示。圖5為廣義逆PI控制器設計原理圖。

本技術方案提出了一種適用於飛跨電容型多電平逆變器PDPWM的改進方法，通過增加零電平選擇環節，合理分配零電平向量，能很好地平衡飛跨電容電壓且相對簡單，應用靈活。如圖6和圖7所示為PDPWM的三電平載波圖。其基本思路是，調製波與上層載波比較控制一對開關的開通和關斷(兩個開關互補工作)，同一調製波與下層載波比較控制另一對開關的開通和關斷。

混合有源電力濾波器拓撲電路的廣義逆解耦控制器如圖5所示，三相飛跨電容實際補償電流分別為if1，if2，if3，無源濾波器實際補償電流分別為ik1，ik2，ik3，分別將每相的三相飛跨電容實際補償電流和無源濾波器實際補償電流求和得到每相實際補償電流，將每相實際補償電流經過abc-dq0坐標變換(為了簡化電路分析，本質是一個方陣和對角陣的相似變換)，把三相實際補償電流轉換為兩相實際補償電流id，iq。在通過對負載側三相電流檢測得到理論上的負載電流，同樣經過abc-dq0坐標變換得到兩相理論補償電流。通過低通濾波器得到每相的基波電流，再與原負載電流做差，即得到理論兩相需要補償電流id*，iq*。將直流側電容電壓Ud1，Ud2設定值與實際值做差，經過PI控制減小誤差，將差值正補償到id*前。將兩相理論補償電流和實際補償電流做差，再通過PI控制器減小補償電流誤差，再通過廣義逆控制，廣義逆參數a11，a21與積分環節串聯，廣義逆參數a10，a20與積分環節，廣義逆參數a11，a21形成代數環負反饋到廣義逆輸入。將三電平廣義逆方法推倒的濾波器模型，反向推導PDPWM開關係數U1，U2，U3的表達式，將表達式系統串聯在飛跨電容與無源濾波器的並聯結構濾波器系統前，可以使得兩系統組成的複合偽線性系統線性化解耦，從而使得兩相輸出相互獨立無關，完成解耦控制。最後，將兩相輸出經過dq0-abc反變換得到每相的補償電流。

具體控制過程如下：

1、首先對負載電流i1進行採樣，對飛跨電容補償電流if及LC濾波器補償電流ik進行採樣，並檢測直流側電壓值U1，U2。建立飛跨電容橋與傳統LC濾波器並聯的拓撲結構。

2、通過對負載電流進行abc-dq0變換，並通過低通濾波器得到基波電流，從而進一步得到需要補償的諧波電流。

3、將理論得到的電流補償值與實際補償值的偏差進行PI控制，直流側兩電容使用相同的參數，並通過PI控制達到電壓預定值。

4、對系統進行可逆性分析，證明系統的的可逆性。

5、設計廣義逆系統並將其串聯在原系統前，並通過設計廣義逆控制器把二階非線性系統解耦成兩個一階偽線性系統，調整廣義逆制器參數a11，a10，a21，a20使解耦後的系統極點得到合理配置。

6、把解耦得到的佔空比函數進行dq0-abc變換，並用PWM調製，飛跨電容橋採用三電平PDPWM(載波層疊PWM)調製，與傳統PWM調製相比增加0電平。其基本思路是，調製波與上層載波比較控制一對開關的開通和關斷(兩個開關互補工作)，同一調製波與下層載波比較控制另一對開關的開通和關斷。

7、將得到的補償電流並聯到電網上從而實現電流的補償。

最後應說明的是：以上所述僅為本發明的優選實施例而已，並不用於限制本發明，儘管參照前述實施例對本發明進行了詳細的說明，對於本領域的技術人員來說，其依然可以對前述各實施例所記載的技術方案進行修改，或者對其中部分技術特徵進行等同替換。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。