數字射頻幹擾消除器的製作方法

2023-05-25 02:07:16

專利名稱：數字射頻幹擾消除器的製作方法
技術領域：
本發明涉及射頻(RF)於擾消除，尤其涉及多載波傳輸系統中的RF幹擾消除。
背景技術：
目前，正在開發用於高速數據通信的雙向數字數據傳輸系統。眾所周知，已開發的在雙絞電話線上進行高速數據通信的一個標準是非對稱數字用戶線(ADSL)。目前提出的在雙絞電話線上進行高速數據通信的另一個標準是超高速數字用戶線(VDSL)。
由ANSI(美國國家標準協會)授權的組織，電信信息解決聯盟(ATIS)已制訂了用於在ADSL上傳輸數字數據的基於離散多頻音的方法。雖然該標準有各種其它的應用，但它主要用於在普通電話線上傳輸視頻數據並進行快速的網際網路訪問。北美標準被稱為ANSI T1.413 ADSL標準(以下叫做ADSL標準)。在ADSL標準下的傳輸速率將有利於以高達8兆比特每秒(Mbits/s)的速率在雙絞電話線上傳輸信息。此標準化系統限定了使用離散的多頻音(tone)(DMT)系統，該系統使用在前向(下行)方向上均為4.3125kHz寬的256個「頻音」或「子信道」。在電話系統中，把下行方向定義為從中心局(一般歸電話公司所有)到遠程場所(可以是終端用戶)(即，常駐用戶或商務用戶))的傳輸。在其它系統中，所使用的頻音數量的變化範圍很大。然而，當使用反快速傅立葉變換(IFFT)來進行有效調製時，對於可獲得的子信道(頻音)數量的典型值是2的整數冪，例如，128、256、512、1024或2048個子信道。
ADSL標準還限定了使用數據速率在16到800Kbit/s範圍內的的反向信號。此反向信號相應於沿上行方向的傳輸，例如，從遠程場所到中心局。這樣，術語ADSL來源於沿下行方向的數據傳輸速率高於沿上行方向的數據傳輸速率這一事實。這在通過電話線把視頻編程或者視頻會議信息傳輸到遠程場所的系統中特別有用。
由於上行和下行信號都在相同的電線對上傳播(即，它們是雙工的)，所以必須以某種方式把它們相互隔開。ADSL標準中所使用的雙工方法是頻分雙工(FDD)或消除回波。在頻分雙工系統中，上行和下行信號佔據不同的頻帶，並由濾波器來分離發射機和接收機處的信號。在回波消除系統中，下行和上行信號佔據相同的頻帶並通過信號處理來分離。
ANSI對基於用戶線的傳輸系統產生了另一個標準，這個標準叫做VDSL標準。VDSL標準有利於在下行方向上有至少12.98Mbit/s以及高達51.92Mbit/s或更大的傳輸速率。為了實現這些速率，必須使雙絞電話線上的傳輸距離短於ADSL所允許的長度。數字、音頻和視頻會議(DAVIC)同時在類似的系統上工作，該系統被叫做光纖到街道(FTTC)。從「街道」到用戶房屋的傳輸媒體是標準的非屏蔽雙絞(UTP)電話線。
已提出在VDSL和FTTC標準(以下叫做VDSL/FTTC)中所使用的許多調製方案。所提出的大多數VDSL/FTTC調製方案利用上行和下行信號的頻分雙工。有希望提出的另一個VDSL/FTTC調製方案使用不相互重疊的周期性同步的下行和上行通信周期。即，用於共享連接器(binder)的所有電線的下行和上行通信周期是同步的。由此配置，使得同一連接器內所有的超高速傳輸同步且時分雙工，從而有時不傳輸與上行通信的傳輸重疊的下行通信。這也叫做基於(即，「桌球」)的數據傳輸方案。在此期間沿任一方向都不傳輸數據的靜止周期使下行和上行通信周期分離。例如，對於20個碼元(symbol)的超級幀，為了有利於傳輸方向在電話線上的反轉，超級幀內的兩個DMT碼元是靜止的(即，靜止周期)。在此情況下，將以大約每秒4000的速率發生傳輸方向的反轉。例如，已提出大約10-25μs的靜止周期。許多調製方案都可使用同步方法，這些方案包括諸如離散多頻音調製(DMT)或離散子波多頻音調製(DWMT)等多載波傳輸方案以及諸如正交調幅(QAM)、無載波幅度相位調製(CAP)、正交相移鍵控(QPSK)或殘留邊帶調製等信號載波傳輸方案。在DMT使用同步時分雙工方法時，它被叫做同步DMT(SDMT)。
上述傳輸系統的共同特點是至少把雙絞電話線用作連接中心局(例如，電話公司)和用戶(例如，居民)的傳輸媒體的一部分。難於在互連傳輸媒體的所有部分中避免雙絞布線。即使從中心局到用戶住宅附近的街道可使用光纖，但還是使用雙絞電話線把信號從街道送入用戶的家裡或單位。
雖然雙絞電話線的絞合提供了一些抵抗外部無線電幹擾的保護，但某些無線電幹擾仍舊存在。隨著傳輸頻率的增大，通過絞合也不能減輕的無線電幹擾變得很重要。結果，無線電幹擾使得在雙絞電話線上高速傳輸的數據信號明顯退化。隨著數據傳輸速度的增加，這個問題更加惡化了。例如，在雙絞電話線上傳輸VDSL信號的情況下，無線電幹擾可使VDSL信號明顯退化。這個成問題的無線電幹擾也叫做射頻噪聲。
不想要的無線電幹擾可來自於各種源。一個具體的無線電幹擾源是業餘(或業餘)無線電操作人員。業餘無線電臺在基於大量功率的較寬頻率範圍內進行廣播。業餘無線電操作人員還經常例如大約每隔兩分鐘就改變其廣播頻率。另一個無線電幹擾源是由在較寬頻率範圍內廣播的無線電臺所進行的AM無線電發射。由於高速的數據傳輸，由各種源產生的無線電幹擾(噪聲)可使在雙絞電話線上傳輸的所需數據信號明顯退化。
結果，使用具有諸如可用於ADSL和VDSL的高速數據傳輸速率的雙絞電話線的問題在於，無線電幹擾成為接收機準確接收所傳輸的數據信號的一個重要障礙。這樣，需要提供消除或補償無線電幹擾的技術。

發明內容
一般來說，本發明涉及射頻(RF)幹擾消除技術，該技術使用RF幹擾的頻域模型來有效地估計對待接收的被傳輸數據信號的幹擾，然後從所接收的數據信號中除去所估計的RF幹擾。本發明還涉及改進的技術，該技術用於以數字方式濾除多載波調製樣本來減少由RF幹擾所引起的旁瓣。
可以設備、系統、方法或計算機可讀媒體等各種方式來實現本發明。以下討論本發明的幾個實施例。
作為用於減輕多載波調製系統中射頻(RF)幹擾的一個方法，本發明的一個實施例包括以下操作獲得有關一頻帶的頻域數據；識別該頻帶內受限頻率子帶；估計受限頻率子帶內RF幹擾的頻率；依據用於此RF幹擾的頻域模型和所估計的RF幹擾的頻率來估計RF幹擾；其後從頻域數據中除去所估計的RF幹擾。
作為用於減輕多載波調製系統中射頻幹擾的一個方法，本發明的另一個實施例包括以下操作識別對多載波調製系統的AM無線電幹擾、估計AM無線電幹擾的頻率以及使靠近所估計的AM無線電幹擾頻率的多載波調製系統的某些頻音在數據傳輸期間不能攜帶數據，這些操作是在數據傳輸前發生的。其後，在隨後的數據接收中，本發明還包括以下操作依據AM無線電幹擾的頻域模型和所估計的AM無線電幹擾頻率來估計AM無線電幹擾，以及從多載波調製系統的那些攜帶數據的頻音上的頻域數據中除去所估計的AM無線電幹擾。
作為用於以數字方式濾除多載波調製樣本來減少來自射頻(RF)幹擾的旁瓣幹擾、在預定頻音處產生多載波調製樣本並形成多載波調製碼元的一個方法，本發明的一個實施例包括以下操作接收x個多載波調製碼元的樣本和與多載波調製碼元相關的y個循環前綴(prefix)的樣本，這y個循環前綴樣本在x個多載波調製碼元樣本之前；丟棄有關多載波調製碼元的y個循環前綴樣本的字首部分；存儲有關多載波調製碼元的y個循環前綴樣本的剩餘部分；使x個多載波調製碼元樣本的第一部分保存不變；以及依據所存儲的y個循環前綴樣本的剩餘部分的樣本和預定的倍乘係數來修正x個多載波調製碼元樣本的第二部分。
作為用於多載波調製系統的接收機，本發明的一個實施例包括模擬-數字(A/D)轉換器、操作地連到A/D轉換器的多載波解調器以及操作地耦合到多載波解調器的數字RF幹擾消除器。A/D轉換器接收已通過傳輸媒體傳輸到接收器的模擬信號並把此模擬信號轉換成數字時域信號。多載波解調器接收此數字時域信號並把此數字時域信號轉換成數字頻域數據。數字RF幹擾消除器通過依據頻域模型來仿造RF幹擾以減輕RF幹擾對數字頻域數據的影響。數字時域信號最好包括攜帶數據的多個多載波調製碼元，每個碼元還包括防護頻帶，接收機最好還包括操作地連接在A/D轉換器和多載波解調器之間的循環前綴除去和開窗處理器。循環前綴除去和開窗處理器對碼元進行時域開窗操作。
從以下詳細描述並結合通過對本發明的原理進行舉例而示出的附圖，將使本發明其它方面和優點變得明顯起來。
附圖概述從以下詳細描述並結合附圖將更容易理解本發明，其中相同的標號表示相同的結構元件，其中

圖1是適應於本發明的代表性電信系統的方框圖；圖2是示出對VDSL/FTTC上行通信所提出的傳輸功率頻譜密度的圖；圖3是示出在雙絞傳輸線上的典型VDSL應用中，在遠程單元處接收到的最大頻音功率的大小作為傳輸頻率的函數的圖；圖4是示出在進一步考慮切斷受限頻帶內頻音的影響時，如圖3所示在遠程單元處接收到的最大頻音功率的大小的圖；圖5是示出具有受限頻帶內的無線電幹擾的多載波調製系統的頻音的圖；圖6是示出由多載波調製系統的各種頻音上的無線電幹擾引入的無線電幹擾量的圖；圖7是用於依據本發明一個實施例的多載波調製系統的接收機的方框圖；圖8A-8C是示出調製正弦曲線的各種時域模型的圖；圖9是依據本發明一個基本實施例的基本射頻(RF)消除處理的圖；圖10A和10B是依據本發明一個實施例的數字RF消除處理的流程圖；圖11是依據本發明一個實施例的AM射頻(RF)消除處理的流程圖；圖12是依據本發明一個實施例的前綴除去和開窗處理的流程圖；圖13是示出具有40樣本前綴1302以及非矩形的擴展窗的512樣本DMT碼元1300的圖。
本發明的較佳實施方式在使用寬帶多載波調製的多載波調製系統中，射頻(RF)幹擾常可妨礙準確地接收多載波調製系統所傳輸的數據。本發明提供用於消除多載波調製系統所傳輸的數據中的RF幹擾尤其是窄帶幹擾的改進技術。尤其是，本發明涉及射頻(RF)幹擾消除技術，該技術使用頻域模型來有效地估計對接收到的傳輸數據信號的RF幹擾，然後從接收到的數據信號中除去所估計的RF幹擾。本發明還涉及用於以數字方式對多載波調製樣本進行濾波以減少由RF幹擾所引起的旁瓣幹擾的改進技術。
以下將參考圖1-12來討論本發明的實施例。然而，本領域內的技術人員應理解，這裡相對於附圖所給出的詳細描述只是為了示意，本發明可擴展到這些有限的實施例以外。
圖1是適用於本發明的代表性電信系統2的方框圖。電信系統2表示適合VDSL和FTTC(以下叫做VDSL/FTTC)應用的典型有線電信系統部分。系統2包括服務於可採用光學網絡單元(ONU)11的形式多個分布站的中心局10。每個分布站在一條或多條多路復用的高速傳輸線12(例如光學纖維線)上與中心局10進行通信。ONU 11通常服務於大量的離散用戶線15。每個用戶線15通常服務於離ONU 11為1.5公裡內的單個終端用戶。終端用戶具有適用於以非常高的數據速率與ONU 11進行通信的遠程單元18。遠程單元18包括數據機，該單元也可採用諸如電話、電視機、監視器、計算機、會議單元等各種不同裝置的形式。當然，終端用戶可具有連到單條線的單個電話或其它遠程單元18。被單個ONU所服務的用戶線15通常把ONU 11留在一被屏蔽的連接器21中。連接器中的屏蔽一般用作抵抗RF噪聲的發射(發出)和接收(進入)的良好絕緣體。然而，此用戶線的最後一節(通常叫做「下戶線(drop)」23)與連接器分支，並直接或間接耦合到終端用戶的遠程單元18。位於遠程單元18和連接器21之間用戶線15的「下戶線」23部分通常未被屏蔽。在大多數應用中，「下戶線」的長度不超過大約30米。然而，「下戶線」23的未屏蔽電線有效地起到發射和接收RF信號的天線的作用。此外，ONU 11和雙絞用戶線15之間的連線25還可用作RF能量的發射源以及RF能量的接收器。
出於政府和實用的考慮，要規定特定通信系統可傳輸的能量的數量。如上所述，在適合VDSL/FTTC應用的離散多頻音系統中，想要12MHz數量級的頻帶。在該12MHz的頻率範圍內，有幾個分配給業餘無線電用戶的窄帶。這樣，在圖2中示出對VDSL/FTTC上行通信所提出的一個傳輸功率頻譜密度。在本實施例中，傳輸功率屏蔽(mask)允許在頻帶主體部分內有-60dBm/Hz的最大值。然而，在把可能傳輸業餘無線電RF幹擾的選中頻帶(即，1.8到2.0MHz、3.5到4.0MHz、7.0到7.3MHz以及10.1到10.15MHz)限制在明顯較低的值。在這些受限頻帶內可允許的輸出功率值在各規定之間多少有些變化。然而，VDSL/FTTC標準化處理的大多數團體已提出最大的功率密度在近似於-70dBm/Hz到-85dBm/Hz範圍內。很明顯，無論最終所同意的實際傳輸功率，需要努力把禁止範圍內的發射減到最小。
已提出用於VDSL和FTTC標準(以下VDSL/FTTC)的許多多載波調製方案。所提出的一個多載波解決方案在本質上類似於ADSL標準的系統中利用了離散的多頻音信號。所提出的另一個調製方案包括無載波幅度相位調製(CAP)信號和離散子波多頻音調製(DWMT)。為了實現VDSL/FTTC所需的數據速率，發射帶寬必須明顯地大於ADSL所需的帶寬。例如，適合ADSL應用的離散多頻音系統利用1.1MHz數量級的發射帶寬，而VDSL/FTTC應用打算利用12MHz數量級的帶寬。在對VDSL/FTTC應用所提出的DMT系統中，打算用均為43.125kHz的256個「頻音」或「子信道」。
本領域內的技術人員可理解，當高頻多載波信號在雙絞線上傳輸相對長的距離時，在雙絞傳輸線上傳輸的這些信號將經歷明顯的衰減。圖3是示出在雙絞傳輸線上的典型VDSL應用中，遠程單元處接收到的最大頻音功率的大小作為傳輸頻率的函數的圖。例如，參考圖3，當傳輸功率在基於DMT的VDSL調製方案的傳輸帶寬上為-60dBm/Hz的數量級時，則在典型遠程用戶處接收的功率在頻譜下端可以是-70dBm/Hz的數量級，但在頻譜上端可降低到-125dBm/Hz。這樣，在「下戶線」23的位置離源相對遠時，下行信號在到達「下戶線」23以前就可能衰減得足夠多，從而它們低於可允許的功率頻譜密度。圖4是示出在進一步考慮切斷受限頻帶內頻音的影響時，如圖3所示在遠程單元處接收到的最大頻音功率的大小的圖。
在任何情況下，在諸如DMT等多載波傳輸方案中，實際上有相對子載波(頻音)落在受限頻帶內。相應地，減少受限頻帶內的傳輸的第一步驟是切斷那些特定的子載波。其優點是既減少了禁止頻率範圍內的發射，也減少了與無線電信號的進入(接收)有關的不利影響。然而，本領域內的技術人員應理解，難於把對特定頻音所發射的功率數量嚴格地限制在所需的頻率中心(fc)。與特定頻音有關的發射通常包括集中在頻率中心(fc)周圍的相對高的功率發射以及在其兩側上延伸的強度降低的大量旁瓣。
由於旁瓣功率的大小和相位，使得難於通過簡單地切斷受限頻帶內的頻音而把功率頻譜密度限制在DMT傳輸頻帶內的窄範圍內。例如，考慮一個使用43.125kHz寬的頻音的系統。如果嘗試通過簡單地切斷200kHz寬的被禁止範圍內的頻音，從而在1.8到2.0MHz的範圍內形成200kHz寬的凹口(notch)，則被禁止範圍中心處的發射功率將只從-60dBm/Hz減少到-73dBm/Hz的數量級。很明顯，這使得即使在被禁止的頻率範圍的中心內也可導致在-70或-85dBm/Hz的所需範圍以上的發射。當然，在較靠近被禁止頻率範圍邊界的頻率處的發射功率將明顯地較高。這樣，如果嘗試通過簡單地切斷多載波傳輸系統中某一範圍的頻音來減少發射，則需要被切斷的頻音的數目明顯地高於與被禁止頻率範圍有關的頻音的數目。雖然離散多頻音系統挑選和選擇子載波頻率的能力是非常靈活的，但切斷如此大的頻帶來避免業餘無線電幹擾是不想要的且它可能降低系統性能。在1997年4月17日提交的名為「減輕離散多載波傳輸系統中的射頻幹擾」的PCT/US97/的國際專利申請中描述了用於減少受限頻帶中的RF發射的改進技術，在這裡引入該申請作為參考。
本發明主要關心進入雙絞傳輸線(例如「下戶線」23)的RF幹擾(RF能量)。RF幹擾可來自於各種不同的RF幹擾源，包括業餘無線電操作人員和AM無線電臺。依據本發明，RF幹擾可以被定位、估計以及從接收到的數據信號中消除。
圖5是示出具有受限頻帶內的無線電幹擾的多載波調製系統的頻音的圖500。例如，多載波調製系統可以是離散多頻音(DMT)調製系統。圖500是多載波調製系統的預定頻率上多個頻音502的頻域圖。在頻域502上傳輸數據信息。然而，在其上能傳輸頻音502的頻率通常包括不應傳輸數據的一個或多個受限頻帶504。然而，由於其它人的無線電發射，所以通常將在受限頻帶504內產生無線電幹擾。例如，在圖5所示的受限頻帶504中，無線電幹擾者506在受限頻帶504內傳輸。例如，無線電幹擾者506可以是業餘無線電操作人員，受限頻帶504可以與先前相對於圖4所述的業餘無線電頻帶中的一個頻帶有關。
多載波調製系統不應用受限頻帶504內的頻率。因此，如圖5所示，示出的受限頻帶504內的頻率未象受限頻帶504以外的頻音502一樣攜帶有數據。然而，即使在受限頻帶504內，所存在的無線電幹擾者506對受限頻帶504以外攜帶數據的頻音也有不利影響。結果，由於無線電幹擾者506，無線電幹擾將使攜帶數據的頻音502上的信號惡化。惡化數量將隨無線電幹擾者506的傳輸功率以及頻音的特定頻率如何靠近無線電幹擾者506的載波頻率而改變。
在圖5所示的例子中，無線電幹擾者506包含在較大頻率範圍(多載波調製系統在其上進行操作)的受限頻帶內的一個頻率處進行傳輸。無線電幹擾還可靠近於多載波調製系統的頻率範圍。此外，如參考圖11所述，可在多載波調製系統的頻率範圍內發生無線電幹擾而與受限頻帶無關。
圖6是示出在多載波調製系統的各種頻音上由圖6中所示的無線電幹擾者506所引入的無線電幹擾的數量。在此圖中，頻音602上箭頭的高度表示由無線電幹擾者506在該頻音上引入的無線電幹擾的大小。從圖6中可看出，在頻音602上引入的無線電幹擾的大小隨著從無線電幹擾者506的載波頻率中進一步除去頻率而減小。為了消除無線電幹擾，需要對無線電幹擾來修正受限頻帶504以外的頻音。換句話說，為了消除無線電幹擾，需要估計在受限頻帶504以外的頻音602上引入的無線電幹擾，然後從頻音602上接收到的數據中減去此幹擾。從必須修正(以減輕無線電幹擾者506對那些攜帶有數據的頻音的無線電幹擾)的無線電幹擾者506的載波頻率中除去頻率的頻音的數目與所利用的處理技術以及所需的無線電頻率的減輕程度有關。
圖7是依據本發明一個實施例的多載波調製系統的接收機700的方框圖。接收機700接收已由多載波調製系統傳輸的無線電信號701。接收機700進行操作來處理接收到的無線電信號701，以恢復由多載波調製系統的發射機所傳輸的數據。發射機進行操作從而以數據塊(例如，DMT碼元)來傳輸數據。由發射機加上循環前綴來提供保護空間，從而把碼元間的幹擾減到最小，此循環前綴通常由來自給定數據塊末端的數據副本(repetition)來構成。
模擬射頻幹擾(RFI)消除器702接收無線電信號701。模擬RFI消除器702進行操作來減輕模擬域的無線電幹擾，然後輸出射頻(RF)修正的無線電信號704。由Cioffi等人在1997年4月17日提交的名為「射頻噪聲消除器」的PCT/US97/號國際申請中描述了一種適當的模擬RFI消除器，該裝置適用於使用在實際上未傳輸數據時獲得的信息來估計數據傳輸期間的無線電幹擾噪聲。把經RF修正的無線電信號704提供給模擬-數字轉換器706。對無線電信號701的修正還保證使RF幹擾的功率值低於模擬-數字轉換器706的飽和值。模擬-數字轉換器706把經RF修正的無線電信號704轉換成數位訊號708，繼而把該信號708輸出到時域均衡(TEQ)電路710。時域均衡電路710產生在時間上均衡的數位訊號712。然後，把在時間上均衡的數位訊號712提供給循環前綴除去和開窗處理器714。循環前綴除去和開窗處理器714產生修改的數位訊號716，繼而把信號716提供給多載波解調器718。以下將參考圖12詳細地描述由循環前綴除去和開窗處理器714所進行的處理。在一個實施例中，多載波解調器718可以是快速富裡葉變換(FFT)。TEQ電路710通過減少信道脈衝響應的長度來限制碼元間幹擾。
多載波解調器718把數字頻率信號720輸出到數字RFI消除器722。雖然，接收到的無線電信號701已經過模擬RFI消除器702所進行的RF幹擾消除，但通常仍需要附加的RF幹擾消除。例如，在多載波傳輸系統的傳輸頻率範圍內的受限頻帶中傳輸無線電幹擾者(例如，業餘無線電操作人員)或附近有AM無線電廣播時，尤其需要進行附加的RF幹擾消除。數字RFI消除器722把經RF修正的數位訊號724輸出到頻域均衡(FEQ)電路726。FEQ電路726輸出從中獲得傳輸數據的接收到的數位訊號728。FEQ電路726在每個載波(子信道)上進行操作並對每個載波的衰減和相位延遲進行適當的調節。
最初把無線電幹擾仿造成為時域內經調製的開窗正弦曲線。圖8A-8C是示出用於仿造射頻(RF)幹擾的經調製的正弦曲線的例子的示意圖。正弦曲線的調製可採用如圖8A-8C所示的許多形式。尤其是，在圖8A中，使用矩形包絡線802對正弦曲線800進行時域模型調製。在圖8B中，以線性變化的包絡線806對正弦曲線804進行時域模型調製。在圖8C中，以(第二級)正交調製的包絡線810對正弦曲線808進行時域模型調製。一般，以第n級多項式調製包絡線來調製經調製的正弦曲線。
依據本發明的一個方面，通過以下討論來得出和證明對所用RF幹擾的頻域模型。為了進行討論，把圖8B所示的時域模型用作示例的實施例。在時域中，把RF幹擾仿造成為與線性調製的矩形窗相乘的正弦曲線。更確切地說，以下公式(1)提供了時域模型。
RFI(t)＝rect(t)(1+at)cos[2π(fot)+φ] …(1)這裡rect(t)是矩形窗，fo是無線電幹擾的載波頻率，a是小的正常數，φ是相移。此時域模型相當於數據塊(例如，DMT碼元)的持續時間內把第一級多項式固定到RF幹擾的調製包絡線。只要無線電幹擾(即，無線電幹擾者)的帶寬比傳輸系統的碼元率(symbol rate)小得多，時域模型就是適用的。例如，在業餘無線電操作人員作為無線電幹擾者以及DMT作為傳輸系統的情況下，無線電幹擾者的帶寬為大約2.4MHz，此帶寬基本上小於傳輸系統的碼元率即大約40MHz。
接著，把此時域模型轉換成用於以頻域消除RF幹擾的頻域模型。對時域模型進行富裡葉變換來實現此轉換。以下公式(2)詳述轉換到頻域。F{rect(t)(1+at)}={sinff+ja2[cosff-sinf(f)2]}---(2)]]>公式(1)的餘弦函數的富裡葉變換為+f和-f處的Diracδ函數。忽略負頻率δ函數，這是因為它在正頻率處尤其是在使用以下所示例的非矩形開窗時的貢獻是極小的。然而，如果數據傳輸系統不使用非矩形開窗，則可使用正分量。
如公式(2)所示有兩項，一項以1/f下降，另一項以1/f2下降。令fo＝n+δ，這裡n是頻音數目，δ(0＜δ＜1)是RF幹擾的載波頻率離頻音n的偏移量。
在以下的公式(3)中定義了獲得的頻域模型。RFIn+m=[Am-+B(m-)2]---(3)]]>這裡RFIn+m是由頻率n+δ處的RF幹擾所引起的對頻音m的RF幹擾，這裡A和B是必須對每個碼元所確定的複數。
此外，在頻域模型也使用非矩形開窗時，可通過與用於每個m值的單個複數Wm相乘來近似開窗效果，這裡Wm表示由非矩形開窗操作而引起的相位旋轉和附加衰減(在矩形開窗的衰減上)。由以下公式(4)來確定複數Wm。Wm=F{win(t)}|f=mF{rect(t)}|f=m=F{win(t)}|f=msinc(m)----(4)]]>這裡win(t)是所使用的有效窗。因此，現在以非矩形窗口而從公式(3)獲得的頻域模型變為如公式(5)所示。RFIn+m=[Am-+B(m-)2]Wm---(5)]]>這裡RFIn+m是由頻率n+δ處的RF幹擾所引起的對頻音m的RF幹擾，這裡A和B是複數。注意，頻域模型不需要在頻音上把數據傳輸到RF幹擾的載波頻率的兩側即頻音n和n+1，這是因為這些頻音用於確定A、B和δ的值。
可由以下公式(6)來近似偏移量δ，而不是使用三個頻音來精確地確定A、B以及δ。當RF幹擾是純的正弦曲線時，公式(6)是精確的。=|Re{Xn+1W1}|+Im{Xn+1W1}||Re{Xn+1W1}|+|Im{Xn+1W1}|+|Re{XnW0}|+|Im{XnW0}|---(6)]]>這裡Xi表示用於頻域頻音的樣本值。這樣，偏移量δ近似等於|Xn+1|/{|Xn|+Xn+1|}，它對於估計來自業餘無線電操作人員的RF幹擾是足夠準確的。所示出的頻域模型對偏移量δ中的小誤差是不太敏感。
然後，使用用於頻音n和n+1的公式(5)，可寫出兩個公式(公式7和8)。XnW0=-A+B2---(7)]]>Xn+1W1=-A1-+B(1-)2---(8)]]>同時解出這兩個公式提供了確定頻域模型的複數參數A和B的技術。這樣由以下公式確定了複數參數A和B。AB=-111-[2XnW0(1-)2Xn+1W1]---(9)]]>在每個碼元處確定複數參數A和B，對於每個RF幹擾，Wm是開窗函數並隨著每個頻音而變化，對用於被仿造的每個RF幹擾的每個碼元，計算一次偏移量δ。尤其是，如上所述，可通過同時解出從用於三個不同頻音(例如，n，n+1和n+2)的公式(5)中獲得的三個公式來確定δ、A和B，所提供的數據未在這些頻音上傳輸。此外，在首先檢測到RF幹擾時，系統可確定由公式(6)給出的δ，然後，再使用公式(6)對許多碼元取平均值，以提供隨被平均的碼元數目的增加而變得更準確的估計。
在一個實施例中，頻域模型在仿造RF幹擾中提供足夠的準確率，從而只使用從公式(9)中計得的模型參數A來進行消除，而假設模型參數B為零。由此對頻域模型的簡化，降低了複雜程度，而在許多情況下，該頻域模型仍在仿造RF幹擾中提供足夠的準確率。作為一個例子，對於由業餘無線電操作人員所引起的RF幹擾，這種簡化示出仍可提供足夠的仿造準確率(諸如在VDSL系統中)。在其它情況下，諸如類似於AM無線電信號的較高帶寬的信號，此簡化可能不適當，應再利用模型參數B。
此外，同樣可使用較高級的模型來為RF幹擾提更準確的模型。然而，所使用模型的等級越高，則計算模型參數的處理需求越多。因此，一般，依據本發明的公式(3)的頻域模型依據以下公式RFIn+m=[k=1MO+1Ak(m-)k]---(10)]]>這裡RFIn+m是由頻率n處的無線電幹擾所引起的對頻音m的RF幹擾，δ是偏移量，MO是頻域模型的模型等級，{Ak}是在每個幹擾者的每個碼元處確定的複數。因而，以上由公式(3)得到和定義的頻域模型為第一級模型(MO＝1)。當然，在頻域模型還使用非矩形開窗時，可如公式(5)所示，通過與用於每個m值的單個複數Wm相乘來近似開窗效果。
圖9是依據本發明基本實施例的基本射頻(RF)消除處理900的圖。最好由多載波調製系統的接收機或收發兩用機的接收機部分來進行RF消除處理900。
RF消除處理900首先在902接收頻域數據。頻域數據是由多載波調製系統的發射機在傳輸媒體上傳輸到接收機的數據。接著，在904識別具有射頻(RF)幹擾的受限頻帶。然後，假設一受限頻帶被識別為包含RF幹擾，在906估計該受限頻帶內RF幹擾的頻率。在估計此RF幹擾的頻率後，在908依據所估計的頻率和用於此RF幹擾的頻域模型來估計RF幹擾。其後，在910從頻域數據中除去所估計的RF幹擾。在塊910後，完成和結束RF消除處理900。
圖10A和10B是依據本發明一個實施例的數字RF消除處理1000的流程圖。應注意，數字RF消除處理1000與多載波調製系統的接收機或收發兩用機的接收機部分在接收到多載波傳輸系統的每個碼元時所進行的處理有關。
數字RF消除處理1000首先在1002接收一碼元的數據矢量Xi。該數據矢量Xi通常是用於碼元內每個頻音的複數。例如，在256個載波的DMT系統中，可對256個頻音中的每個頻音接收到數據點Xi。
接著，在1004選擇用於RF消除處理的受限頻帶。當多載波傳輸系統的傳輸頻率範圍內有多個受限頻帶時，對每個受限頻帶重複以下所述的處理。在每一個事件中，對於從接收的事件矢量Xi中消除受限頻帶中所產生的RF幹擾的RF消除處理選擇一個受限頻帶。以每個受限頻帶中最多存在一個RF幹擾的假設來描述RF消除處理1000。
在1004已選中的受限頻帶內，在1006確定該受限頻帶內的最大數據矢量|Xi|L。接著，在判斷塊1008確定受限頻帶內的最大數據矢量|Xi|L是否大於閾值。閾值的值將隨系統設計而改變，但通常把它設定為這樣的值，從而位於噪聲層(floor)以上大約20dB的受限頻帶內的數據矢量|Xi|將超出該閾值。當最大數據矢量|Xi|L大於閾值時，則繼續對選中受限頻帶的處理。
接著，在1010確定最大相鄰數據矢量|Xi|LA。然後，在1012從最大數據矢量|Xi|L和最大相鄰數據矢量|Xi|LA中選擇數據矢量Xn和Xn+1。n的值提供了受限頻帶內RF幹擾的估計頻率的指示，這是因為對於受限頻帶內的頻率而接收到的數據矢量不攜帶信息。實際上，在數字RF消除處理1000的該點，一般估計RF幹擾的載波頻率在與n和n+1有關的頻率之間。
接著，從選中的數據矢量Xn和Xn+1來確定偏移量δ。例如，可以W0≈1和預存在存儲器中的W1的公式(6)來確定偏移量δ。然後，對於已選中的RF幹擾的頻域模型(例如，公式(3))，在1016計算模型參數A和B。作為一個例子，公式(9)可用於確定模型參數A和B。一旦確定δ、A和B，則完成了 RF幹擾的頻域模型，可使用該模型從接收到的數據矢量中消除RF幹擾。
在1018選擇要接收消除的一個頻音。如上所述，選擇靠近受限頻帶(具有RF於擾)的預定數目的頻音，從而可對它們進行處理來消除RF幹擾。雖然可對所有的頻音進行消除，但從計算上來說，只對預定數目的相鄰頻音進行消除是有利的 在任一種情況下，都在1018選擇要接收消除的頻音，以從這些相鄰頻音中選擇一個頻音。然後，對於選中的頻音，在1020使用頻域模型來估計RF幹擾。接著，在1022從用於選中頻音的數據矢量中除去所估計的RF幹擾。如以下公式所示用減法來進行消除Xn+m(已消除)＝Xn-m(未消除)-RFIn+m這裡從公式(10)獲得RFIn+m。
然後，在判斷塊1024確定RF幹擾的消除是否已完成。在判斷塊1024確定靠近具有需要消除的受限頻帶的所有頻音(例如，預定數目)是否已接收必要的消除處理。繼而，如果對要接收消除的所有頻音的消除還未完成，則數字RF消除處理1000進行操作以在1026選擇要接收消除的另一個頻音。在塊1026以下，數字RF消除處理1000返回，以對新選中的頻音重複塊1020和隨後的塊。注意，對於新選中的頻音，再次估計用於此型選中頻音的RF幹擾。
另一方面，在判斷塊1024確定已完成對該頻音的消除時，在判斷塊1028確定是否已處理所有的受限頻帶。在還未處理所有的受限頻帶時，在1030選擇用於RF消除處理的下一個受限頻帶。在塊1030後，數字RF消除處理1000返回，以重複塊1006和隨後的塊，從而消除其它受限頻帶中的RF幹擾。此外，在塊1028確定已處理所有的受限頻帶時，完成並結束數字RF消除處理1000。
此外，在判斷塊1008確定最大數據矢量|Xi|L不超出閾值時，則繞過因而不進行消除特定受限頻帶內的RF幹擾的處理。在此情況下，判斷塊1008使數字RF消除處理1000跳到判斷塊1028，繼而繞過塊1010到1026。
對於VDSL系統，在數字RF消除處理100的一個示例中，由耦合到或與隨機存取存儲器(RAM)和只讀存儲器(ROM)集成在一起的數字ASIC來實行處理。雖然不需要消除受限頻帶內這些頻音上的RF幹擾，但要接收RF消除的預定數目的相鄰頻音是RF幹擾者每一側上的31個頻音(忽略頻音n和n+1)。在模型等級(MO)為一且假設B等於零的情況下，可使用第一級多項式近似來計算用於RF幹擾的頻域模型中的1/(m-δ)項，從而避免不得不進行的耗時的分割操作。把用於多項式近似的係數a0和a1存儲在用於每個m值的存儲器中(一組用於0＜δ＜0.5，另一組用於0.5＜δ＜1)，這樣可快速地檢索到這兩個係數。複數Wm最好是24位的且存儲在RAM中。用於經過RF幹擾消除的頻音的數據矢量最好是從FFT輸出的頻域數據樣本。每個受限頻帶可具有它自己的閾值。
最好可如下進行估計RF幹擾的計算。頻帶中的最大元素以及最大元素兩側的最大元素為Xn和Xn+1。接著，如下計算中間值α和β。=12Xn+1(1W1)]]>=12Xn]]>這裡，1/W1保存在RAM中，且W0≈1。然後，如下計算中間值a和b。a=|Re{}|4+|Im{}|4]]>b=a+|Re{}|4+|Im{}|4]]>進行因子為2的下定標以防止加法期間的溢出。然後，使a和b移位，從而0.5＜b＜1。然後使用具有八個迭代(I＝0∶7)的牛頓法來找到δ＝a/b。令δ0＝0.5，則δi+1＝δi-(δib-a)然後由以下公式來確定(以因子2定標的)模型參數A。A/2=-2+(1-)2]]>通過形成r1＝δa0+a1r2＝AWm來計算頻音m的RF幹擾的估計值，這樣RF幹擾的估計值變為RFIn+m＝2(r1)(r2)然後，從用於碼元的預定數目的相鄰頻音(例如，m＝-31∶32)的數據中減去計算得的估計的RF幹擾。
圖11是依據本發明一個實施例的AM射頻(RF)消除處理1100的流程圖。AM無線電發射還使RF幹擾被多載波系統進行無線電發射。與業餘無線電操作人員所引起的RF幹擾不同的是，只要AM無線電臺每天24小時進行傳輸，一般就固定地存在AM RF幹擾。最好由多載波調製系統的接收機或收發兩用機的接收機部分來進行AM RF消除處理1100。把上述RF幹擾的仿造相等地加到AM RF於擾上。例如，頻域模型(例如，公式(5))的第一級模型也適用於在VDSL速率下仿造AM RF幹擾。
AM RF消除處理1100首先在1102識別不傳輸數據的初始化階段中的AM RF幹擾。然後，在1104估計AM RF幹擾的頻率。例如，通過測量在不傳輸數據的初始化階段(通常是多載波調製系統的情況)中接收到的數據信號，來尋找在不同頻率處傳遞到AM RF幹擾的大小。然後，在此例中，大小最大化的區域表示AMRF幹擾的載波頻率的一般位置。其後，在此例中，該系統可對一段時間(例如，許多數據塊)的預定載波頻率取平均值，以準確地確定AM RF幹擾的載波頻率。通過在初始化階段期間對|Xn+1|/{|Xn|+|Xn+1|}(或使用公式(6))的結果取平均值，能準確地確定偏移量δ，繼而識別AM RF幹擾的載波頻率。一旦在1104估計了AMRF幹擾的載波頻率，就完成了對AM RF消除處理1100這部分的初始化。一般，AM消除假設較大的AM幹擾者在AM頻帶中未相互靠近。
其後，在隨後傳輸或接收數據時，AM RF消除處理1100進一步操作以從接收到的數據信號中消除AM RF幹擾。在數據傳輸的情況下，在1106使靠近AM RF幹擾的估計頻率的頻音無效，從而在其上不傳輸數據。這裡，在1106使靠近AMRF幹擾的估計頻率的至少兩個頻音無效，這是因為RF模型在仿造RF幹擾時使用這些頻音。
然後，由AM RF消除處理1100如下所述對AM RF幹擾進行消除。依據所估計的頻率和用於AM RF幹擾的頻域模型在1108估計AM RF幹擾。其後，在1110從頻域數據中除去所估計的AM RF幹擾。在塊1110後，完成和結束RF消除處理900。
眾所周知用非矩形開窗來減少多載波調製系統中的旁瓣電平。例如，見Spruyt，Reusens和Braet在1996年4月22-25日的Alcatel Telecom T1E1.4 Submission中的「用於VDSL的改進的DMT收發兩用機的性能」。由Sruyt等人所描述的非矩形開窗擴展到碼元邊界以外的碼元的循環前綴和循環後綴。
以上所討論的頻域模型最好使用擴展的非矩形開窗而使旁瓣較為快速地衰減，從而RF幹擾影響較少的頻音。可改變所使用的非矩形開窗的特定類型。圖12描述了非矩形開窗可能的較佳類型，它也是本發明的另一個方面，而且它既可用於這裡所描述的RF消除技術也可自己用來從總體上減輕載波間的幹擾。
圖12是依據本發明一個實施例的前綴除去和開窗處理1200的流程圖。這裡，所進行的開窗最好是非矩形的擴展開窗。非矩形開窗用於使頻音的旁瓣衰減得比矩形開窗更快。擴展的開窗意味著窗的寬度擴展到數據碼元本身以外的循環前綴。循環前綴通常由來自相應數據碼元結尾的數據副本(repetition)。循環前綴是一保護帶，用來提供減少由於信道響應不理想而引起的碼元間幹擾的保護時間。作為一個例子，在VDSL中，數據碼元可具有512個樣本和40個循環前綴的樣本。最好由圖7所示的循環前綴除去和開窗處理器714來進行前綴消除和開窗處理1200。
前綴除去和開窗處理1200首先在1202接收DMT碼元的X樣本及其循環前綴的Y樣本。例如，512個DMT碼元樣本和40個循環前綴樣本可組成一DMT碼元。圖13是示出具有40個前綴樣本1302(樣本0-39)的512個DMT碼元樣本1300(樣本40-551)以及非矩形擴展窗的圖。在圖13中，非矩形擴展開窗從樣本20擴展到樣本551，樣本20-39是擴展到循環前綴中的部分。如下所述對DMT碼元的X樣本和循環前綴的Y樣本進行處理。
在1204丟棄循環前綴的Y樣本的起始部分，這是因為不再需要這些部分。為以後的檢索而在1206保存Y樣本的其餘部分。Y樣本的其餘部分的尺寸與所使用的擴展開窗的數量有關。例如，對於40個循環前綴樣本，40個樣本其餘部分的尺寸可以是0和40之間的任意整數。接著，在1208保存DMT碼元的X樣本的第一部分。然後，依據所保存的循環前綴其餘部分的樣本和預定的乘法係數在1210修改DMT碼元的X樣本的第二部分。在塊1210後，完成和結束前綴除去和開窗處理1200。
依據前綴除去和開窗處理1200，已處理了DMT碼元及其前綴，從而對獲得的樣本進行了濾波，從而除去最初的一組前綴樣本，然後在其餘樣本上進行擴展的非矩形開窗處理。擴展的非矩形開窗進行操作而把循環前綴其餘部分的樣本與表示窗的非矩形部分的升餘弦函數(或其它平滑函數)相乘，然後把獲得的值組合成X樣本第二部分的樣本。擴展的非矩形開窗操作的優點是使有效的旁瓣電平數據衰減得較快，這通常有利於多載波調製系統。在依據本發明的RF消除技術使用擴展的非矩形開窗的情況下，擴展的非矩形開窗的優點在於，可在不太靠近的頻音上進行RF消除，這減少了補償RF幹擾所需的處理。所節約的處理時間在諸如多載波調製系統(例如，VDSL)等高速系統中是重要的。依據本發明的擴展的非矩形開窗還減少了實現擴展的非矩形開窗所需的計算負擔。以下例子有助於說明本發明的這一方面還節約了計算以512個DMT頻音和40個循環前綴樣本利用32個樣本的擴展開窗的情況來說明前綴除去和開窗處理1200的一個例子。值x0到x551表示具有其循環前綴的單個DMT碼元，值w0到w31是最好被存儲在RAM中的窗抽頭(tap)。在此例中，前綴除去和開窗處理1200如下丟棄x0到x7存儲xi，i＝8到39xi＝xi，i＝40到519形成x520+i＝x520+i+(x8+i-x520+i)wi，i＝0到31注意，x520+i＝(1-wi)x520+i+wix8+i＝x520-i+(x8+i-x520+i)wi，對於每個DMT碼元，此例需要32個實數乘法操作和64個加法操作。相反，對於每個DMT碼元，常規的途徑將利用64個實數乘法操作和32或64個加法操作。假設進行乘法操作的計算負擔明顯地大於進行加法操作的計算負擔，則很明顯，本發明可節約32個乘法操作。
應理解可在中央和遠程電臺位置處以許多形式和調製方案(例如，離散子波多頻音調製(DWMT))來實施本發明而不背離本發明的精神或範圍。例如，雖然在說明書主要從基於用戶線的高速數據傳輸系統的角度來描述本發明，但可在經歷明顯的窄帶幹擾或在其指定傳輸頻帶內具有RF幹擾的受限頻帶的其它系統中使用本發明。
這些描述使本發明的許多特徵和優點很明顯，因而附加的權利要求書試圖覆蓋本發明的所有這些特徵和優點。此外，由於本領域內的技術人員容易知道大量修改和變化，所以不想把本發明限制於所示和所述的具體結構和操作。因而，可使所有適當的修改和等價物落在本發明範圍內。
權利要求
1.一種減輕多載波調製系統中射頻(RF)幹擾的方法，其特徵在於所述方法包括以下操作(a)獲得與頻帶有關的頻域數據；(b)識別該頻帶內的受限子頻帶；(c)估計受限子頻帶內RF幹擾的頻率；(d)依據由此RF幹擾的頻域模型和所估計的RF幹擾的頻率來估計RF幹擾；以及(e)從頻域數據中除去所估計的RF幹擾。
2.如權利要求1所述的方法，其特徵在於在此頻帶內的多個頻音中提供頻域數據，以及依據以下公式來產生頻域模型RFIn+m=[k=1MO+1Ak(m-)k]]]>這裡RFIn+m是由頻率(n+δ)處的無線電幹擾者所引起的頻音n+m處的RF幹擾δ是偏移量，MO是頻域模型的模型等級，Ak是對每個頻音m所確定的複數。
3.如權利要求1所述的方法，其特徵在於RF幹擾是由業餘無線電操作人員的無線電發射所引起的。
4.如權利要求1所述的方法，其特徵在於受限子頻帶近似於1.8到2.0MHz；3.5到4.0MHz；7.0到7.3MHz和10.1到10.15MHz之一。
5.如權利要求1所述的方法，其特徵在於頻域數據包括多個頻域數據樣本，以及對RF幹擾頻率的所述估計操作包括以下操作確定受限子頻帶內頻域數據樣本的最大數據樣本，以及確定靠近最大數據樣本的最大相鄰數據樣本；以及根據最大數據樣本和最大相鄰數據樣本來確定受限子頻帶內RF幹擾的頻率。
6.如權利要求1所述的方法，其特徵在於頻域模型以用於RF幹擾的時域模型為基礎，在此時域模型中，把RF幹擾仿造成為開窗的調製正弦曲線。
7.如權利要求6所述的方法，其特徵在於以開窗的調製包絡線來調製正弦曲線。
8.如權利要求6所述的方法，其特徵在於以線性變化的開窗調製包絡線來調製正弦曲線。
9.如權利要求6所述的方法，其特徵在於以第n級多項式調製包絡線來調製正弦曲線。
10.如權利要求1所述的方法，其特徵在於頻域數據包含多個頻域數據樣本，對RF幹擾的所述估計操作來估計頻域數據樣本最後一部分的RF幹擾，以及所述從頻域數據中除去所估計的RF幹擾的操作包括，對於該部分中的每個頻域數據樣本，從該頻域數據樣本中減去該頻域數據樣本上所估計的RF幹擾的操作。
11.如權利要求10所述的方法，其特徵在於頻域數據包含多個頻域數據樣本，以及對RF幹擾的頻率的所述估計操作包括以下操作確定受限子頻帶內頻域數據樣本的最大數據樣本，以及確定靠近最大數據樣本的最大相鄰數據樣本；以及根據最大數據樣本和最大相鄰數據樣本來確定受限子頻帶內RF幹擾的頻率。
12.如權利要求11所述的方法，其特徵在於頻域模型以用於RF幹擾的時域模型為基礎，在此時域模型中，把RF幹擾仿造成為開窗的調製正弦曲線。
13.如權利要求12所述的方法，其特徵在於RF幹擾是由業餘無線電操作人員的無線電發射引起的。
14.如權利要求13所述的方法，其特徵在於在該頻帶內的多個頻音中提供頻域數據，以及依據以下公式來產生頻域模型RFIn+m=[Am-+B(m-)2]Wm]]>這裡RFIn+m是由頻率(n+δ)處的無線電幹擾者所引起的頻音n+m處的RF幹擾，δ是偏移量，Wm是由時域開窗所引起的衰減因子且它隨著每個頻音而變化，A和B是複數。
15.如權利要求14所述的方法，其特徵在於A和B是模型參數且由以下公式來確定AB=-1-1-[2XnW0(1-)2Xn+1W1]]]>這裡，對每個碼元確定一次複數參數A和B，且對被仿造的每個RF幹擾者的每個碼元計算一次偏移量δ。
16.如權利要求1所述的方法，其特徵在於頻域數據包含多個頻域數據樣本，所述方法還包括把受限頻帶內的頻域數據樣本與閾值量相比較的操作，以及對於受限頻帶，在所述比較操作確定頻域數據樣本小於閾值量時繞過所述估計操作(d)和所述除去操作(e)的至少之一。
17.如權利要求1所述的方法，其特徵在於在受限子頻帶內不傳輸數據。
18.如權利要求1所述的方法，其特徵在於所述獲得頻域數據的操作(a)首先接收時域數據，時域數據經過時域開窗操作，其後把經開窗的時域數據轉換成頻域。
19.一種用於減輕多載波調製系統中射頻幹擾的方法，其特徵在於包括以下操作在數據傳輸前，識別多載波調製系統中的AM無線電幹擾；估計AM無線電幹擾的頻率；使靠近所估計的AM無線電幹擾頻率的多載波調製系統的某些頻音在數據傳輸期間不能攜帶頻域數據；其後，在以下數據接收期間或以後，依據用於AM無線電幹擾的頻域模型以及所估計的AM無線電幹擾的頻率來估計AM無線電幹擾；以及從頻域數據中除去所估計的AM無線電幹擾。
20.如權利要求19所述的方法，其特徵在於在數據傳輸前發生的多載波調製系統的初始化階段中進行所述識別AM無線電幹擾的操作。
21.如權利要求19所述的方法，其特徵在於頻域數據包含多個頻域數據樣本，以及首先接收的頻域數據作為時域數據，時域數據經過時域開窗操作，其後把經開窗的時域數據轉換成頻域。
22.如權利要求19所述的方法，其特徵在於AM無線電幹擾位於AM無線電頻帶內，頻域數據包含多個頻域數據樣本，以及對AM無線電幹擾的頻率的所述估計操作包括以下操作確定頻率範圍內頻域數據樣本的最大數據樣本，以及確定靠近最大數據樣本的最大相鄰數據樣本；以及根據無線電頻帶一部分中的最大數據樣本和最大相鄰數據樣本來確定頻率範圍內AM無線電幹擾的頻率。
23.如權利要求22所述的方法，其特徵在於頻域模型以用於RF幹擾的時域模型為基礎，在此時域模型中，把RF幹擾仿造成為開窗的調製正弦曲線。
24.如權利要求23所述的方法，其特徵在於以開窗的調製包絡線來調製正弦曲線。
25.如權利要求23所述的方法，其特徵在於以線性變化的開窗調製包絡線來調製正弦曲線。
26.如權利要求23所述的方法，其特徵在於以第n級多項式調製包絡線來調製正弦曲線。
27.如權利要求19所述的方法，其特徵在於頻域數據包含多個頻域數據樣本，對AM無線電幹擾的所述估計操作估計頻域數據樣本至少一部分的AM無線電幹擾，以及所述從頻域數據中除去所估計的AM無線電幹擾的操作包括，對於該部分中的每個頻域數據樣本，從該頻域數據樣本中減去該頻域數據樣本上所估計的AM無線電幹擾的操作。
28.如權利要求27所述的方法，其特徵在於AM無線電幹擾位於AM無線電頻帶內，頻域數據包含多個頻域數據樣本，以及對AM無線電幹擾的頻率的所述估計操作包括以下操作在部分頻域數據樣本內確定頻域數據樣本的第一和第二最大數據樣本；以及根據無線電頻帶一部分中的第一和第二最大數據樣本來確定AM無線電幹擾的頻率。
29.如權利要求28所述的方法，其特徵在於頻域模型以用於RF幹擾的時域模型為基礎，在此時域模型中，把RF幹擾仿造成為開窗的調製正弦曲線。
30.如權利要求29所述的方法，其特徵在於AM無線電幹擾是由無線電臺的無線電廣播引起的。
31.如權利要求30所述的方法，其特徵在於在該頻帶內的多個頻音中提供頻域數據，以及依據以下公式來產生頻域模型RFIn+m=[Am-+B(m-)2]Wm]]>這裡RFIn+m是由頻率(n+δ)處的無線電幹擾者所引起的頻音n+m處的RF幹擾，δ是偏移量，Wm是由時域開窗所引起的衰減因子且它隨著每個頻音而變化，A和B是複數。
32.如權利要求31所述的方法，其特徵在於A和B是模型參數且由以下公式來確定AB=-1-1-[2XnW0(1-)2Xn+1W1]]]>這裡，對每個碼元確定一次複數參數A和B，且對被仿造的每個RF幹擾者的每個碼元計算一次偏移量δ。
33.如權利要求19所述的方法，其特徵在於頻域數據包含多個頻域數據樣本，所述方法還包括把頻域數據樣本與閾值量相比較的操作，以及在所述比較操作確定頻域數據樣本小於閾值量時繞過所述估計AM無線電幹擾的操作和所述除去所估計的AM無線電幹擾的操作的至少之一。
34.如權利要求19所述的方法，其特徵在於所述估計AM無線電幹擾的操作還在於依據其上不存在數據而只存在AM無線電幹擾的某些頻音上的頻域數據。
35.如權利要求19所述的方法，其特徵在於在不傳輸數據時進行所述估計AM無線電幹擾的頻率的操作。
36.如權利要求19所述的方法，其特徵在於在多個頻音中提供頻域數據，以及依據以下公式來產生頻域模型RFIn+m=[k=1MO+1Ak(m-)k]]]>這裡RFIn+m是由頻率(n+δ)處的無線電幹擾者所引起的頻音n+m處的RF幹擾，MO是頻域模型的模型等級，Ak是對每個頻音m所確定的複數。
37.一種以數字方式對多載波調製樣本進行濾波以減少來自射頻(RF)幹擾者的旁瓣幹擾的方法，多載波調製樣本在預定頻音處產生並形成一多載波調製碼元，其特徵在於所述方法包括以下操作接收多載波調製碼元的x個樣本和與此多載波調製碼元有關的循環前綴的y個樣本，循環前綴的y個樣本在多載波調製碼元的x個樣本之前；丟棄與多載波調製碼元有關的循環前綴的y個樣本的起始部分；存儲與多載波調製碼元有關的循環前綴的y個樣本的其餘部分；保存多載波調製碼元的x個樣本的第一部分而不修改；以及依據所存儲的循環前綴的y個樣本其餘部分的樣本以及預定的乘法係數來修改多載波調製碼元的x個樣本的第二部分。
38.如權利要求37所述的方法，其特徵在於所述接收多載波調製碼元的x個樣本和與多載波調製碼元有關的循環前綴的y個樣本的操作是在傳輸媒體上接收到的來自多載波調製系統的發射機的數據流。
39.如權利要求38所述的方法，其特徵在於傳輸媒體是用戶線。
40.如權利要求37所述的方法，其特徵在於對於多載波調製碼元的x個樣本中的每個樣本，所述方法為進行所述修改而使用j個乘法操作和2j個加法操作，這裡j是一個整數，它表示循環前綴的y個樣本其餘部分中樣本的數目。
41.如權利要求40所述的方法，其特徵在於預定乘法係數與升餘弦函數有關。
42.如權利要求37所述的方法，其特徵在於所述修改多載波調製碼元的x個樣本的第二部分的操作包括接收預定乘法係數中一個適當的係數；確定循環前綴的y個樣本其餘部分與多載波調製系統的x個樣本第二部分中的相應樣本對之間的差量；把此差量與預定乘法係數中一個適當的係數相乘而產生調節量；以及把調節量加到相應對的x樣本第二部分的樣本中。
43.一種用於以數字方式對DMT樣本進行濾波以減少從射頻(RF)幹擾者對DMT碼元的頻音的旁瓣幹擾的方法，其特徵在於所述方法包括接收DMT碼元的X個樣本以及與DMT碼元有關的循環前綴的Y個樣本；丟棄循環前綴的Y個樣本的起始部分；存儲循環前綴的Y個樣本的其餘部分；保存DMT碼元的X個樣本的第一部分而不修改；以及依據所存儲的循環前綴的Y個樣本其餘部分的樣本以及預定的乘法係數來修改DMT碼元的X個樣本的第二部分。
44.如權利要求43所述的方法，其特徵在於所述修改操作使得來自射頻(RF)幹擾者的旁瓣幹擾以比沒有所述修改更快的速率衰減。
45.如權利要求43所述的方法，其特徵在於所述方法把最靠近RF幹擾者的頻率的DMT碼元的頻音數目減少到不受RF幹擾的嚴重影響。
46.一種用於多載波調製系統的接收機，其特徵在於包括模擬-數字(A/D)轉換器，所述A/D轉換器接收在傳輸媒體上傳輸到所述接收機的模擬信號並把此模擬信號轉換成數字時域信號；操作地連接到所述A/D轉換器的多載波解調器，所述多載波調製器接收此數字時域信號並把此數字時域信號轉換成數字頻域數據；以及操作地耦合到所述多載波解調器的數字RF幹擾消除器，所述數字RF幹擾消除器通過依據頻域模型仿造RF幹擾來減輕RF幹擾對數字頻域數據的影響。
47.如權利要求46所述的接收機，其特徵在於所述數字RF幹擾消除器通過估計RF幹擾的頻率、依據用於此RF幹擾的頻域模型和所估計的RF幹擾的頻率來估計RF幹擾以及從數字頻域數據中除去所估計的RF幹擾來減輕RF幹擾對數字頻域數據的影響。
48.如權利要求46所述的接收機，其特徵在於在多載波調製系統所時域的多個頻音上提供數字頻域數據，以及依據以下公式來產生頻域模型RFIn+m=[k=1MO+1Ak(m-)k]]]>這裡RFIn+m是由頻率(n+δ)處的無線電幹擾者所引起的頻音n+m處的RF幹擾，MO是頻域模型的模型等級，Ak是複數。
49.如權利要求46所述的接收機，其特徵在於數字頻域信號包括攜帶數據的多個多載波調製碼元，每個碼元具有一循環前綴，所述接收機還包括操作地連接在所述A/D轉換器和所述多載波解調器之間的循環前綴除去和開窗處理器，所述處理器在碼元上進行時域開窗操作，時域開窗包括，對於每個碼元把與預定係數相乘的循環前綴的一部分加到碼元的後部。
50.如權利要求49所述的接收機，其特徵在於在多載波調製系統所使用的多個頻音中提供數字頻域數據，以及依據以下公式來產生頻域模型RFIn+m=[k=1MO+1Ak(m-)k]Wm]]>這裡RFIn+m是由頻率(n+δ)處的無線電幹擾者所引起的頻音n+m處的RF幹擾，δ是偏移量，Ak是複數，MO是頻域模型的模型等級，Wm是與時域開窗操作有關的衰減因子。
51.如權利要求49所述的接收機，其特徵在於所述接收機還包括操作地連接的模擬RF消除器，以在把模擬信號提供給所述A/D轉換器前減少來自這些信號的RF幹擾。
52.如權利要求49所述的接收機，其特徵在於時域開窗是擴展的開窗，對於每個碼元，窗口擴展到碼元邊界以外的循環前綴。
全文摘要
揭示了射頻(RF)幹擾消除技術,該技術使用頻域模型來有效地估計對數據信號的RF幹擾,然後從接收到的數據信號中除去所估計的RF幹擾。還揭示了用於對多載波調製樣本進行濾波以減少由RF幹擾引起的旁瓣幹擾的改進的技術。
文檔編號H04B1/12GK1229553SQ97195651
公開日1999年9月22日 申請日期1997年4月17日 優先權日1996年4月19日
發明者B·R·威斯, J·A·C·賓厄姆 申請人:阿馬提通信有限公司