控制音頻信號電平的方法和裝置的製作方法
2023-05-13 23:58:01
專利名稱：控制音頻信號電平的方法和裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及用於控制信號電平的技術。尤其是，本發明提供用於控制音頻信號電平的方法和裝置。
實際上，所有音頻放大系統都需要控制信號通道總增益的裝置。這種增益控制使系統工程師能夠使信號電平達到最佳以符合系統的動態範圍，並使得最終用戶可以調整被放大聲音響度或音量從而有舒適程度或品位。通過包括位於模擬音頻通道中的可變電阻元件例如分壓器、模擬音頻通道中的可變增益放大器(VGA)、以及將數位化音頻信號乘以數字音量控制字的裝置來獲得音量控制。
在諸如2-通道通用立體聲或4-6通道環繞音頻系統這樣的多通道系統中，分壓計(「pot」)通常被同軸連接在公共可旋轉軸上以便於所有通道基本都能接收到相同程度的增益控制。另外，可以將多個VGA用於若干通道中，每個VGA都接收與所有其它信號相同的增益控制信號，從而可以獲得統一的總增益設置。在數字領域中，每個音頻通道都接收適當的數字增益參數值。
在其中單個通道增益需要具有相對補償但仍然遵循總的軌跡諸如左/右平衡(總)或通道內調整的情況中，可以將額外的分壓器附加到與主要音量控制串聯的基於分壓器的系統中，或可以使用滑動離合器機械裝置從而使單個分壓器在同軸連接分壓器結構中是可調整的。同樣，可以將每通道補償附加到基於VGA的系統的總增益控制信號中，並且在數字系統的通道增益參數間同樣可以實現數值補償。
音頻音量控制電路一般必須滿足寬範圍的需要。例如，這種電路應具有對數轉移函數從而使之匹配人類聲響感覺的特性。通過使用具有在其電阻中其對數變化作為軸旋轉函數的「音頻遞減」分壓器從而在以分壓器為基礎的系統中獲得對數轉移函數。該函數可工作於大多數應用中，但是不利之處在於，難於便宜地製造在同軸連接使用時可以精確地彼此匹配的分壓器。其結果，在適當價格的音頻系統中，通常可以容易地感覺到在低音量調整時通道音量間的差別。在基於VGA的系統中，通過將來自線性輸入(例如，來自分壓器或DAC的電壓)的控制信號映射為合適的對數形式來實現對數音量變化。可選擇地，可以從音頻遞減分壓器中獲得該控制電壓。在數字音量控制系統中，可以用映射函數例如從簡單的查詢表來獲得對數音量步驟。
音頻音量控制電路還必須顯示出低噪聲。由於分壓器是無源器件，因此對於信號通道而言不會帶來有效噪聲，但是，由於電阻熱噪聲以及來自例如灰塵接觸刷所帶來的不連續噪聲，它可以使音頻信號變差。在一些情況中，由於沒有充分屏蔽，分壓器還使得電磁幹擾進入音頻通道。VGA是與運算放大器類似的有源器件，因此，其本質上要帶來某種程度的噪聲。可以使用適當的技術來減小該噪聲，但是由於大信號處理電晶體或在增益級中增加的偏置電流將帶來額外的成本。在數字音量控制系統中，如果僅在數字領域中實現，則由跟隨在音量控制塊之後的系統位解析度來控制系統噪聲。例如，如果具有帶有僅僅數字音量控制的16位數字音頻系統，這意味著全部輸出響度與驅動功率放大器的DAC處的所有16位中的活動相關。如果隨後設置音量為最大可用動態範圍的1/4即2比特音量減小，則僅剩下在DAC中使用14位，從而產生解析度的明顯跳躍。同樣地，當音量減小時，由DAC所產生的噪聲和失真產物以及任何後面的EQ都不衰減。即使是在常規音量設置時，固有噪聲電平可以因此變得顯著。出於這個原因，通常不使用全部數字音量控制，如果該系統包括任何數字領域的音量控制，取而代之的是使用預先DAC數字控制和後DAC模擬控制的混合電路。
音頻音量控制電路必須還顯示出低失真。無源、基於分壓器的音量控制系統基本上是無失真的。除此之外可能有非常小的基於電壓的電阻值相關性。VGA是有源放大器件並且因此符合任何有助於總失真的有源增益塊中所固有的一組通常的非理想特性。所有數字音量控制都潛在地遭受由於乘法過程中的截斷或環繞誤差而造成的失真。
音頻音量控制電路也必須顯示出平滑的變換。從一種增益設置到另一種設置的改變應該是基於漸變標準從而可以防止在音頻中引入可聽見的產物。畢竟，增益控制實際上是高保真音頻信號與準靜態控制信號相乘，並且該控制信號中的任何異常情況都將在該音頻信號中產生調製產物。「技巧」是將增益控制信號中的所有變化保持得充分漸變，例如，帶有低於10Hz的頻率分量，和/或保持小的幅度，以便於調製產物保持得不被發覺或不顯著。手動分壓器本質上能根據人工可以轉動控制旋紐的有限速度來提供從一種增益設置到下一個增益設置的相對慢以及平滑的改變。但是，如果由一個步進電機來操作該分壓器(如同遠程控制的情況)，則就存在更多的風險，根據伺服電機的設計，音量變化的各個臺階變化都將被注意到。在VGA系統中，即使使其改變的指令是一個階躍函數也必須使增益控制信號在增益設置之間平滑傾斜。如果從諸如分壓器這樣的連續源中獲得該信號則可以容易地獲得以上所述的，但是如果從諸如DAC這樣的粗略信源中獲得控制信號則就需要更多的關注。在數字音量控制系統中，可以在允許音量設置增量間附加小的中間增益步驟，從而在音量改變過程中使得控制算法更接近於平滑傾斜。例如，如果僅允許將音量控制定位在諸如0dB、-1dB、-2dB等等整數dB位置上，則應該在1/4dB增量中的這些階梯之間設置微階梯從而減少1dB階梯的可聽性。
音頻音量控制電路還必須可以在多通道系統的各個通道間精確跟蹤。也就是，在其中包括兩個或多個通道的系統中，通常希望在整個增益控制範圍內對於每個通道的音量控制功能都彼此基本匹配。出於左/右平衡或前/後通道間調整的目的，可以在通道增益間試圖引入一些補償，但是，一旦確定了這些補償，對於所有通道而言就有必要以合適的比例忠實地跟蹤主增益控制信號。在基於分壓器的系統中，如上所述，這些分壓器通常都實際同軸連接在單個旋轉軸上從而實現跟蹤。可以通過下面兩種方式來獲得左/右平衡或通道間調整或是通過使用用滑動離合器機械裝置來控制單個分壓器從而獲得帶有相對可調同軸功能的同心軸，或是通過使用與每個通道串聯以用於平衡/調整目的的附加分壓器。前一種方法其缺陷是機械裝置複雜並且由於一個補償通道在其它通道之前將會干擾末端的停止點因此該方法不能很好地工作於非常低或非常高的音量設置情況。後種方法其缺陷是需要更多分壓器。在VGA系統中，有必要使用具有基本匹配的增益控制功能的一些VGA。在數字域中，給定所包括的數字計算就可以容易地實現精確的跟蹤。
音頻音量控制電路還必須顯示出寬的動態範圍。用於音量控制系統的一個典型工作範圍是80-100dB增益變化。理想地，音量控制系統最好能夠通過包括在商用CD記錄中的全部96dB的動態範圍，即使是處於其最小增益設置之時，這意味著單個通道動態範圍接近於196dB。當然，在最小增益設置時(在靜噪抑制之前)，音量低得多數或大多數CD記錄的96dB都不被人們所聽見，因此，在實用時196dB圖形是沒有必要的。雖然如此，可以理解的是，一個好的音量控制電路所需的動態範圍是超過它所經過的音頻節目自身。對於基於分壓器的音量控制，這通常是沒有問題的，這是由於電阻的無源特性通常附加有小的噪聲(如果電阻值低並且使用合適的材料)以及實際上沒有失真。由於增益控制放大器電路的有源特性，因此，低失真對於GVA系統而言具有更大的挑戰。VGA將附加一些有限的失真，該失真通常在較低增益設置時增加。如上所述，還可以附加某些程度的噪聲。在全數字音量控制系統中，音量控制塊的輸出將不得不顯著多於16位從而獲得所需的動態範圍類型。例如，如果音量控制字是8位而音頻是16位，則得到的增益控制輸出將是24位。這24位字在被饋送到功率放大器之前要經過相當於24位的DAC。並且，可以理解的是，那種解析度的DAC是相當昂貴的。甚至一些人在爭論，使用當前技術是否確實可以實現真正到24位DAC。
數字控制還是需要音頻音量控制電路。隨著諸如遠程控制家用立體聲接收機、電視以及其它家用娛樂系統這樣的可數字操作的音頻設備的出現，對於可數字操作音量控制的需求增加了。這裡，使用相對低解析度的大約6到8位的二進位控制字(即，64到256電平)在以對數為尺度的音量控制工作範圍內選擇增益電平。這個可以通過使用可遠程操作的步進馬達來激勵分壓器的旋轉軸從而施加於基於分壓器的音量控制系統中。這種設置的附加成本和所不希望有的複雜性是相對容易預測的。在基於VGA的系統中，可以使用DAC接收來自一些遠程信源的控制指令並將它們轉換為適當的增益控制信號。在全數字系統中，可以簡單地將音量控制字(恰當地映射為對數形式)乘以音頻信號從而產生音量控制結果。
當然，可靠性是音量控制電路所希望的一個特性。分壓器是一種可以承受熱、溼、灰塵、腐蝕、振動、以及簡單包裝以及磨損的有害影響的電磁產品。在許多消費電子器件中，該分壓器是位於通常顯示出由於髒或灰塵汙染而引起的問題的產品的第一子系統之中。此外，如果使用某種馬達來數位化或遠程激勵該分壓器，則會增加電動機械裝置的複雜性並且相關可靠性會降低。多數或完全使用帶有一些無源元件的離散或集成半導體元件來建立VGA和數字音量控制實現電路，並且這些電路顯示出與這些組成元件相關的高可靠性。
還希望音頻音量控制電路都是易於實現並且易於使用的。分壓器或甚至於兩個或多個分壓器都是非常容易就可以加入到音頻系統中並且易於操作。如果使用步進馬達激勵器來進行數字或遠程控制則情況就不是這樣了。VGA系統可以相對容易地由一個有經驗的電路設計師進行設計，但是，某種程度上講還是複雜的。對於有經驗的數字ASIC設計師來說，數字實現方式是相當簡單的，但是對於DAC設計來說則增加了複雜性。
在多數音頻銷售部門中，藉助於集成化電路可以簡化系統並且降低成本。一個單獨的、同軸連接的或伺服驅動的分壓器是不能簡單地集成在IC中。VGA處理過程可以被集成，但是如果要達到高性能，則會導致相當複雜的模擬IC功能。數字處理過程當然是要集成的。
最後，音頻音量控制電路需要有低成本。單獨或兩個分壓器是便宜的。同心滑動離合器分壓器則要貴些，密封以阻擋灰塵並且具有好的分壓器內跟隨性的分壓器組合甚至更貴。當附加上伺服操作機械裝置時，成本則會急劇上升。VGA一般不貴，但是要比具有同樣性能標稱值的運算放大器要貴，這是因為VGA銷售量較低。數字音量控制實現方式僅有與之相關的小成本增量，這是因為它僅包括相對於通常複雜度的數字音頻ASIC而言適度數量的門電路，而這些門電路是作為該數字音頻ASIC的一部分。
從上述討論中可以清楚看出，用於實現音頻系統中音量控制的當前每個可用技術相對於音量控制電路至少要有的希望特性而言都具有其缺陷。因此，就希望提供一種音量控制技術，該技術能顯示與上述所討論過的技術一樣或更好的所有這些特性。
根據本發明，提供了一種電平控制電路，該電路滿足所有上述需要並且至少與上述任何一種技術一樣或較之更好。本發明利用公知的R-2R電阻網絡拓撲的對數特性從而將任何數量通道中所引入的模擬音頻信號精確衰減6dB階梯。在地和由跟隨在R-2R網絡之後的運算放大器輸入端所表示的虛擬地之間有選擇地切換2R電阻。由於該網絡的工作基本獨立於網絡的基本電阻值，因此R可以保持得較低因而能使由於電阻熱噪聲所引起的噪聲對系統的影響最小。另外，由於有選擇地耦合R-2R網絡和運算放大器(並因此通過該音頻信號)的這些開關在其兩端沒有電壓變化，因此，基本上能消除由於這種變化所引起的失真。根據一個實施例，所包括的可變增益放大器與R-2R網絡串聯從而在每增量為1dB的6dB臺階中之間提供居中的增益選擇。根據另一個實施例，在差分運算放大器之間插入兩個R-2R網絡。可以使用本發明的電平控制電路來例如控制諸如音頻放大器這樣的音頻器件的輸出電平。
因此，本發明提供包括具有若干電阻節點的R-2R電阻階梯的電路。將若干開關耦合到若干電阻節點上以便於將若干電阻節點中的每一個與若干低阻抗節點中的一個相連。
根據一個更具體的實施例，提供一種控制電路以便於控制信號電平並將該信號傳送到放大器中。該控制電路是基於具有若干電阻節點的R-2R電阻網絡。若干開關可替換地將若干電阻節點中的每一個連接到若干低阻抗節點以及與該放大器相關的低阻抗輸入節點中的一個。開關控制電路有選擇地控制這些開關來將信號傳送到低阻抗輸入節點。
可以參考說明書的剩餘部分以及附圖來實現對於本發明特性以及效果的進一步理解。
圖1是基於R-2R網絡拓撲結構的數字-模擬轉換器(DAC)示意框圖；圖2是根據本發明一個具體實施例所設計的電平控制電路示意框圖；圖3是根據本發明另一個具體實施例所設計的電平控制電路示意框圖；圖4是根據本發明又一個具體實施例所設計的電平控制電路示意框圖；圖5是根據本發明又一個具體實施例所設計的電平控制電路示意框圖。
圖1示出了基於公知R-2R電阻網絡拓樸結構的電流DAC100。本發明的電平控制電路是基於這個結構。根據本發明的一個具體實施例，要選擇使用一個模擬方案來避免與全數字處理有關的動態範圍並且適應這樣一個事實即當前的大多數音頻源都是模擬的。同樣，由於電阻具有低噪聲和低失真(如果保持低值)並且當被集成時可以很好進行匹配，因此將電阻選為增益設置元件以替換VGA。為了獲得一個對數增益控制轉換函數，可以選擇一個二進位DAC拓撲結構即R-2R電阻網絡來作為基本構造塊。來自構成DAC的二進位元件的加權彼此之間具有對數關係，即，將圖1中的DAC電流吸收器加權為1.0、0.5、0.25、0.125等等。該加權本身提供了6dB的臺階。本發明通過將一個音頻電壓施加到網絡中並且每次僅連接一個電流吸收器從而經R-2R拓撲結構來通過一個音頻信號，並因此獲得帶有6dB臺階的對數音量控制。當然，對於典型的數字控制的音量控制中的1dB臺階而言，這6dB臺階是太大了。但是，根據本發明的各種實施例，可以通過多種技術可以接近位於6dB臺階之間的1dB居中增益選擇。
電流DAC100的「R-2R」拓撲結構還說明了用於產生與對數有關的降低到一個很小值的電流而不需要具有很大值電阻的一個非常有效的方案。例如，如果將所有8個2R發射極負反饋電阻直接連接到V-(即，用導線來替換所有「R」電阻)並且要求進行二進位加權，則8個2R電阻值需要變為R、2R、4R、8R、16R、32R、64R以及128R。可以容易看出，需要在最右邊的位置上有一個非常大的電阻值。當將電阻集成在矽片中時，這些高值電阻也是非常大的。此外，除非這樣構成這些電阻一個具有基本值電阻乘以這樣連接的一個電阻從而產生較大值，否則將難於精確達到這些發散值這樣的目標。另外，DAC轉換函數的單調性將經調整被限制在9-10位，或12位。最後，這種基本電阻還必須被仔細構造在公共質心方向上以減小作用在其值上的衰耗傾斜度(die gradient)。
與R-2R結構相比，經過電流吸收器的電流通過從左到右的兩個精確因子而減小而不需要增加電阻大小。因此，在設計中，出於面積和匹配這兩個原因，容易控制僅使用R和2R電阻進行二進位加權工作。R-2R方案的另一個好處是可以將R的電阻值保持得相對低，並因此可以減小其熱噪聲影響。同樣，由於每個低階有效位是基於其前面的位，因此可以使用R-2R階梯來確保單調性。給出了所有所述好處，選擇R-2R結構作為本發明的基礎。
圖2示出了根據本發明特定實施例所設計的電平控制電路200，該電路包括插入在兩個差分運算放大器Amp1和Amp2之間的R-2R電阻階梯。為了簡化起見，可以畫出一條經過地線的水平線並忽略該方案的下半部分來對該電路進行基本分析。也就是，可以參考單端實施例來描述該電路操作。
注意上述列出的「dB」是該R-2R階梯的上半部分節點。如上所述，這個R-2R結構本身能產生從0dB節點開始的並延伸到該階梯末端(在這種情況中是-114dB)的精確-6dB(50％的衰減)的臺階。重要的是要注意到，由於Amp2運算放大器輸入端構成了虛擬地節點，因此，每個2R電阻結束於一個零阻抗節點而不用考慮其相關開關的位置(SnA或SnB)。根據這個特定實施例，可以通過使用差分信號的虛擬接地影響來消除圖2的電路地線，即，可以將開關對SnA和SnB的接地節點連在一起。
根據一個特定實施例，該開關操作方案如下在任何一個給定時間，僅將一對垂直開關(例如，S1A和S1B)切換到Amp2輸入端；所有其他開關接地。當S1A/B開關對是位於Amp2位置上並且所有其他開關處於接地位置時，S1A/B處的2R電阻其作用相當於Amp2的輸入電阻(Rin)。Amp2的反饋電阻(Rf)也是2R，因此，從Amp1的輸出到Amp2的輸出的增益是一致的。當S2A/B開關對是位於Amp1輸入位置上並且所有其他開關處於接地位置時，Amp1至Amp2的增益總是-6dB。將同樣的開關控制次序應用到對於所有20個可能的增益選擇階梯長度上。當在該例子中將Amp2構造成具有統一增益時，可以理解的是，在不脫離本發明範圍的情況下，可以使用不管是正的還是負的增益寬範圍。
該結構具有許多顯著特徵。首先，除了位於或靠近0dB設置的地方其Amp2的Rin變為2R之外，從Amp2看去的輸入電阻保持為恆定的3R。根據一個實施例，位於Amp1輸出端的串聯電阻的設置導致對於Amp2來說完全不變的Rin=3R。這意味著Amp2的噪聲增益，即，輸入的參考噪聲乘以Rf/Rin，對於所有增益設置而言基本保持恆定。
其次，該設計工作是基本獨立於對於R值的選擇，因此可以使其保持得較低並因而減小電阻熱噪聲對該系統的影響。
第三，根據本發明特定實施例的這些開關是MOSFET，當有音頻信號經過時，這些開關在其兩端是體驗不到電壓變化的，這是因為它們一直位於實際接地或虛擬接地狀態。這樣消除了這些MOSFET中由於源極或漏極二極體電壓變化所引入的任何失真，或是由相對於柵極電位變化所引起的失真。這些非線性的不存在還使得該器件被標定在相對小的尺寸上。例如，在其中R=13kΩ的系統中，150um/0.5umPMOS和NMOS成對傳輸柵極器件導致低於-120dB的總諧波失真而增益從0dB降低到-60dB。
第四，這個-6dB臺階可以不確定地被延伸。也就是，對於每個6dB臺階，僅微小增加複雜性以及大小就可以使該階梯做得任意長。在階梯長度增加的同時，噪聲和失真仍能保持相對恆定。
第五，對於每個非常精確的增益臺階值，這些電阻可以相對容易地匹配。而其他現有的集成音量控制IC在衰減增加時喪失了絕對的增益精確度。與此相反，根據本發明所設計的電路在所有設置上保留了相對增益變化的精度，以及特定單調性。
最後，從Amp1輸出端看過去的阻抗不變。這樣使得該階梯可替換地由諸如差分切換電流輸出1位DAC這樣的電流輸出器件來驅動。
可以理解，可以根據各種技術來實現開關SnA和SnB的控制。例如，該開關控制電路可以包括邏輯門結構，該邏輯門結構可以恰當地將代表所需增益的數字輸入字轉換到可以控制沿著該階梯的每個單獨開關的導通/截止命令。由於有可用於控制這些開關的各種技術，因此，將該開關控制電路表示為圖2中的開關控制202。
現在將解釋將臺階大小從6dB降低的問題。根據本發明的特定實施例，可以通過適當選擇加權支路的組合選擇從而接近位於6dB臺階之間的1dB居中增益選擇；即，將增益設置開關的組合設置為可以傳送音頻從而獲得小於較高6dB增量臺階中的一個的接近於1dB的增益。例如，為了獲得接近於-1dB的系統增益，可以使-6dB、-12dB、-18dB以及-36dB開關產生總共為-0.972dB的總增益。這是可接收地接近於1dB的結果，但是其缺陷是，從Amp2看去的Rin從3R降低到0.75R，因而將Amp2的噪聲增益增加了12dB。
另一種提供居中增益選擇的可替換技術由圖3中的電平控制電路300來表示，其中，將運算放大器Amp1的輸入構造為帶有反饋電阻組的可變增益放大器從而允許可以進行增益選擇。為了簡單起見，沒有示出用於開關SnA和SnB的控制電路。一個合理的結構是在每條上反饋支路和下反饋支路上包括一組6個反饋電阻，並帶有適當選擇的值從而允許該放大器在1.0dB臺階中從0dB移動到-5dB。注意，在運算放大器輸入端虛擬地節點處設置傳輸柵極開關以得到上述相同的低失真。這些1.0dB臺階將提供階梯中的較大6dB臺階之間的居中增益步進。作為如何實現降低增益序列的一個例子，Amp1增益可以簡單地從0dB排到-5dB並且每次臺階完成-6dB步進時就跳回0dB，從而形成貫穿整個臺階範圍的連續的每個步進1.0dB的總性能。如果要增加增益則當然執行相反的順序。
圖3方案中的另一個變化是可以將Amp2用作除Amp1之外的可變增益放大器。但是，由於通過在除最高音量設置之外的所有設置上的臺階來衰減與其增益改變相關的任何調製產物和噪聲，因此，Amp1可以是一個更好的選擇。與此相反，如果將Amp2用作可變增益放大器的話，則情況就不是這樣。
可選擇地，如果由諸如1位電流輸出DAC這樣的電流輸出裝置來驅動R-2R階梯，則可以改變電流從而可以提供居中增益臺階。可以理解的是，可以使用各種可變增益技術以及除1.0dB之外的增益步進大小來實現居中增益步進功能。
還可以擴展來自R-2R階梯的獨立輸出數。圖4的控制電路400示出了所用的帶有分開的一組沿著階梯的成對支路的第三運算放大器Amp3。為了簡便起見沒有示出用於開關SnA和SnB的控制電路。可以將任何成對開關供給Amp2而其他任何對開關供給Amp3，條件是只要將所有餘下開關接地並且Amp2和Amp3不試圖共享相同的支路對。在這種結構中，如果所選的支路相鄰，則可以將來自Amp2與輸入有關的噪聲稍微引入Amp3，反之亦然。但是，假設Amp2和Amp3具有相同的與輸入有關的噪聲，則其影響小於2dB。如果所選支路至少是一條分開的接地支路，則由於該階梯的自然衰減特性，共享的噪聲可以被忽略。
此外，如圖5控制電路500所示，用所包含的S21A和S21B可以增強Amp2處的反饋網絡使之有更好的線性度。可以看出，如果所有輸入和反饋開關都被構造為基本相同，甚至於一些開關顯示出某種程度的非線性性能，藉助於所包括的這些附加開關，可以使反饋阻抗(即，2R+Z(S21A)和2R+Z(S21B))與輸入阻抗(即，2R+Z(S1A)、2R+Z(S1B)、…2R+Z(S20A)和2R+Z(S20B))一致。這個可以從用於這種結構的運算放大器的增益等式中容易地體現 可以理解的是，可以以不同的方式實現參考圖2-5所述的本發明這些實施例。例如，可以使用分離元件。可選擇地，可以將每個實施例以集成電路方式實現，其使用任何一種包括例如CMOS和BiCMOS處理過程的各種廣泛的IC製造過程。
已經示出了本發明並且已經參考其具體實施例描述了本發明，可以理解的是，在不脫離本發明實質或範圍的情況下，本領域技術人員可以對所公開實施例的形式和細節進行改變。例如，可以使用分離元件以及集成電路來實現上述實施例。另外，本發明的這些實施例可被用於控制各種信號類型的電平並且應該不僅限於控制音頻信號電平。此外，如上所述，可以將本發明以差分和單端結構實現。因此，應參考後附權利要求來確定本發明的範圍。
權利要求
1．一種控制電路，用於控制信號電平以及將該信號發送到第一放大器中，該電路包括第一R-2R電阻網絡，用於接收該信號，該第一R-2R電阻網絡具有第一若干電阻節點；與第一若干電阻節點耦合的第一若干開關，用於可替換地將第一若干電阻節點中的每一個連接到若干低阻抗節點以及與第一放大器相連的第一低阻抗輸入節點中的一個上；以及開關控制電路，用於選擇地控制第一若干開關來將信號傳送到第一低阻抗輸入節點上。
2．根據權利要求1的控制電路進一步包括一個與第一R-2R電阻網絡相連的可變增益放大器，與該第一R-2R電阻網絡相比，該可變增益放大器提供對於該信號電平的更高解析度控制。
3．根據權利要求2的控制電路，其中第一R-2R電阻網絡以接近6dB的增量控制信號電平，在每6dB增量中，該可變增益放大器以接近於1dB的增量控制該信號電平。
4．根據權利要求1的控制電路，其中該第一放大器包括能提供與第一R-2R電阻網絡相比而言對於信號電平的控制具有更高解析度的可變增益。
5．根據權利要求4的控制電路，其中第一R-2R電阻網絡以接近6dB的增量控制信號電平，在每6dB增量中，該可變增益放大器以接近於1dB的增量控制該信號電平。
6．根據權利要求1的控制電路，其中若干低阻抗節點是接地的。
7．根據權利要求1的控制電路，其中第一組若干低阻抗節點接地，而第二組若干低阻抗節點耦合到與第二放大器相連的第二低阻抗輸入節點上。
8．根據權利要求1的控制電路，其中第一放大器是具有與其相連的第二低阻抗輸入節點的差分放大器，並且該信號的一個差分信號，該控制電路進一步包括第二R-2R電阻網絡，用於接收該差分信號的一部分，該第二R-2R電阻網絡具有第二若干電阻節點；和與第二若干電阻節點耦合的第二若干開關，用於可替換地將第二若干電阻節點中的每一個連接到若干低阻抗節點以及第二低阻抗輸入節點中的一個；其中開關控制電路用於選擇地控制第二若干開關來將差分信號部分傳送到第二低阻抗輸入節點上。
9．根據權利要求1的控制電路，其中將第一放大器構造為當開關控制電路設定第一若干開關使其將該信號傳送到第一低阻抗輸入節點時使增益統一。
10．根據權利要求1的控制電路，其中第一R-2R電阻網絡具有與其相連的一個輸入阻抗，該輸入阻抗保持恆定而與第一若干電阻節點中的哪些與第一低阻抗輸入節點相連無關。
11．一種電路，包括具有若干電阻節點的一個R-2R電阻網絡；以及與若干電阻節點耦合的若干開關，用於將若干電阻節點中的每一個連接到若干低阻抗節點的一個上。
12．一種用於控制信號電平並將該信號傳送給一個放大器的方法，該方法包括將該信號引入到一個控制電路上，該控制電路包括具有若干電阻節點的一個R-2R電阻網絡，該控制電路還包括與若干電阻節點耦合的若干開關，這些開關用於可替換地將若干電阻節點中的每一個連接到若干低阻抗節點以及與該放大器相連的低阻抗輸入節點中的一個上；以及有選擇地控制這些開關使得將這些若干電阻節點中的至少一個連接到低阻抗輸入節點上並因此控制該信號電平並將該信號傳送到放大器上。
13．一種音頻元件，包括一個音量控制電路，用於控制音頻信號電平以及將該信號發送到第一放大器中，該音量控制電路包括一個R-2R電阻網絡，用於接收該音頻信號，該R-2R電阻網絡具有若干電阻節點；與若干電阻節點耦合的若干開關，用於可替換地將若干電阻節點中的每一個連接到若干低阻抗節點以及與該放大器相連的一個低阻抗輸入節點中的一個上；開關控制電路，用於選擇地控制這些開關使其將該音頻信號傳送到低阻抗輸入節點上。
14．一種用於控制差分音頻信號電平的集成電路，該電路包括第一差分放大器，用於接收該差分音頻信號，其中該第一差分放大器具有第一和第二差分輸出端；與該差分輸出端相連的第一R-2R電阻網絡，該第一R-2R電阻網絡具有第一若干電阻節點；與第一若干電阻節點耦合的第一若干開關，用於可替換地將第一若干電阻節點中的每一個連接到若干低阻抗節點以及第一低阻抗輸入節點中的一個上；用於與第二差分輸出端相連的第二R-2R電阻網絡，該第二R-2R電阻網絡具有第二若干電阻節點；與第二若干電阻節點耦合的第二若干開關，用於可替換地將第二若干電阻節點中的每一個連接到若干低阻抗節點以及第二低阻抗輸入節點中的一個；開關控制電路，用於選擇地控制第一若干開關和第二若干開關；以及第二差分放大器，具有與第一和第二低阻抗輸入節點相連的第一和第二差分輸入端。
15．根據權利要求14的集成電路，其中將第一差分放大器構造成一個可變增益放大器。
16．根據權利要求14的集成電路，其中將第二差分放大器構造成一個可變增益放大器。
17．根據權利要求14的集成電路，其中使用CMOS製造方法來形成第一和第二差分放大器、第一和第二R-2R電阻網絡、第一和第二若干開關以及開關控制電路。
全文摘要
本發明描述了用於控制音頻信號電平並將該信號傳送到放大器(AMP2)中的控制電路(200)。該控制電路是基於具有若干電阻節點的R－2R電阻網絡。若干開關(S1、S2)可替換地將若干電阻節點中的每一個連接到若干低阻抗節點和放大器相連的低阻抗輸入節點中的一個上。開關控制電路(202)有選擇地控制這些開關從而將該音頻信號傳送給低阻抗輸入節點。
文檔編號H03G1/00GK1318222SQ99811011
公開日2001年10月17日 申請日期1999年9月17日 優先權日1998年9月18日
發明者威廉·D·劉林, 卡裡·L·德拉諾 申請人:特裡帕斯科技公司