主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器的製作方法
2023-05-16 09:58:06 1
專利名稱：主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器的製作方法
技術領域：
本實用新型涉及自激式直流-直流(DC-DC)變換器，應用於開關穩壓或穩流電源、高亮度LED驅動電路等，尤其是一種自激式Boost變換器。
背景技術：
與線性(穩壓或穩流)調節器和他激式DC-DC變換器相比，自激式DC-DC變換器具有性價比高的顯著優點。圖I給出的是一種電路結構簡單、元器件數目少的BJT(雙極型電晶體)型自激式Boost變換器，包括由輸入電容Ci、電感L、NPN型BJT管Ql、二極體D和輸出電容Co組成的Boost變換器的主迴路，輸入電容Ci與直流電壓源Vi並聯，輸出電容Co兩端電壓為直流輸出電壓Vo，負載Ro與輸出電容Co並聯，直流電壓源Vi的負端與直流輸出電壓Vo的負端以及NPN型BJT管Ql的發射極相連，直流電壓源Vi的正端與電感L的一端相連，電感L的另一端與NPN型BJT管Ql的集電極以及二極體D的陽極相連，二極體D 的陰極與輸出電壓Vo的正端相連。圖I所示的BJT型自激式Boost變換器還包括主開關管Ql的驅動單元，所述主開關管Ql的驅動單元由電阻R1、電阻R2、電阻R3、電容Cl和NPN型BJT管Q2組成，所述NPN型BJT管Q2的集電極和發射極分別與NPN型BJT管Ql的基極和發射極相連，NPN型BJT管Ql的基極還通過電阻Rl接於直流電壓源Vi的正端，電阻R2和電容Cl組成並聯支路，所述並聯支路的一端與NPN型BJT管Ql的集電極相連，所述並聯支路的另一端與NPN型BJT管Q2的基極以及電阻R3的一端相連，電阻R3的另一端與NPN型BJT管Q2的發射極以及直流電壓源Vi的負端相連。圖I所示的BJT型自激式Boost變換器還包括電壓反饋支路，所述電壓反饋支路由電阻R4、穩壓管Zl和NPN型BJT管Q3組成，所述穩壓管Zl的陰極與輸出電壓Vo的正端相連，穩壓管Zl的陽極與電阻R4的一端以及NPN型BJT管Q3的基極相連，NPN型BJT管Q3的集電極和發射極分別與NPN型BJT管Ql的基極和發射極相連，電阻R4的另一端接於直流電壓源Vi的負端。該電路的不足之處在於由驅動電阻R1、NPN型BJT管Q2、電阻R2、電阻R3和電容Cl組成的主開關管Ql的驅動單元，當主開關管Ql關斷時仍有較大電流流過驅動電阻R1，導致Ql的驅動損耗較大，從而影響電路的效率，尤其是電路的輕載效率。
發明內容為克服現有的BJT型自激式Boost變換器主開關管驅動損耗較大的不足，本實用新型提供一種主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器。本實用新型解決其技術問題所採用的技術方案是一種主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器包括由輸入電容Ci、電感L、NPN型BJT管Ql、二極體D和電容Co組成的Boost變換器的主迴路，輸入電容Ci與直流電壓源Vi並聯，輸出電容Co兩端電壓為直流輸出電壓Vo，負載Ro與輸出電容Co並聯，直流電壓源Vi的負端與直流輸出電壓Vo的負端以及NPN型BJT管Ql的發射極相連，直流電壓源Vi的正端與電感L的一端相連，電感L的另一端與NPN型BJT管Ql的集電極以及二極體D的陽極相連，二極體D的陰極與輸出電壓Vo的正端相連；所述主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器還包括主開關管Ql的驅動單元，所述主開關管Ql的驅動單元由電阻R1、電阻R2、穩壓管Zl和PNP型BJT管Q2組成，所述PNP型BJT管Q2的發射極與電阻Rl的一端相連，電阻Rl的另一端與電感L的一端以及直流電壓源Vi的正端相連，PNP型BJT管Q2的基極與穩壓管Zl的陽極以及電阻R2的一端相連，穩壓管Zl的陰極與電感L的另一端以及二極體D的陽極相連，電阻R2的另一端與直流電壓源Vi的負端相連，PNP型BJT管Q2的集電極與NPN型BJT管Ql的基極相連。為提高電路的動態性能，可在直流電壓源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基極之間並聯電容Cl。進一步，作為優選的一種方案所述主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器還包括電壓反饋支路，所述電壓反饋支路由電阻R3、電阻R4和NPN型BJT管Q3組成，
所述NPN型BJT管Q3的集電極與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與直流電壓源Vi的負端相連，NPN型BJT管Q3的基極與電阻R3的一端以及電阻R4的一端相連，電阻R3的另一端與二極體D的陰極以及直流輸出電壓Vo的正端相連，電阻R4的另一端與直流輸出電壓Vo的負端相連。為提高電路的動態性能，電阻R3兩端可並聯電容C2。後者，作為優選的另一種方案所述主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器還包括電流反饋支路，所述電流反饋支路由電阻R3、電阻R4、二極體Dl和NPN型BJT管Q3組成，所述NPN型BJT管Q3的集電極與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與直流電壓源Vi的負端相連，NPN型BJT管Q3的基極與電阻R3的一端以及二極體Dl的陽極相連，電阻R3的另一端與直流電壓源Vi的正端以及電感L的一端相連，二極體Dl的陰極與電阻R4的一端以及輸出電壓Vo的負端相連，電阻R4的另一端與輸出電容Co的一端、NPN型BJT管Ql的發射極以及直流電壓源Vi的負端相連。為提高電路的動態性能，電阻R3兩端可並聯電容C2。本實用新型的技術構思為在圖I所示現有BJT型自激式Boost變換器的基礎上，用損耗小的主開關管驅動單元代替原有損耗大的主開關管驅動單元(如圖2和圖3所示)。損耗小的主開關管驅動單元由電阻R1、電阻R2、PNP型BJT管Q2、穩壓管Zl等組成。其特徵如下所述PNP型BJT管Q2的發射極與電阻Rl的一端相連，電阻Rl的另一端與電感L的一端以及直流電壓源Vi的正端相連，PNP型BJT管Q2的基極與穩壓管Zl的陽極以及電阻R2的一端相連，穩壓管Zl的陰極與電感L的另一端以及二極體D的陽極相連，電阻R2的另一端與直流電壓源Vi的負端相連，PNP型BJT管Q2的集電極與NPN型BJT管Ql的基極相連。為提高電路的動態性能，可在直流電壓源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基極之間並聯電容Cl。為獲得穩定的直流輸出電壓，在Boost變換器主迴路的輸出端與主開關管驅動單元之間可增加一條電壓反饋支路，由NPN型BJT管Q3、電阻R3和電阻R4組成(如圖2所示)。為提聞電路的動態性能，電阻R3兩端可並聯電容C2。為獲得穩定的直流輸出電流，在Boost變換器主迴路的輸出端與主開關管驅動單元之間可增加一條電流反饋支路，由NPN型BJT管Q3、電阻R3、電阻R4和二極體Dl組成(如圖3所示)。為提高電路的動態性能，電阻R3兩端可並聯電容C2。[0011]本實用新型的有益效果主要表現在本實用新型提出的BJT型自激式Boost變換器不但具有電路結構簡單、元器件數目少的優點，而且還具有主開關管驅動損耗小、輕載效率高的優點，非常適合小功率(數瓦級以下)升壓型的開關穩壓或穩流電源、高亮度LED驅動電路等應用。
圖I是現有的一種BJT型自激式Boost變換器的電路圖。圖2是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器實施例I的電路圖。圖3是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器實施例2的電路圖。圖4是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器實施例I在電感電流iL臨界連續工作模式下的理想波形圖。圖5是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器實施例2在電感電流iL臨界連續工作模式下的理想波形圖。
具體實施方式
以下結合附圖對本實用新型作進一步描述。實施例I參照圖2和圖4，一種主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器包括由輸入電容Ci、電感L、NPN型BJT管Ql、二極體D和電容Co組成的Boost變換器的主迴路，輸入電容Ci與直流電壓源Vi並聯，輸出電容Co兩端電壓為直流輸出電壓No』負載Ro與輸出電容Co並聯，直流電壓源Vi的負端與直流輸出電壓Vo的負端以及NPN型BJT管Ql的發射極相連，直流電壓源Vi的正端與電感L的一端相連，電感L的另一端與NPN型BJT管Ql的集電極以及二極體D的陽極相連，二極體D的陰極與輸出電壓No的正端相連。所述主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器還包括主開關管Ql的驅動單元，所述主開關管Ql的驅動單元由電阻R1、電阻R2、電容Cl、穩壓管Zl和PNP型BJT管Q2組成，所述PNP型BJT管Q2的發射極與電阻Rl的一端相連，電阻Rl的另一端與電感L的一端以及直流電壓源Vi的正端相連，PNP型BJT管Q2的基極與穩壓管Zl的陽極以及電阻R2的一端相連，穩壓管Zl的陰極與電感L的另一端以及二極體D的陽極相連，電阻R2的另一端與直流電壓源Vi的負端相連，PNP型BJT管Q2的集電極與NPN型BJT管Ql的基極相連。為提高電路的動態性能，在直流電壓源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基極之間並聯電容Cl。圖2是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器實施例I的電路圖，採用了電壓反饋支路。所述電壓反饋支路包括NPN型BJT管Q3、電阻R3、電阻R4和電容C2，所述NPN型BJT管Q3的集電極與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與直流電壓源Vi的負端相連，NPN型BJT管Q3的基極與電阻R3的一端以及電阻R4的一端相連，電阻R3的另一端與二極體D的陰極以及直流輸出電壓Vo的正端相連，電阻R4的另一端與直流輸出電壓Vo的負端相連。為提高電路的動態性能，電阻R3兩端並聯電容C2。圖4是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器實施例I在電感電流iL臨界連續工作模式下的理想波形圖。其電路工作原理具體如下(I)電路上電啟動階段t=t0時刻，電路上電,直流電壓源Vi (vi)從O開始上升。剛開始，Q1、Q2、Q3、D均截止，Ql的集電極電壓vcl跟隨vi變化，而直流輸出電壓Vo (vo)為O。t=tl時刻，即直流電壓源vi上升至二極體D的正嚮導通壓降時，D導通，直流電壓源vi通過L和D對Co充電,直流輸出電壓vo開始上升。t=t2時亥Ij,即直流電壓源vi上升至一定值時，Q2導通，Zl正嚮導通，Ql導通。t=t3時刻，即Ql的集電極電壓vcl上升至一定值時，Q2關斷，Zl截止，Ql關斷。Ql關斷後，Ql的集電極電壓vcl繼續上升並超過直流電壓源vi。隨後，Zl反嚮導通，但因vcl大於vi、Q2發射極一基極導通壓降、Zl反嚮導通壓降三者之和，Q2和Ql仍關斷。t=t4時刻，電感電流iL下降為0，D截止。D截止後，vcl發生跌落，Q2和Ql導通。Ql導通後，vi、L、Ql形成迴路，L充電，iL增加。此時，Zl正嚮導通。隨著iL的增加，icl和vcl也跟著增加。t=t5時刻，即vcl上升到一定值時，Q2關斷，Zl截止，Ql關斷。Ql關斷後，D導通，vi、L、D、Co和Ro形成迴路，L放電，iL減小。此時，Zl反嚮導通。t=t6時刻，iL又下降為0，D截止。D截止後，Ql再次導通，電路進入下一個自激工作周期。歷經若干個周期，當電路的輸出電壓達到設定值Vo以後，電路就完成了上 電啟動過程，進入穩態工作階段。(2)電路穩態工作階段當電路的輸出電壓達到設定值Vo以後，電路的電壓反饋支路就開始起作用。當輸出電壓高於設定值Vo時，Q3導通，導致Ql關斷。通過縮短Ql的導通時間(即t8-t7)和延長Ql的關斷時間(即t9-t8)，實現輸出電壓的降低。當輸出電壓低於設定值Vo時，Q3關斷，Ql的導通和關斷時間又恢復原樣，實現輸出電壓的提升。由此，電路可實現輸出穩壓。實施例2參照圖3和圖5，本實施例包括由輸入電容Ci、電感L、NPN型BJT管Ql、二極體D和電容Co組成的Boost變換器的主迴路和由電阻R1、電阻R2、電容Cl、穩壓管Zl和PNP型BJT管Q2組成的主開關管Ql的驅動單元，還包括電流反饋支路。所述電流反饋支路包括電阻R3、電阻R4、電容C2、二極體Dl和NPN型BJT管Q3，所述NPN型BJT管Q3的集電極與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與直流電壓源Vi的負端相連，NPN型BJT管Q3的基極與電阻R3的一端以及二極體Dl的陽極相連，電阻R3的另一端與直流電壓源Vi的正端以及電感L的一端相連，二極體Dl的陰極與電阻R4的一端以及輸出電壓Vo的負端相連，電阻R4的另一端與輸出電容Co的一端、NPN型BJT管Ql的發射極以及直流電壓源Vi的負端相連。為提高電路的動態性能，電阻R3兩端並聯電容C2。本實施例的其他電路結構與實施例I相同。圖5是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器實施例2在電感電流iL臨界連續工作模式下的理想波形圖。其電路工作原理具體如下(I)電路上電啟動階段與實施例I相同，歷經若干個周期，當電路的輸出電流達到設定值Io以後，電路就完成了上電啟動過程，進入穩態工作階段。(2)電路穩態工作階段當電路的輸出電流達到設定值Io以後，電路的電流反饋支路就開始起作用。當輸出電流高於設定值Io時，Q3導通，導致Ql關斷。通過縮短Ql的導通時間(即t8-t7)和延長Ql的關斷時間(即t9-t8)，實現輸出電流的降低。當輸出電流低於設定值Io時，Q3關斷，Ql的導通和關斷時間又恢復原樣，實現輸出電流的提升。由此，電路可實現輸出穩流。本說明書實施例所述的內容僅僅是對實用新型構思的實現形式的列舉，本實用新
型的保護範圍的不應當被視為僅限於實施例所陳述的具體形式，本實用新型的保護範圍也及於本領域技術人員根據本實用新型構思所能夠想到的等同技術手段。
權利要求1.一種主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器包括由輸入電容Ci、電感L、NPN型BJT管Q1、二極體D和電容Co組成的Boost變換器的主迴路，輸入電容Ci與直流電壓源Vi並聯，輸出電容Co兩端電壓為直流輸出電壓No，負載Ro與輸出電容Co並聯，直流電壓源Vi的負端與直流輸出電壓Vo的負端以及NPN型BJT管Ql的發射極相連，直流電壓源Vi的正端與電感L的一端相連，電感L的另一端與NPN型BJT管Ql的集電極以及二極體D的陽極相連，二極體D的陰極與輸出電壓Vo的正端相連，其特徵在於所述主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器還包括主開關管Ql的驅動單元，所述主開關管Ql的驅動單元由電阻R1、電阻R2、穩壓管Zl和PNP型BJT管Q2組成，PNP型BJT管Q2的發射極與電阻Rl的一端相連，電阻Rl的另一端與電感L的一端以及直流電壓源Vi的正端相連，PNP型BJT管Q2的基極與穩壓管Zl的陽極以及電阻R2的一端相連，穩壓管Zl的陰極與電感L的另一端以及二極體D的陽極相連，電阻R2的另一端與直流電壓源Vi的負端相連，PNP型BJT管Q2的集電極與NPN型BJT管Ql的基極相連。
2.如權利要求I所述的主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器，其特徵在於所述直流電壓源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基極之間並聯電容Cl。
3.如權利要求I和2之一所述的主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器，其特徵在於所述自激式Boost變換器還包括電壓反饋支路，所述電壓反饋支路由電阻R3、電阻R4、NPN型BJT管Q3組成，所述NPN型BJT管Q3的集電極與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與直流電壓源Vi的負端相連，NPN型BJT管Q3的基極與電阻R3的一端以及電阻R4的一端相連，電阻R3的另一端與二極體D的陰極以及直流輸出電壓Vo的正端相連，電阻R4的另一端與直流輸出電壓Vo的負端相連。
4.如權利要求3所述的主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器，其特徵在於所述電阻R3兩端並聯電容C2。
5.如權利要求I和2之一所述的主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器，其特徵在於所述自激式Boost變換器還包括電流反饋支路，所述電流反饋支路由電阻R3、電阻R4、二極體Dl和NPN型BJT管Q3組成，所述NPN型BJT管Q3的集電極與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與直流電壓源Vi的負端相連，NPN型BJT管Q3的基極與電阻R3的一端以及二極體Dl的陽極相連，電阻R3的另一端與直流電壓源Vi的正端以及電感L的一端相連，二極體Dl的陰極與電阻R4的一端以及輸出電壓Vo的負端相連，電阻R4的另一端與輸出電容Co的一端、NPN型BJT管Ql的發射極以及直流電壓源Vi的負端相連。
6.如權利要求5所述的主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器，其特徵在 於所述電阻R3兩端並聯電容C2。
專利摘要主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Boost變換器，包括由輸入電容Ci、電感L、主開關管NPN型BJT管Q1、二極體D和電容Co組成的Boost變換器的主迴路，還包括主開關管Q1的驅動單元，主開關管Q1的驅動單元由電阻R1、電阻R2、穩壓管Z1和PNP型BJT管Q2組成，PNP型BJT管Q2的發射極與電阻R1的一端相連，電阻R1的另一端與電感L的一端以及直流電壓源Vi的正端相連，PNP型BJT管Q2的基極與穩壓管Z1的陽極以及電阻R2的一端相連，穩壓管Z1的陰極與電感L的另一端以及二極體D的陽極相連，電阻R2的另一端與直流電壓源Vi的負端相連，PNP型BJT管Q2的集電極與NPN型BJT管Q1的基極相連。本實用新型電路結構簡單，元器件數目少，主開關管驅動損耗小，輕載時電路效率高。
文檔編號H02M3/156GK202617003SQ20122022422
公開日2012年12月19日 申請日期2012年5月17日 優先權日2012年5月17日
發明者陳怡 , 南餘榮 申請人:浙江工業大學