採用if信號處理的前饋放大器迴路控制的製作方法
2023-05-18 10:00:56 5
專利名稱：採用if信號處理的前饋放大器迴路控制的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種前饋放大器，更具體地說，本發明涉及前饋放大器中的前饋信號補償控制迴路以及採用IF信號處理方法的前饋迴路控制。
背景技術：
在傳統的前饋控制系統中，同時存在兩種獨立的控制功能。第一種功能是信號補償迴路(cancellation)，另一種功能是失真補償迴路。通常，有兩種迴路控制方法。第一種方法是信號自適應，而第二種方法是利用導頻(pilot)或在內部產生的信號直接進行控制。每種方法均具有優點和缺點。自適應方法對要求的信號或該信號的寄生副產品進行處理。導頻系統在戰略節點將在內部產生的信號引入該系統，在利用控制電路系統，檢測到該信號並使該信號置零或者降低到低值時，該系統使具有無源通路(延遲結構)的有源通路(放大器)的增益與相位響應平衡。這被稱為「前饋補償」，而且置零(null)優化前饋放大器系統的失真消除效果。
在當前的大多數前饋產品中，控制第一迴路，即信號補償迴路的方法均是自適應方法。早期設計採用導頻控制，但是補償效果不佳，而且導頻洩漏到放大器的外部。以下是補償效果不佳和發生洩漏的原因。
典型的導頻應用是在放大器的輸入端引入導頻信號。在前饋信號補償迴路中，該信號被分路到兩個通路，一個有源通路(被放大)和一個無源通路(被延遲)。採樣工作信號，並反相位重新組合。由於導頻存在於具有同樣振幅的兩個通路內，所以在兩個通路相同時，可以消除該導頻或者將其置零。從理論上說，這滿足了迴路優化或控制的要求。
實際局限性在於，由於導頻通過非線性的非理想放大器，所以導頻與要求信號發生互調。這種互調阻礙了實現滿意迴路平衡。信號補償迴路的設計目標是將信號補償節點的功率降低到最小。對導頻存在互調使得不能對導頻零實現最佳信號補償。另一個主要缺點是，由於將信號施加到系統的輸入端，所以導頻與要求信號被一起放大，並出現在系統輸出中，因此需要利用窄帶濾波器消除該寄生導頻信號。這樣會因為實際濾波器結構的有限Q而導致輸出功率損失。
鑑於這些缺點，自適應方法逐漸成為控制信號補償迴路的最常用方法。自適應方法可以利用功率檢測器檢測信號補償節點的平均電平。微控制器對複合增益設備的相位和振幅進行控制，直到將信號補償節點的功率降低到最小。從某種程度上說，這是一種迭代過程，因為採樣信號只有振幅信息，而沒有相位信息。該控制器必須產生僅有振幅信息的複合(即，實部和虛部)控制信號。該控制器必須利用嘗試法調節相位和振幅，以產生信號零。另一個問題是，由於實際信號被採樣，所以使採樣周期比信號的任何包絡變化的周期都長極為重要。如果採樣周期接近包絡的變化的周期，置零算法就不能確定更低信號電平是控制器的變化還是信號包絡的變化引起的，使得為了找到零點而不停地搜索，或者可能導致迴路振蕩。進行校正以使採樣時間降低到最低包絡變化速率的十分之一。然而，此限制不利地影響了對快速信號電平變化(例如存在的載波數量或者載波功率的快速變化)的瞬間響應。
進行信號補償迴路控制的另一種常用方法是，笛卡爾(Cartesian)迴路方法或鎖相迴路方法，該方法可以顯著提高響應時間，因為該方法同時檢測相位信息和振幅信息。直接產生送到複合振幅控制器的輸出，而且不要求對該輸出進行附加信號處理。結果是迴路速度可以提高10∶1至100∶1。其他優點包括對信號電平包絡變化不敏感。儘管笛卡爾迴路或鎖相迴路具有這些優點，但是仍存在局限性和缺點。
一個局限性是，通常利用信號二極體作為相位檢測器實現這種笛卡爾迴路。眾所周知，二極體具有固定閾值電壓，而且低於該電壓，改變輸入也沒有輸出。在將上述二極體用於信號補償迴路中時，在該迴路可以消除該信號或者使該迴路平衡之前，必須達到固定信號閾值。這就限制了低工作電平下的動態範圍。可能的解決方案是，至少將限幅放大器用於該迴路的基準輸入端。儘管改善了性能，但是因為運行該二極體需要較高驅動電平，所以該方法導致在較高電平產生失真成分。這些成分可能洩漏到放大器系統的高增益部分，而且不能被失真補償過程消除。
在前饋放大器中廣泛使用的用於進行失真補償迴路控制的方法是，使用在某個位置引入主信號通路內的導頻信號。其原理是，在系統輸出端檢測導頻信號，並利用控制電路系統，將系統輸出端的導頻電平大致置零或者使其降低。在失真補償通路(誤差放大器)與主放大器延遲通路平衡時，將導頻置零。如果在校正帶寬相位和振幅響應平坦，則在將看作失真信號的導頻置零時，將失真分量降低到最佳值。這種間接迴路調準方法的優點是，即使在不存在射頻信號期間，它獨立於放大信號，而且迴路仍保持閉合。
一種最早期的迴路控制方法是，將載波上的連續波(「CW」)導頻引入主通路中。導頻接收器(它包括下變頻器、帶通濾波IF放大器以及檢測器)檢測導頻。檢測的導頻用作迴路平衡或零的指示。通過進行遞增或者遞減增益和相位調節，簡單硬體算法調節差錯迴路的相位和增益，直到導頻電平降低到低電平。依賴於嘗試法的該方法會延長迴路鎖定(loop lock)時間。隨後開發了一種技術，這種技術將導頻信號分離為可以直接用於控制增益和相位的正交分量。通過將該信號分離為正交分量，直接提取控制信號的方向和振幅，而無需進行計算或迭代，因此可以顯著降低迴路鎖定時間。至少開發了一種可以以正交方式對導頻應用兩個獨立調製信號的方法。導頻接收機輸出中含有兩個表示相位信息和振幅信息的信號。頻率選擇同步檢測器恢復相位信息和振幅信息以控制該迴路。後一種技術需要以RF頻率工作的校準電纜和移相器。
發明內容
通過利用導頻方法進行前饋放大器迴路控制，本發明克服了上述許多缺點。本發明採用作為偏移形式本機振蕩的CW導頻，該導頻與該偏移形式本機振蕩混合。將偏移頻率的導頻引入主放大器通路。包括下變頻器、帶通濾波IF放大器以及檢測器的導頻接收機檢測該導頻。下變頻器將該導頻信號變換為其頻率等於偏移頻率的IF信號。IF信號含有導頻信號的全部振幅信息和相位信息。數字採樣IF信號以恢復用於進行迴路控制的相位信息和振幅信息。
檢測的導頻用於表示迴路平衡或迴路零。然而，因為相對較低的IF頻率，所以該技術可以利用數字採樣提取振幅信息和相位信息(或者基於控制系統的I和Q)。對得到的採樣信號進行積分，並將它們送到振幅控制器和相位控制器(或者I控制器和Q控制器)以將差錯通路的振幅和相位調節到等於主延遲線通路的振幅和相位。
本發明利用正交方法分析導頻信號。將導頻信號分離為可以直接用於控制增益和振幅的正交分量。通過將信號分離為正交分量，直接提取控制信號的方向和振幅，而無需進行計算或迭代，因此顯著降低了迴路鎖定時間。利用數字採樣恢復用於控制迴路的相位信息和振幅信息。
採樣信號與基帶信號之間的連續360度相位調節可以調節定時信號，以便採樣器正確提取進行迴路鎖定所需的相位信息和振幅信息。由於在基帶進行定時或相位校準過程，所以不需要使用手動、電壓控制RF頻率移相器，或微調電纜長度進行校準。利用在微控制器的控制下有效的360度調節，通常可以校準系統而與電纜長度等無關。
可以在2GHz以上工作的高頻有源混合器31可以用於信號補償迴路設計中。這種設備的一個例子是，Motorola的MC 13143D晶片，它採用雙交叉耦合差分對設備(dual cross-coupled differentialpairs of devices)。這樣，可以實現線性混合，而且幾乎完全補償DC漂移。因為工作電流隨溫度的變化而發生漂移，所以兩個輸出互相跟蹤。
差分補償消除了大部分DC漂移，而且可以使這種混合器成功用於控制前饋設計中的信號補償迴路，這種混合器通常用於接收機的前端。由於信號工作電平非常低，所以可以非常容易地控制或屏蔽所產生的任何失真成分。利用這種設備進行信號補償控制的優點是，它的確起到GHz(高頻)線性乘法器的作用。由於在處理信號時這種設備實際上沒有閾值要克服，所以可以至少比進行信號混合和檢測的二極體方法的動態工作範圍增加10dB。
已經進行了基本概述，因此可以迅速理解本發明的特徵。根據以下結合附圖對本發明的優選實施例所做的詳細說明，可以更全面理解本發明。
附圖的簡要說明
圖1是示出信號補償迴路和差錯迴路控制器的、根據本發明的前饋放大器的方框圖；圖2是採用使用了線性混合器的笛卡爾迴路方法的信號補償迴路的方框圖；圖3是示出差錯迴路控制器的方框圖；圖4是用於加大根據本發明採用的連續波IF導頻信號的頻譜的原理框圖。
優選實施例的詳細說明圖1示出根據本發明的前饋放大器10。如圖1所示，定向耦合器以約10dB衰減(down)採樣RF輸入信號11，使得基本上所有(約90％)的RF信號仍沿著延遲線13。定向耦合器12採樣的信號送到複合(即，實部和虛部)調製器14，然後，在從定向耦合器30引入導頻信號後，主放大器15對該信號進行放大。對於RF輸入，它繼續通過延遲線13傳播，定向耦合器16在延遲線13採樣該信號，然後，將該信號作為基準送到第一迴路17，以下將第一迴路17稱為信號補償迴路。同時，採樣定向耦合器19採樣主放大器15的輸出，並由定向耦合器20將它耦合到RF輸入並相減(通過適當相位耦合)。主放大器輸出的信號用於消除RF輸入11，從而僅留下失真分量。定向耦合器21採樣該失真分量，將採樣的失真分量送到信號補償迴路17。信號補償迴路的目的是將主信號降低到最小，以下將更詳細說明其工作。
基本上是失真信號的剩餘信號通過複合調製器22傳播，並被誤差放大器24放大，然後，定向耦合器26將它引入主放大器15的輸出中(被延遲線25延遲)。定向耦合器26通常以10dB衰減引入。從誤差放大器24進行這種耦合可以對主放大器15的輸出進行糾錯。
在主放大器15的輸出端27，在以約30至40dB衰減進行採樣情況下，定向耦合器28採樣主放大器15輸出的減少的差錯信號。定向耦合器28輸出的信號用作差錯迴路控制器29的導頻輸入信號，差錯迴路控制器29控制複合調製器22，以產生導頻輸出信號，定向耦合器30將該導頻輸出信號引入主放大器的輸入端。差錯迴路控制器29控制複合調製器22，以使延遲通路與差錯通路相同並具有180°相差，從而對失真成分進行補償。
複合調製器14和22可以是IQ調製器，它們也可以是相位調節器和振幅調節器，因為工作原理是一樣的。
圖2是信號補償控制迴路17的詳細方框圖。利用高頻線性混合器31克服在信號補償迴路17設計中使用無源混合器的許多缺點。這種設備之一是Motorola的MC 13143D晶片，它採用雙交叉耦合差分對設備，而且它可以以2GHz頻率工作。採用這種設備的優點是，可以實現線性混合，而且幾乎完全補償DC漂移。因為工作電流隨溫度的變化而發生漂移，所以兩個輸出互相跟蹤。利用這種在處理信號時實際上沒有閾值要克服的混合器可以至少比進行信號混合和檢測的二極體方法的動態跟蹤範圍改進10dB。
圖3是差錯迴路控制塊29的詳細方框圖。將CW導頻信號28引入主放大器15通路。洩漏到差錯通路或者直接進入導頻接收機的任何導頻均將導致系統性能降低。因此，最好在主放大器通路的中間級引入導頻信號28，在中間級，導頻沒有機會洩漏到差錯通路的輸入中。然而，還可以在主放大器通路的輸入級、輸出級或者其他級引入導頻。引入的導頻最好低於要求的系統信號電平30至50dB。儘管可以採用其他引入電平，但是電平太高會產生過量的導頻洩漏，而引入電平不夠高則會導致迴路控制不充分。
在誤差放大器24的耦合器採樣導頻和輸出信號後，位於前饋系統輸出端的定向耦合混合器39產生輸出。帶通濾波器38衰減該輸出信號以防止過激勵混合器39。最好將輸出信號衰減10或20dB。因為在正常迴路工作期間，利用控制電路系統將導頻降低約另一個30dB或者置零，所以所採用的下變頻器(down converter)最好是具有大動態範圍的下變頻器。
最好利用較高增益的低頻(通常為100KHz或者更低)IF放大器33對通常低於500微伏的IF信號進行帶通放大。對於該應用，雙重斷開備用工作放大器令人滿意。通常，要求增益接近60dB(電壓增益1000)。IF放大器33的得到的輸出信號送到兩個信號採樣器34，這兩個信號採樣器34受控於數字處理器控制器35。信號採樣器34最好是由5伏邏輯電平驅動的CMOS模擬開關，但是也可以是任何其他模擬或數字開關。採樣器34從IF信號中提取振幅和相位，或者I信息或Q信息。控制積分器40對各採樣信號進行積分，並施加適當振幅和相位(或者I和Q控制器)以將差錯通路的振幅和相位調節到與主延遲線通路35的振幅和相位相同。
數字控制器組件35產生主基準信號供同步器36、基帶發生器41以及採樣開關34使用，而且還將時鐘信號送到微控制器(未示出)。將主基準信號下分頻為250KHz。將該250KHz信號送到八位計數器。八位輸出送到ROM(只讀存儲器)。加法器將該計數移位6位(64位計數)。將被移位的該八位字送到另一個同樣的ROM。兩個ROM均含有作為正弦變換表的代碼。數模轉換器輸出兩個其振幅相同、相位偏離90度、接近1KHz的正弦波43。將得到的正弦波形和餘弦波形43送到向量調製器41的I和Q輸入端。基帶信號43滿足產生抑制載波或抑制頻率偏移的單邊帶的要求，在本申請中，單邊帶用作導頻信號。
還將八位計數器和移位八位計數器的輸出直接送到4個八位比較器。微控制器的輸出端控制並設置基準數。微控制器設置在0至255之間遞增或遞減的八位數。比較器的八位輸出用於驅動雙穩態觸發器，該雙穩態觸發器產生採樣開關的波形。通過遞增該八位字基準字，微控制器可以在採樣信號與基帶信號之間進行連續360度相位調節。這種相位偏移調節使微控制器調節定時信號，以便採樣器提取適當相位信息和振幅信息，從而鎖定該迴路。
一旦正確確定了相位偏移，就將八位偏移數存儲到控制器內的非易失性存儲器，以便在接通電源時調用。由於在基帶進行定時和相位校準過程，所以通常不需要使用手動、電壓控制RF頻率移相器，或微調電纜長度進行校準。利用在微控制器的控制下可進行的360度調節，通常可以校準系統而與電纜長度等無關。
在迴路鎖定到導頻時，兩個信號採樣器34的標稱積分輸出為0。在這些積分節點出現的任何顯著電壓指出各迴路(振幅或相位)均失鎖(out of lock)。在正常工作過程中，這兩個迴路保持鎖定，因此這兩個積分器節點給出失真補償迴路系統的工作狀態。電壓範圍通常在+5伏與-5伏之間。簡單電阻分頻器將該電壓電平移位到其中心電壓為2.5伏的0伏至5伏之間，微控制器的模擬輸入端可以直接讀取該電壓。兩個迴路狀態輸出均連接到微控制器的模擬輸入端。
接通電源後的微控制器的基本功能是將導頻信息送到頻率同步器36。假定該系統事先已經在工作，將相位偏移數據送到加法器。在斷開電源之前，系統具有進行正常工作的所有信息。
微控制器的其他功能是內部系統接口、迴路故障監測、放大器控制以及自動校準。該接口用於傳送迴路控制系統狀態、控制外部手動校準或者用於一般的故障檢修。其他微控制器接口的功能是在控制迴路發生故障時以及在進行例行校準期間，關閉其他系統部件。
如果存在失鎖情況，則根據哪個迴路失鎖，微控制器採取行動。如果兩條第一迴路(信號補償迴路)狀態線之一顯示處於失鎖情況，則該微控制器立即關閉誤差放大器24和主放大器15。採取該行動是因為，第一迴路發生故障可能導致過激勵誤差放大器24和主輸出放大器15，這樣非常危險。經過短時間間隔之後，接通主放大器15，並重新檢驗迴路狀態。如果仍然失鎖，則斷開主放大器15。在永久關閉該放大器之前，可以編程該過程以循環預定次數。如果兩個失真補償迴路狀態之一顯示失鎖情況，則立即關閉誤差放大器24。微處理器嘗試進行自動校準試圖校正該問題。接通誤差放大器24，並重新檢驗迴路狀態。如果該迴路仍失鎖，則在永久關閉放大器24之前，重複進行自動校準幾次，這與第一迴路相同。
在迴路鎖定發生故障時以及在進行工廠校準和測試期間，微控制器可以根據周期或者根據接通電源進行自動校準。文本格式的自動校準指令集實現如下過程。收到外部命令或狀態信號後，微控制器將斷開誤差放大器24。監測兩條狀態線。微控制器將遞增相位偏移，直到相位狀態值取0，其電壓為2.5伏。這是因為，狀態電壓偏移，因此單向模數轉換器可以讀取全部動態範圍內的狀態信號。與此同時，振幅狀態線的電壓將顯著升高到高於0。由於利用數字方法對系統進行定時，所以在同一個偏移設置出現零和峰值。一旦檢測到該零和峰值，則微控制器接通誤差放大器24並監測迴路狀態電壓。兩個電壓均降低到表示迴路鎖定情況的0(2.50伏)。最好編程該過程在每次接通電源時執行該過程，但是也可以利用外部信號發出的命令，或者利用失鎖(故障)情況執行該過程。由於部件老化是發生迴路故障的主要原因，而且迴路故障是前饋放大器發生故障的最常見原因，所以一般認為，在系統控制器技術中，自動校準特性主要在於可靠性的進步。
圖4是用於加大根據本發明採用的連續波IF導頻信號的頻譜的原理框圖。
利用特定的說明性實施例對本發明進行了說明。顯然，本發明並不局限於上述說明的實施例，而且本技術領域內的普通技術人員可以在本發明的實質範圍內對其進行各種變化和修改。
權利要求
1.一种放大器裝置，包括用於接收待放大的信號的輸入端、用於提供放大的輸入信號的輸出端以及對其應用了前饋補償的主放大器，該放大器裝置包括信號調製電路，用於產生CW頻移導頻信號；混合器，用於將導頻信號下變換為IF信號；數位訊號處理器電路，用於數字採樣IF信號。
2.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中通過利用導頻基準信號調製基帶信號，頻移該導頻信號。
3.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中通過數字採樣IF信號提取IF信號的I信息和Q信息。
4.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中通過數字採樣IF信號提取IF信號的振幅信息和相位信息。
5.根據權利要求3所述的放大器裝置，其中將I信息和Q信息送到I控制器和Q控制器以將差錯通路的振幅和相位調節到等於主延遲通路線的振幅和相位。
6.根據權利要求4所述的放大器裝置，其中將I信息和Q信息送到I控制器和Q控制器以將差錯通路的I和Q調節到等於主延遲通路線的I和Q。
7.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中利用CMOS模擬開關進行採樣。
8.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中利用數字開關或門，進行數字採樣。
9.根據權利要求8所述的放大器裝置，其中利用FPGA晶片，進行數字採樣。
10.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中將導頻信號引入主放大器通路的中間級。
11.根據權利要求10所述的放大器裝置，其中該引入比要求的系統信號電平低30至50dB。
12.根據權利要求1所述的放大器裝置，該放大器裝置進一步包括用於衰減輸出信號以防止它過激勵產生IF信號的下變頻混合器的衰減器。
13.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中在採樣信號與基帶信號之間進行連續360度的相位調節以調節定時信號，以便採樣器提取正確的相位信息和振幅信息用於相位和振幅迴路鎖定。
14.根據權利要求13所述的放大器裝置，其中進行校準不需要使用手動、電壓控制RF頻率移相器，或微調電纜長度。
15.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中在信號補償迴路失鎖後，關閉誤差放大器和主放大器。
16.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中在失真補償迴路失鎖後，關閉誤差放大器。
17.根據權利要求16所述的放大器裝置，其中將自動校準作為正確校正執行以使失真補償迴路重新鎖定。
18.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中周期性地進行自動校準。
19.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中接通電源後，進行自動校準。
20.根據權利要求1所述的放大器裝置，其中在在工廠進行校準和測試期間進行自動校準。
21.一种放大器裝置，包括對其應用了前饋補償的主放大器，該放大器裝置包括信號補償迴路和失真補償迴路，分別具有獨立控制功能，用於將導頻信號降低到最小；信號補償迴路，採用笛卡爾迴路方法，用於控制信號補償迴路以同時檢測相位信息和振幅信息；笛卡爾迴路，採用高頻線性混合器，用於控制信號補償迴路。
22.根據權利要求21所述的放大器裝置，其中高頻有源混合器是雙交叉耦合差分對設備。
23.根據權利要求21所述的放大器裝置，其中使用該混合器基本補償DC漂移信號。
24.根據權利要求20所述的放大器裝置，其中該混合器可以利用從接近DC到2.4GHz之間的輸入信號工作。
25.根據權利要求21所述的放大器裝置，其中該混合器是Motorola MC13143D乘法器。
26.根據權利要求21所述的放大器裝置，其中使用所述線性乘法器至少比進行信號混合和檢測的二極體方法的動態工作範圍改進10dB。
全文摘要
一種包括對其應用了前饋補償的主放大器的放大器裝置，其中該放大器裝置包括用於接收待放大的信號的輸入端、用於提供放大的輸入信號的輸出端、用於產生CW頻移導頻信號的導頻信號調製電路、用於將導頻信號下變換為IF信號的混合器以及用於數字採樣IF信號的採樣電路。該放大器裝置包括分別具有獨立控制功能，用於將導頻信號降低到最小的信號補償迴路和失真補償迴路。信號補償迴路採用用於控制信號補償迴路的笛卡爾迴路方法，以同時檢測相位信息和振幅信息。笛卡爾迴路採用高頻線性混合器，用於控制信號補償迴路，該高頻有源混合器是可以利用從接近DC到2.4GHz之間的輸入信號工作的雙交叉耦合差分對設備。
文檔編號H03F1/32GK1483242SQ01821146
公開日2004年3月17日 申請日期2001年12月21日 優先權日2000年12月22日
發明者察爾斯·金茲勒, 察爾斯 金茲勒 申請人:典範無線系統公司