用於高效率的信號發射機的三重E類Doherty放大器拓撲的製作方法
2023-05-18 10:08:21
專利名稱：用於高效率的信號發射機的三重E類Doherty放大器拓撲的製作方法
技術領域：
本發明涉及功率放大器。具體地，本發明涉及在非峰值平均功率電平處其包絡被幅度調製的信號的有效放大，以及特別是應用這種信號在RF頻率的線性放大直到高的功率電平。
背景技術：
在無線通信標準中對於較高的數據速率和帶寬效率的要求使得設計者實施變化的包絡調製格式。這些格式的變化的AM內容允許在給定的帶寬中發送附加信息。這個變化的包絡大大地約束了無線設備中功率放大器線性地發送波形的能力。另外，變化的包絡呈現「峰值對均值」比，其中平均的包絡功率可能大大地低於峰值包絡功率。理想地，功率放大器將能夠傳遞峰值功率，而同時工作在低得多的平均功率。然而，對此所做的嘗試典型地導致功率放大器從峰值「回退(backing-off)」，以避免輸出波形的削波和失真。這也導致關聯的、效率從峰值的大的下降。而且，功率放大器的線性度常常要求它的輸出功率回退，甚至遠離PSAT((dBm)-PeakToAvgRatio(峰值對均值比)(dB))，以便滿足在鄰近信道功率抑制(ACPR)和誤差矢量幅度(EVM)方面的進一步的約束條件。最少，功率放大器必須為輸出功率提供「頂部空間(headroom)」，以便實際上達到峰值輸出功率，以及不過早地飽和。因此，就效率而言，關鍵是功率放大器拓撲能夠在高功率電平下保持效率。
用於在「回退」功率條件下擴展峰值效率的一個已建立的技術是「Doherty(多赫蒂)」放大器，它的一個例子顯示於
圖1的示意圖中。Doherty裝置2使用兩個功率放大器4、6，它們在不同的輸入功率電平下達到飽和。這允許一個放大器先於第二個放大器達到飽和及峰值效率。因為具有較高的輸出負載阻抗的功率放大器在較低的輸出功率電平下達到飽和，所以第二放大器引起的對第一功率放大器的動態加載可以改變它飽和與達到峰值效率時所處的輸出功率電平。這個特性允許它在一個輸出功率的範圍內運行在飽和模式下，因為它的負載阻抗隨著輸出功率增加而減小。通過專門的功率組合負載網絡8而達到這種動態加載和在輸出功率範圍內輸出阻抗的變化。
在所示的典型示例性實施方案中，這個輸出功率組合器8利用特性阻抗為35.36歐姆的四分之一波長變換器10，把負載電阻從50歐姆變換成在輸出組合器節點8處的25歐姆。特性阻抗為50歐姆的第二個四分之一波長變換器12把輸出組合器節點阻抗變換成在載波功率放大器4的輸出端處看到的阻抗。為了校正在兩個放大器4、6的通路之間的相位差，把四分之一波長傳輸線14插入到峰值放大器6的輸入端，使得它們在它們的輸出端處相干地相加。初始地，當峰值放大器6關斷時，負載網絡16呈現2*ROPT＝100歐姆的負載阻抗給圖1的載波功率放大器4，以及峰值功率放大器的高阻抗不會給輸出組合器節點加上很大的負載。
對載波功率放大器4呈現的較高阻抗迫使它在達到最佳負載阻抗之前更早地飽和。在示例的情形下，如圖1所示，2*ROPT負載迫使它在峰值以下3dB處飽和。一旦峰值放大器6工作，它的有限輸出阻抗開始減小載波功率放大器4的負載阻抗，直至一個該載波和峰值放大器4、6傳遞相等的功率到它們自己的相應局部負載阻抗ROPT＝50歐姆時的點。
兩個功率放大器相等地傳遞的效果是，它們比起單獨一個功率放大器多提供3dB輸出功率，以及假如載波放大器4提早3dB飽和，則放大器對4、6提供淨6dB的功率範圍，在這個範圍內效率被保持為接近於峰值飽和的效率。這個功率範圍是包絡變化在功率放大器輸出上忠實還原而同時保持峰值飽和效率所需要的關鍵的「頂部空間」。
Doherty配置的先前的實施方案利用B類放大器作為載波放大器，以及利用C類放大器作為峰值放大器，如圖1所示。使用C類峰值放大器是因為它具有如下的獨特性質，即僅當門限輸入功率被傳遞給它時，它才接通(turn on)。這個特性使得便於驅動兩個功率放大器，和使用這個門限性質在載波放大器的飽和點處接通該峰值放大器。
附圖簡述圖1是在本發明中可被利用的現有技術Doherty放大器電路的示意圖；圖2是顯示用於本發明所利用的放大器的負載網絡的輸入調製電路示意圖3是按照各種功率放大器的類別拓撲的、各種功率放大器的理論峰值效率的圖形表示；圖4是利用在本發明中應用的輸入調製方法的、現有技術Doherty放大器配置的示意圖；圖5是按照本發明的Doherty放大器的第一實施例的示意圖；圖6是按照本發明的Doherty放大器的第二實施例；圖7是按照本發明的Doherty放大器的第三實施例，它實施反饋環作為另一個配置；圖8是用於將開關波形輸入提供到標準E類輸出負載匹配網絡的另一個有源開關電路的示意圖；以及圖9是顯示復用的輸入的另一個替換實施例。
發明概述本發明把對Doherty概念的新穎擴展引入到兩個以上級，由此擴展了可以得到峰值效率的輸出功率範圍。藉助於具有顯著較高效率的E類放大級的使用進一步描述這些結構的一般性應用。具體地，利用了E類放大器，以及實施由本發明人提出的輸入調製方法。這些實施方案在同時提交的案件參考號P10550-US1-BMOT、P10551-US1-BMOT、和P10552-US1-BMOT中被揭示，這些案件在此引用以供參考。
按照本發明，揭示了放大器電路的第一實施例，包括至少三個E類放大器，接收來自至少一個信號源的分開的幅度和相位信息；在該信號源與到至少兩個放大器的輸入端之間連結的至少一個第一阻抗調節裝置；以及連結到該放大器的輸出端的多個第二阻抗調節裝置，以便把輸出組合成該電路的輸出。
本發明的另一個方面，揭示了放大器電路的另一個實施例，包括至少一個信號源，產生多個數字幅度調製的信號和一個數字相位調製的信號；以及第一E類載波放大器，被連結來接收該幅度調製信號之一和該相位調製信號。第一E類峰值放大器被連結來接收該幅度調製信號中的另一個和通過一個或多個阻抗調節裝置來接收該相位調製信號。第二E類峰值放大器被連結來接收該幅度調製信號中的另一個和通過一個或多個阻抗調節裝置來接收該相位調製信號。組合電路通過一個或多個阻抗調節裝置連結該放大器的輸出端。
本發明也可以體現在一個提供高效率的信號放大的方法中。該方法包括以下步驟提供第一數字幅度波形到E類載波放大器；提供第一數字相位波形到第一E類峰值放大器；提供第二數字相位波形到第二E類峰值放大器；提供共享的數字相位波形到該載波和峰值放大器；以及通過一個或多個阻抗調節裝置組合該載波和峰值放大器的輸出，以產生放大的信號輸出。
從藉助附圖顯示和描述的本發明優選實施例的以下說明，本領域技術人員將容易明白本發明的優點。正如將會看到的，本發明能夠作出其他的和不同的實施例，以及它的細節能夠在各個方面進行修正。因此，附圖和說明應當被看作為說明性的，而不是限制性的。
優選實施例詳細描述1.E類放大器中用於包絡恢復的輸入調製。
上面提到的和這裡揭示的各种放大器實施例涉及到飽和E類放大器的使用。放大器的輸入以各種方式被調製，以便改變輸出功率。在這裡可以使用這些方法中的每個方法，但為了連續性的目的，這裡在優選實施例中使用TIMER(使用用於包絡恢復的輸入調製的發射機)輸入調製方案作為例子。本實施例中TIMER方案的使用涉及到在如圖2所示的B類設計中利用雙柵極FET器件作為有源開關元件。通常，一個開關被僅僅相位恆定的包絡信息驅動，而另一個開關被使用來調製輸出功率包絡。這種第二包絡終端的使用允許功率放大器與驅動電平無關地被接通，從而為峰值放大器通常根據輸入驅動功率電平而接通的、像Doherty那樣的方案提供更多的靈活性。
現在轉到附圖，其中相同的數字表示相同的元件，圖2是有源器件開關電路210與輸出負載匹配網絡212組合以組成E類放大器201的圖。電路210優選地包括一對開關器件214和216，每個開關器件可被獨立地控制以便對流過這對器件的總電流呈現不同的電阻。開關器件應當是具有高速開關能力的較低最小「接通」電阻器件，一個例子將是由MwT公司製造的MwT-5雙柵FET(參考http//www.mwtinc.com/cat/fets/htm/new-htm1/MwT-5_1.htm)。這些器件對於本實施例僅僅是示例性的，並且按照本領域技術人員的知識可以用各種各樣的其他元件或結構來替代所描述的元件。
開關器件214、216被串聯地連結或「級聯」，並按照所示的那樣在節點217處被連接到輸出負載匹配網絡212。每個電晶體214和216的柵極214a和216a從初級波形(primary vaveform)分別接收相位信息224和幅度信息226。進入電晶體214和216的柵極214a和216a的所接收信息224和226被利用來按照輸入的初級波形改變電晶體的開關電阻，以便在節點217處產生次級波形。
實施的標準E類放大器包括單個電晶體開關；和輸出負載匹配網絡212。在有源開關器件210與這個標準E類輸出負載匹配網絡212之間的連接節點217包括連接到電源電壓Vdd 234的電感線圈232。電容236包括來自有源器件並與有源器件輸出阻抗相併聯的寄生電容。包含電容240和電感242的調諧電路濾波器238串聯地連接到電抗元件244和負載電阻246(標稱值50歐姆)。典型地，在節點217處從開關接收頻率和相位調製信息，以及通過在234處電源電壓Vdd的變化而接收幅度調製信息。然而，在本例中，正如下面描述的，相位和幅度信息224和226都是在214a和216a處作為開關輸入被接收的，以及該輸入端被使用來把相位和幅度信息組合成在節點217處的想要的信號，這樣，傳遞到負載246的最後的信號就是所想要的。
匹配網絡220被連結到有源開關器件214的輸入柵極214a，以提供從相位調製源到開關器件214的最佳功率輸送。匹配網絡220可按照已知方法包括多個電抗元件。另一個匹配網絡221被連結到有源開關器件216的輸入柵極216a，以阻礙任何相位信息到達幅度調製源，而同時仍舊提供從幅度調製源到開關器件216的低頻通路。這個第二匹配網絡221也可按照已知方法包括電抗元件的組合。
在工作期間，有源開關器件214按照接收的相位信息224通過柵極214a被選通和被關斷。同樣地，開關器件216按照在柵極處接收的包絡信息226通過輸入216a被選通和被關斷。假如一個開關以RF頻率在完全關斷狀態與完全接通狀態之間切換，則在放大器201的匹配網絡212的負載46上的輸出由開關器件對214和216的總的「接通」電阻確定。該輸出能夠被具有較高的「接通」電阻的開關調製。在本例中，因而開關216可用低頻信號驅動，以使得開關216的「接通」電阻產生靈活調節的輸出幅度，並因此恢復輸出的包絡幅度。第二開關216可連續地變化，並且允許「接通」電阻的平滑的連續變化，以及輸出包絡幅度的相關的連續變化。
開關器件216緩慢地改變包絡信息。在電路210的開關結構中這個信息的作用是提供在相位信息輸入端與連接到負載網絡的節點的高速開關之間RF饋通的附加的隔離。開關器件214接收高頻輸入，並且具有用於增強穩定性的、至負載感抗接地的直接源連接。在開關214和216之間的節點215跟隨連接到負載網絡的輸出節點，由此使得開關216以與下面開關相同的頻率接通和關斷。開關器件214接收高頻輸入，並且具有用於增強穩定性的、至低感抗接地的直接源連接。優選地，開關能夠以高的頻率進行開關，以使得從這個級聯結構中得到最大增益和效率。
本開關電路210有利地允許單個RF輸入到匹配網絡212和第二低頻基帶包絡輸入，以便實現進入匹配網絡212的輸入所需要的可變「接通」電阻。這減少在寶貴的電路板不動產上對多個RF輸入端和相關的高頻信號線的需要。而且，對於多個匹配網絡或先於實際匹配網絡212的復用功能的需求就不需要了。
在E類裝置中，峰值效率比C類配置高得多，理論上是100％對85％(對於C類情況中的73.5°導通角)，如圖3所示。在RF頻率下E類對C類的實際可達到的效率分別超過80％對65％。TIMER方案的一個缺點是，對於需要包絡變化的調製格式，平均效率作為所需要的輸出功率回退的函數而下降。在仿真環境下，3dB峰值對均值比導致大於80％的峰值效率，但平均效率卻約為50％。這種效率的跌落的產生是因為在有源器件的增加的開關接通電阻上的固有損耗，而其是輸出包絡的調製的基礎。
II.包括輸入調製E類技術的Doherty概念.
圖4上顯示使用E類放大器的TIMER輸入調製的Doherty方案的實施例的第一實施方案。在這個實施例中顯示的兩個放大器404、406都由僅僅相位恆定的包絡信號驅動，以及分開的包絡調製輸入被使用來交錯排列載波和峰值放大器的輸出功率，以便導致擴展的峰值效率範圍。當載波放大器在峰值放大器關斷的情況下在峰值功率和效率下達到飽和時，峰值放大器被接通，並且效率範圍被擴展到這樣的點，即在該點處，兩個放大器同等地傳遞它們的峰值輸出功率，並且達到最大組合的輸出功率。
III.多級Doherty概念按照本發明，Doherty概念被擴展來試圖增加峰值效率的範圍，以便超出從峰值回退6dB。這是通過使用比如圖4所示的僅僅兩級更多的級而完成的。在圖5的放大器電路501中顯示有三級Doherty配置，它代表峰值效率擴大到從峰值回退9.5dB。如圖所示，三個連結的E類放大器504、506和508按照示意圖所示的那樣被安排。放大器504充當載波放大器，而放大器506和508分別充當第一和第二峰值放大器。輸出端504a、506a、和508a分別由具有50歐姆和17.68歐姆的特性阻抗的四分之一波長線來連結。放大器的輸出端在514a處連結到25歐姆的四分之一波長線514。四分之一波長線514接著又連結到RF輸出端518和負載阻抗516。
數位訊號處理器(DSP)500產生通過輸出端540、542、543、544的分開的幅度和相位波形，它完全控制在相位和幅度信號通路之間引入的延遲。輸出端540、542和546分別輸出用於載波和峰值功率放大器504、506和508的幅度調製信號。高比特率的數字-模擬轉換器550、552和556分別連接到輸出端540、542和546，以便在連接到放大器504、506和508之前把來自DSP500的數位訊號轉換成模擬信號。
DSP 500的輸出端543產生以RF頻率的共享的相位調製波形，以便輸入到放大器504、506和508。輸出端543把來自DSP 500的數位訊號輸入到高比特率的數字-模擬轉換器554，以便把信號變換成模擬格式。如果需要的話，轉換器554接著連結到正交調製上變頻器560和帶通噪聲濾波器562。對於基帶幅度調製信號不需要濾波器。
帶通噪聲濾波器562的輸出被直接輸入到E類載波放大器504。在線路520上提供的相位調製信號由在第一和第二峰值放大器506和508的輸入端處的50歐姆的四分之一波長線進行阻抗校正。具體地，四分之一波長線522連結到放大器506的輸入端，以及一對四分之一波長線524a和524b串聯地連結到峰值放大器508的輸入端。
圖5的結構的一個優點是，對於抑制帶外噪聲只需要用於共享的相位調製RF信號的單個濾波器，原因在於幅度調製基帶信號不需要濾波。數位訊號處理器(DSP)被使用來生成全部三個需要的信號，並且高比特率數字-模擬轉換器(DAC)被使用來輸出用於功率放大器輸入的高解析度的模擬信號。在本實施方案中，需要還是不需要對RF頻率相位調製輸入信號進行帶通濾波，取決於調製器塊的結構和所應用的具體通信標準。
電路501的原理類似於基本的Doherty，它具有以下的放大器順序行為和四分之一波長傳輸線的負載網絡對每個放大器504、506和508呈現的相應的輸出阻抗。
用於對放大器級呈現這些特定阻抗的裝置是本發明的新穎的組合器網絡，其中如圖5所繪製的四分之一波長線被安排成使得在載波放大器504和第一峰值放大器506之間的四分之一波長線510的特性阻抗被規定為ZOC＝2*ROPT(1)其中ROPT被規定為用於該載波放大器的最佳負載阻抗。在第一峰值放大器506與第二峰值放大器508之間的四分之一波長線512被規定為具有以下的特性阻抗ZOP＝ROPT/(2)3/2(2)在第二峰值放大器508與負載阻抗516之間的四分之一波長線514被規定為具有以下的特性阻抗ZOL＝(RLROPT)1/2/2 (3)圖5的三級的例子的運行按照上表的順序進行，以及從單個載波放大器504接通電源開始，該放大器在它的輸出端呈現有100歐姆負載。因為本例的載波放大器是在50歐姆的負載阻抗上對於峰值功率輸出被最佳化的，所以它將在比最佳情形低3dB的輸出功率處飽和。當第一峰值放大器506接通時，饋送到四分之一波長線512的兩個支路(輸出端506a和四分之一波長線510)增加阻抗，因為並聯的兩個功率源饋送給該25歐姆阻抗。結果，對四分之一波長線510呈現的阻抗增加一倍到50歐姆，以及變換到載波放大器504的輸出端的逆向阻抗降低一倍到50歐姆。對於第一峰值放大器506呈現的阻抗也是50歐姆，以及兩個放大器傳遞相等的輸出功率，所述相等的輸出功率組合後得出比在載波放大器單獨工作的順序1下大約高出6dB的總輸出功率。當第二峰值放大器按照表中的順序3接通時，對於第二峰值放大器508(508a)的輸出端和四分之一波長線512呈現的阻抗增加一倍為25歐姆。通過四分之一波長線512的逆阻抗變換，對於第一峰值放大器506和載波放大器504的輸出端呈現的阻抗分別為25歐姆和100歐姆。第二峰值放大器在它的輸出端處也看到25歐姆負載，以及第一和第二峰值放大器傳遞相等的功率，達到全部放大器方案所能夠達到的最大值，比順序2大約高出3dB，以及比順序1高出完整的9dB。如上表所示的各個放大器功率電平的總和導致總的放大器輸出功率，並且在超過9dB的範圍內保持峰值效率。選擇這些輸出阻抗級和四分之一波長阻抗逆傳輸線的相應值的關鍵方面是，對關斷的放大器呈現的和正要上升的輸出阻抗必須大於使輸出功率和效率都快速下降的臨界低電阻值。如果該電阻太低(在上表中放大器508的情形下是12.5Ω)，則由於放大器508開始起作用而引起的瞬變將在整個放大器電路501的漏極效率(drain efficiency)中造成相當大的傾斜。
對於這種配置的仿真表明，峰值效率保持在接近於80％。該配置被設計成峰值正好在整個放大器電路501的峰值輸出功率以下3dB。這對於具有3.2dB的峰值對均值功率比的信號(諸如IS-136和EDGE)是理想的特性。添加第三放大器路徑(峰值放大器508)是為直到9dB輸出功率回退的高得多的效率而準備的，以及比起兩通路的Doherty配置的二通路CEDA實施方案，這大大地擴展了峰值效率的功率範圍。
這個概念的另外的擴展是不同地規定放大器的尺寸，以及不同地設計四分之一波長傳輸線，使得達到更寬的動態範圍。通過把載波放大器規定為小於峰值放大器的尺寸，效率的最低峰值將出現在低得多的功率電平上，以及可以相對給定的通信系統的特性進行優化。當載波和峰值放大器傳遞相同的峰值功率的能力受到這一情形限制時，在上表的順序1和2、以及2和3之間的功率電平上的效率將變得較小，造成在放大器傳遞相等功率的那些順序之間的功率電平上的效率有更大的傾斜。這個現象的某些緩和可以通過最佳地規定四分之一波長傳輸線的尺寸來實現，從而優化對該放大器的組合呈現不相等阻抗的功率電平。
本三級實施例的一個另外的擴展是再加上另一條通路，成為總共四條通路。圖6的電路圖顯示這一情形，其中顯示一個四重放大器電路，包括載波放大器604和三個峰值放大器606、608與609。為了簡明起見，圖5上顯示的上變頻器塊和帶通濾波器部件在圖6上未示出。四個放大器604、606、608和609規定四個級603、605和607，包括如圖所示的第四級611。第四級611包括第三峰值放大器609，所述第三峰值放大器609被連接以便通過輸入端609b從信號產生源接收幅度調製的信號。峰值放大器609也通過如圖所示的被串聯連結的三條四分之一波長50Ω阻抗線613、615和617接收共享的相位調製輸入。載波放大器604的輸出604a通過100Ω的四分之一波長618連結到第一峰值放大器606的輸出端606a。這些輸出進而又通過35.35歐姆的四分之一波長線614連結到第二峰值放大器608的輸出端608a。這些輸出進而又通過17.68歐姆的四分之一波長線612連結到第三峰值放大器609的輸出端609a。電路601的其餘部分類似於以上圖5所示的部分。
這個實施方案進一步擴展峰值效率的動態範圍，並且附加通路可被實施，直至該電路開始超過在四分之一波長傳輸線的設計中所要求的特性阻抗的合理的範圍、使附加的包絡終端電壓預失真的複雜性以及面積和輸出損耗開始影響性能為止。這些限制依賴於核心放大器的設計和所實施的傳輸線技術。而另一個含義是，當載波放大器單獨工作時它所看到的非常高的阻抗將變得非常高，以及E類的效率最終將大大地惡化，但其運行的效率仍舊比在那個最小功率下有較少通路的放大器的效率高。
A.預失真任選項對於標準Doherty配置，需要某種幅度和相位預失真，以使得在輸入上的包絡調製變換成滿足鄰近信道功率比(ACPR)和誤差矢量幅度(EVM)的線性度指標的想要的輸出包絡。這個實施方案顯示於圖7，其中相位被調節，以使得AM/PM可被補償。具體地，可規定對於任何給定的想要輸出的獨特輸入波形，以使得基帶數位訊號處理器可正確地產生該校正的輸入波形。這種預失真方法在本領域是熟知的。替換地，附加的反饋環可被實施為按照任何長期降級要求來周期地更新該輸入-輸出關係。例如，反饋環702可被使用來感測來自天線774的任何電壓駐波比(「VSWR」)反射。反饋環然後可以在幅度信息被放大器704、706和708接收之前控制數位訊號處理器700來調節幅度信息，以便針對任何VSWR反射進行校正。通過把這種預失真放置在適當的位置，可以以極高的效率實現放大器模塊的線性度。
這個實施方案與使用C類和B類放大器的標準Doherty放大器的不同之處在於幾個方面。例如，在E類放大器中在輸入端使RF恆定的包絡相位信息與較低的頻率包絡調製分離開，從而允許第二功率放大器被該包絡調製終端接通，而不是僅由組合的I/Q調製的RF信號的驅動電平來接通。
此外，對於E類實施方案的峰值效率高得多，從而允許在相同的功率放大器模塊內使用極高效率的、恆定的包絡調製。而且，使用從電池電壓逐步減低固定的DC電壓便允許一直到極低的電壓的相同的效率性能。這些電壓甚至低於使用B類或C類放大器的標準Doherty實施方案。最後，通過使用E類放大器，可能會有特別的優點。這些放大器允許最小的電路小片(die)尺度，以及允許所有種類放大器的最小單級功率放大器。對於其他放大器拓撲，穩定使用超小柵極尺度FET的潛力是不可能的。
這種配置在較低的輸出功率電平下的效率由載波放大器單獨控制，因為峰值放大器被關斷。這個效率將優於尺寸適用於峰值輸出功率的單個E類放大器，因為載波放大器被設計成在比建議的三級Doherty E類模塊的峰值輸出功率大約低3dB處飽和。這導致整個效率曲線在功率上向下移動大約3dB，以及在所有的電平下有淨的更高的效率。
B.其他實施方案本發明也可以以替換的配置被實施。最重要地，其他輸入調製方案可與本發明的實施方案一起來應用，或者代替這裡說明的TIMER方案或者附加到這裡說明的TIMER方案來使用。
1.有源開關輸入調製例如，圖8顯示有源器件開關電路810與輸出負載匹配網絡812相組合來組成放大器801的圖。電路810優選地包括被連結到調諧的濾波器815的單個開關器件816。該開關器件816應當是具有高速開關能力的較低最小「接通」電阻器件，一個例子是由日立(Hitachi)公司製造的2SK2922 LDMOS RF分立FET電晶體(http//www.Hitachi.co.jp/Sicd/English/Products/transise.htm)。這些器件對於本實施例僅僅是示例性的，以及按照本領域技術人員的知識可以用各種各樣的其他元件或結構來替代所描述的元件。濾波器815優選地包括串聯連結的電容818和RF扼流圈819，並通過它們的中心連接節點連結到開關器件816的柵極輸入端816a。這些器件僅僅是示例的，以及按照本領域技術人員的知識可以用各種各樣的其他元件或結構來替代所描述的元件。
濾波器815利用電容818和RF扼流圈819，以便把組合的DC包絡和RF相位波形相加。通過使用這個優選的配置來組合該波形，「接通」電壓中的變化是小的，以及「接通」電阻進而又能夠以最小失真受到控制。
如圖所示，開關器件816又被連結到放大器812的負載網絡輸入端817。開關器件816的柵極816a從初級波形接收相位信息824和幅度信息826的組合的輸入，它們分別通過輸入端815a和815b被輸入到濾波器815。匹配網絡820被連結到輸入端815a，以便把最佳功率從相位調製源通過調諧的濾波器傳送到開關器件816的輸入柵極816a。匹配網絡820可包括多個按照已知的方法的電抗元件。接收的信息824和826被利用來按照輸入的初級波形改變開關器件816的開關電阻，以便為放大器輸入端817產生次級波形。
在運行期間，有源開關器件816按照組合的接收的相位和幅度信息824和826通過柵極816a被選通和被關斷。假如器件816以RF頻率在完全關斷狀態與完全接通狀態之間進行切換，在匹配網絡812的負載電阻846上的輸出就由開關器件816的調製的「接通」電阻來確定。開關816因此可以使用低頻信號來驅動，以使得開關816的「接通」電阻產生一個靈活調節的輸出幅度，並且因此恢復該輸出包絡幅度。
開關器件816緩慢地改變包絡信息。在電路810的開關配置中這個信息的功能提供在相位信息輸入端與連接到負載網絡的節點的高速開關之間RF饋通的附加隔離。
本開關電路810有利地允許單個RF輸入到匹配網絡812以及低頻基帶包絡輸入，以便實現對於輸入到匹配網絡812所必須的可變的「接通」電阻。這減小對於在寶貴的電路板不動產上多個RF輸入端和相關的高頻信號線的需要。而且，對於多個匹配網絡或先於實際的匹配網絡812之前的復用功能的需求就不需要了。
2.復用的輸入調製在另一個輸入調製實施方案中，可以利用復用的輸入包絡恢復電路，如圖9所示。具體地，圖9是有源器件開關電路910與輸出負載匹配網絡912相組合組成放大器901的圖。電路910優選地包括控制裝置914和多個開關器件916、918、920和922，每個開關器件具有不同的電流電阻和控制裝置914。控制裝置優選地是復用器，諸如通常可從Motorola公司得到的那種。開關器件應當是具有高速開關能力的較低最小「接通」電阻器件，一個例子是由日立(Hitachi)公司製造的2SK2922LDMOS RF分立FET電晶體(http//www.Hitachi.co.jp/Sicd/English/Products/transise.htm)。這些器件對於本實施例僅僅是示例性的，以及按照本領域技術人員的知識可以用各種各樣的其他元件或結構來替代所描述的元件。
控制裝置914從初級波形接收幅度信息924和相位信息926。相位信息926和幅度信息924被接收，進入到控制裝置914的輸入端914a和914b。匹配網絡928連結到輸入端914b，以便把最佳功率從相位調製源通過控制裝置914傳送到開關器件916、918、920和922的輸入柵極916a、918a、920a和922a。匹配網絡928可包括多個按照已知的方法的電抗元件。替換的實施例可包括和/或用跟隨在控制裝置914後面的各個匹配網絡代替匹配網絡928，以便為這些不同的尺寸的開關器件916、918、920和922進一步優化輸入匹配。
控制裝置914使用幅度信息924，來從多個開關器件916、918、920和922中選擇一個有源開關器件。開關器件916、918、920和922由控制裝置914通過輸入端916a、918a、920a和922a加以控制。在選擇有源開關器件後，控制裝置914使用相位信息926，來控制有源開關器件以便在節點917處產生輸入到放大器負載網絡912的次級波形。
在運行期間，控制裝置914按照相位信息926控制有源開關器件。控制裝置914優選地根據相位信息926接通和關斷有源開關器件。結果，開關電壓在有源開關器件的零與峰值開關電壓之間變化。
因為開關器件916、918、920和922，每個具有不同的「接通」電阻，所有當它們被激活時，每個都呈現不同的峰值開關電壓。控制裝置914按照幅度信息924選擇有源開關器件，以達到想要的峰值開關電壓。通過在給定的時間段內選擇適當的有源開關器件，開關電壓的峰值幅度可以被改變，以產生初級波形的幅度包絡的整量化近似。當有源開關器件上的電壓響應於相位信息926而變化時，它被限制於按照幅度信息選擇的特定有源開關器件的峰值開關電壓。優選地，幅度信息924和相位信息926被使用來產生近似於初級波形的次級波形。然後，次級波形作為輸入被提供到放大器901的匹配網絡912。
C.四分之一波長延遲和傳輸線的高介電質的使用也預期其他實施方案。例如，在以上的實施例中可以使用高的電介質材料來縮小組合器網絡。有效的電長度是其上製造微帶傳輸線的材料的相對介電常數的函數。電長度依賴於εr的平方根的倒數。在相對介電常數為4的FR4標準PCB材料上構建用於1GHz操作的傳輸線，將意味著，每條四分之一波長線在長度上大約是1.48英寸。這可通過使用相對介電常數約為80的高的介電質材料而被縮短到約0.33英寸。採用高的介電質材料的混合模塊組件可以被實施以便大大地減小解的大小。
D.步進式DC電源電壓的使用在另一個替換例中，DC控制電壓可被修改為在較低的離散功率狀態下達到峰值效率。在這個方案中使用的E類放大器的附加特徵是，在DC電源電壓下降時，它們對於給定的負載網絡比起所有其他的拓撲更好地保持它們的效率。這是由於輸出阻抗隨著電源電壓降低而變化以及功率放大器的輸出匹配的惡化造成的。在E類配置中，對於精確的電容值的寬的容限引起AM/PM特性的某種變化，但對效率沒有很大的影響。因此，DC電源電壓可以按固定的增量被控制，這樣，DC電平可控制絕對平均功率電平，保持相位驅動和包絡調製對輸入驅動是相同的。與前面的實施例一樣，AM/PM隨DC電源電壓的變化將需要某種相位預失真，但效率被保持在峰值水平一直到非常低的功率。
當然，應當看到，對於上述的優選實施例可以組成各種各樣的改變和修正。例如，不同的技術可被使用於在上述的優選實施例的電路中顯示的開關器件，以利用每個元件的能力和不同的功能性。這樣的替換，考慮使用用於調製包絡的上或下開關的性能折衷，對於每種情形是不同的。
因此，上述的詳細的說明旨在被看作為說明性的而不是限制性的，以及將會看到，正是以下的權利要求，包括所有的等價物，旨在規定本
權利要求
1.一种放大器電路，包括至少三個E類放大器，從至少一個信號源接收分開的幅度和相位信息；至少一個第一阻抗調節裝置，被連結在所述至少一個信號源與到至少兩個所述放大器的輸入端之間；以及多個第二阻抗調節裝置，被連結到所述放大器的輸出端，以便把所述輸出組合成所述電路的輸出。
2.權利要求1的放大器電路，其中所述電路被配置成允許所述放大器中的一個先於所述放大器中的其它放大器的飽和而達到飽和。
3.權利要求2的放大器電路，其中所述信號源還包括產生輸出信號的數位訊號處理器。
4.權利要求3的放大器電路，其中所述E類放大器還包括第一、第二和第三放大器，所述第一放大器用作為載波放大器，從所述數位訊號處理器接收第一幅度調製的基帶信號，所述第二和所述第三放大器從所述數位訊號處理器接收共享的幅度調製的基帶信號。
5.權利要求4的放大器電路，其中每個所述E類放大器被配置成利用包絡信號來調節它的各自的輸出功率電平。
6.權利要求5的放大器電路，其中所述阻抗調節裝置還包括四分之一波長變換器線。
7.權利要求6的電路，還包括用於至少一個所述放大器的控制裝置，用於從初級波形接收幅度信息或相位信息，以及與所述控制裝置和所述至少一個放大器通信的多個開關器件，每個所述開關器件具有不同的電流電阻；其中所述控制裝置使用所述信息來選擇有源開關器件，以便產生輸入到所述至少一個放大器的匹配網絡的次級波形。
8.權利要求7的電路，其中所述開關器件是電晶體，每個電晶體具有柵極，以及所述控制裝置通過在所述開關器件的柵極處提供所述信息而控制所述開關器件。
9.權利要求3的電路，還包括反饋環，用於感測來自與所述放大器的輸出通信的天線的VSWR反射，所述反饋環與所述數位訊號處理器通信；其中所述數位訊號處理器調節它的輸出信號，以便針對所述VSWR反射而進行校正。
10.權利要求1的電路，其中至少兩個所述放大器具有不同的額定輸出功率。
11.一种放大器電路，包括至少一個信號源，用於產生多個數字幅度調製信號和數字相位調製信號；第一E類載波放大器，被連結來接收所述幅度調製信號中的一個信號和所述相位調製信號；第一E類峰值放大器，被連結來接收所述幅度調製信號中的另一個信號，所述第一峰值放大器還通過一個或多個阻抗調節裝置來接收所述相位調製信號；第二E類峰值放大器，被連結來接收所述幅度調製信號中的另一個信號，所述第二峰值放大器還通過一個或多個阻抗調節裝置來接收所述相位調製信號；以及組合電路，通過一個或多個阻抗調節裝置來連結所述放大器的輸出端。
12.權利要求11的電路，還包括包絡調節電路，用於調節所述電路中每個放大器的功率電平。
13.權利要求11的電路，其中所述信號源還包括用於產生至少一個輸出信號的至少一個數位訊號處理器。
14.權利要求11的電路，還包括用於調製加到至少一個所述放大器的輸入的裝置。
15.權利要求11的電路，還包括第三E類峰值放大器，被連結來接收所述幅度調製信號中的另一個信號，所述第三峰值放大器還通過一個或多個阻抗調節裝置來接收所述相位調製信號。
16.權利要求13的電路，還包括反饋環，用於感測來自與所述放大器通信的天線的VSWR反射，所述反饋環與所述數位訊號處理器通信；其中所述數位訊號處理器調節所述至少一個輸出信號，以便針對所述VSWR反射而進行校正。
17.權利要求11的電路，其中所述載波放大器和所述第一峰值放大器具有不同的額定輸出功率。
18.一種提供高效率信號放大的方法，所述方法包括以下步驟提供第一數字幅度波形到E類載波放大器；提供第一數字相位波形到第一E類峰值放大器；提供第二數字相位波形到第二E類峰值放大器；提供共享的數字相位波形到所述載波和峰值放大器；以及通過一個或多個阻抗調節裝置來組合所述載波和峰值放大器的輸出，以便產生放大的信號輸出。
19.權利要求18的方法，還包括如下步驟在提供所述波形到所述峰值放大器之前，通過一個或多個阻抗調節裝置來調節該共享的數字相位波形的阻抗。
20.權利要求19的方法，還包括如下步驟提供第三數字相位波形到第三E類峰值放大器。
21.權利要求18的方法，還包括以下步驟感測來自與所述信號輸出通信的天線的VSWR反射；以及在提供所述波形到所述載波和峰值放大器之前，調節至少一個所述波形，以便針對所述VSWR反射而進行校正。
全文摘要
提供了Doherty放大器電路，包括至少三個E類放大器(210)，從至少一個信號源接收分開的幅度(226)和相位信息(224)。至少一個第一阻抗調節裝置被連結在信號源與到至少兩個放大器的輸入端之間，以及多個第二阻抗調節裝置被連結到該放大器的輸出端，以便把輸出組合成該電路的輸出。照這樣，通過只使用輸入調製技術，就在寬的動態範圍內和對於大的峰值對均值比，獲得有效地放大調製波形的方案。
文檔編號H03F3/217GK1529935SQ01821444
公開日2004年9月15日 申請日期2001年12月19日 優先權日2000年12月29日
發明者D·R·佩爾克, D R 佩爾克 申請人:艾利森公司