高效率可適型直流/交流轉換器的製作方法

2023-05-01 19:33:41 2

專利名稱：高效率可適型直流/交流轉換器的製作方法
高效率可適型直流/交流轉換器
本申請是申請日為2001年2月2日、名稱為"高效率可適型直 流/交流轉換器"的第01102605.7號發明專利申請的分案申請。
本發明關於直流至交流功率轉換器電路。更明確地說，本發明提 供一高效控制器電路，該控制器電路使用一零電壓切換技術來調整輸 送至負載的功率。本發明一般用於驅動一個或多個冷陰極螢光燈 (CCFL)的電路，但是，本專業技術人員可以得知，本發明可以用 於任何需要高效率及精確功率控制的負載。


圖1描繪一傳統CCFL電源系統10。該系統大體包含一電源12， 一CCFL驅動電路16， 一控制器14， 一反饋環路18，及一個或多個 與LCD控制板20相關聯的燈CCFL。電源12向電路16提供直流電 壓，並通過電晶體Q3由控制器14所控制。電路16為一自諧振電路， 已知為羅伊電路(Royer circuit)。基本上，電路16為一自振蕩直流 至交流轉換器，其諧振頻率由Ll及Cl所決定，Nl至N4指示變壓 器繞組及繞組的匝數。在工作中，電晶體Ql及Q2交替地導通並分 別切換繞組N1及N2上的輸入電壓。若Q1導通，則輸入電壓置於繞 組N1上。具有相對極性的電壓將被置於其它的繞組上。N4中的感 應電壓使得Q2的基極為正，且Q1由集電極和發射極間的很低的電 壓降而導通。N4的感應電壓也使Q2保持在截止狀態。Ql導通，直 到TX1鐵心中的磁通達到飽和為止。
飽和時，Ql的集電極電壓快速上升(至由基極電路所決定的值)， 且變壓器中的感應電壓快速下降。Ql進一步被拉離飽和，且Vce上 升，造成N1上的電壓進一步下降。基極驅動中的損失造成Ql截止， 其隨後又引起鐵心中的磁通略微下降並於N4中感應一電流以導通 Q2。 N4中的感應電壓使Ql保持在飽和導通狀態，直到鐵心在相反
方向飽和，接著產生一類似逆過程，以完成切換循環。
雖然反相器電路16由相當少的元件構成，但其適當的工作取決 於電晶體及變壓器的非線性的複雜的相互作用。另外，Cl, Q1及Q2 的變化(典型地為35%容差)使電路16不適用於並聯變壓器配置， 因為電路16的任一複製都會產生附加的不希望的工作頻率，該頻率 可能在某些諧波處諧振。當應用至CCFL負載時，此電路會在CCFL 中產生明顯的不希望的"拍動"效應。即使公差幾乎匹配，但因為電 路16以自諧振模式工作，所以拍動效應並不能被除去，因為電路中
的任一複製都將會有其本身特有的工作頻率。
在美國專利第5,430,641; 5，619,402; 5,615,093; 5,818,172號中
可找到一些其它的驅動系統。這些對比文件均具有低效率、兩級功率 轉換，變頻操作，及/或與負載有相關性的缺點。另外，當負載包食 CCFL及組件時，會引入寄生電容，從而影響CCFL本身的阻抗。為 了有效設計一適當工作的電路，必須包括考慮到用於驅動CCFL負載 的寄生阻抗來設計該電路。這種努力不但費時、昂貴，而且，當處理 不同負載時，也很難找到一最佳的轉換器設計。因此需要克服這些缺 點並提供一電路解決方法，該電路具有高效率、CCFL的可靠點火， 與負載無關的功率調整及單一頻率功率轉換的特點。
因此，本發明提供一用以驅動負載的最佳系統，它取得了對於各 種LCD控制板負載的最佳工作，由此提高了系統的可靠性。
廣義地說，本發明提供一直流/交流轉換器電路，用以可控制地 將功率傳送至負載，其包含一輸入電壓源；可選擇地連接至該電壓源 的第一多個重疊開關及第二多個重疊開關，該第一多個重疊開關定義 第一導通路徑，該第二多個重疊開關定義第二導通路徑。提供一脈衝 產生器用以產生一脈衝信號。驅動電路接收該脈衝信號並控制該第一 及第二多個開關的導通狀態。提供具有一次側及二次側的一變壓器， 該一次側以交替方式可選擇地通過第一導通路徑或者第二導通路徑
連接至該電壓源。負載連接至變壓器的二次側。在負載及驅動電路之
間具有一反饋環電路，該反饋電路提供指示施加於負載的功率的反饋
信號。該驅動電路的第一及第二多個開關處於交替導通狀態，且輪換
第一多個開關中的開關的重疊時間及第二多個開關中的開關的重疊
時間，以至少部分基於反饋信號及脈衝信號將電壓源連接至一次側。
建立驅動電路以由脈衝信號產生第一互補脈衝信號，並由脈衝信
號產生斜波信號。該脈衝信號施加至該第一多個開關的第一個，以控
制其導通狀態，該斜波信號至少與該反饋信號相比以產生第二脈衝信
號，而一可控制導通重疊狀態存在於第一多個開關的第一及第二開關
的導通狀態之間。第二脈衝信號施加於第一多個開關的第二個開關並
控制其導通狀態。該驅動電路還基於該第二脈衝信號產生一第二互補 脈衝信號，其中第一及第二互補脈衝信號分別控制第二多數開關的第
一及第二開關的導通狀態。同樣地， 一可控制導通重疊狀態存在於第 二多個開關的第一及第二開關的導通狀態之間。
就方法而言，本發明提供一種用以控制一零電壓切換電路以向負 載輸送功率的方法，該方法包含的步驟有
提供一直流電壓源；連接定義第一導通路徑的第一及第二電晶體 及定義第二導通路徑的第三及第四電晶體至電壓源及一變壓器的一 次側；產生一具有預定脈寬的脈衝信號；連接一負載至該變壓器的二 次側；由負載產生一反饋信號；及控制該反饋信號及脈衝信號，以決 定該第一、第二、第三及第四電晶體的導通狀態。
在第一實施例中，本發明提供一轉換器電路，用以輸送功率至一 CCFL負載上，其包含一電壓源， 一具有一次側及二次側的變壓器， 分別定義電壓源及一次側之間第一及第二導通路徑的第一對開關及 第二對開關， 一連接至該二次側的CCFL負載電路，產生一脈衝信號 的脈衝產生器， 一連接至該負載產生一反饋信號的反饋電路，及驅動 電路，該驅動電路接收該脈衝信號及反饋信號並基於該脈衝信號及反
饋信號，連接第一對開關或第二對開關至電壓源及一次側，以將功率
輸送至該CCFL負載。
另外，該第一實施例提供一脈衝產生器，其產生具有預定頻率的 脈衝信號。所說驅動電路包含第一、第二、第三及第四驅動電路；該 第一對開關包含第一及第二電晶體；第二對開關包含第三及第四晶體 管。該第一、第二、第三及第四驅動電路分別連接至第一、第二、第 三及第四電晶體的控制線。該脈衝信號施加至該第一驅動電路，使得 第一電晶體依據該脈衝信號而導通或截止。第三驅動電路基於脈衝信
號，而產生第一互補脈衝信號及一斜波信號，並將該第一互補脈衝信 號供給所述第三電晶體，使得第三電晶體依據該第一互補脈衝信號而 導通或截止。將斜波信號與反饋信號相比較，以產生第二脈衝信號。 該第二脈衝信號施加至第二驅動電路，使得該第二電晶體依據第二脈 衝信號而導通或截止。第四驅動電路基於第二脈衝信號產生一第二互 補脈衝信號，並將該第二互補脈衝信號提供給第四電晶體，使得第四
電晶體依據該第二互補脈衝信號而導通或截止。在本發明中，第一、 第二電晶體以及第三、第四電晶體的分別同時導通控制了被輸送至負
載的功率量。產生重疊一控制量的脈衝信號及第二脈衝信號，因此， 沿著第一導通路徑輸送功率至負載。因為第一及第二互補脈衝信號分 別由該脈衝信號及第二脈衝信號產生，所以產生的第一及第二互補脈 衝信號也重疊一控制量，功率以在第一和第二導通路徑間交替的方式 沿著第二導通路徑被輸送至負載。
同時，產生的該脈衝信號及第一互補脈衝信號相位差約為180度， 且產生的該第二脈衝信號及第二互補信號相差也大約為180度，這樣 就可以避免第一及第二導通路徑間的短路狀態。
除了第一實施例中提供的轉換器電路外，第二實施例包含一連接 至該第二脈衝信號的觸發器電路，其只有當第三電晶體切換為導通狀 態時，觸發第二脈衝信號至第二驅動信號。另外，第二實施例包含一 鎖相環(PLL)電路，其具有一來自一次側的第一輸入信號和使用所 說反饋信號的第二輸入信號。PLL電路比較此兩信號間的相差，並向 脈衝產生器提供一控制信號，以基於第一及第二輸入端間的相差，控 制該脈衝信號的脈寬。
在兩實施例中，較佳電路均包含具有第一比較器的反饋控制環 路，該第一比較器用以比較基準信號與反饋信號並產生第一輸出信 號。提供第二比較器用以比較所說第一輸出信號與斜波信號，並基於 第一輸出信號及斜波信號的交叉點而產生所說第二脈衝信號。反饋電 路最好也包含一電流檢測電路及一在第一及第二比較器之間的開關 電路，該電流檢測電路接收反饋信號並產生一觸發信號，該開關電路 接收該觸發器信號，並基於該觸發器信號的值，產生第一輸出信號或 預定最小信號。該基準信號可以包括例如為一信號，該信號為手動產 生，以指示傳送至負載的所希望的功率。該預定最小電壓信號可以包 含供給開關的所規劃的最小電壓，使得在負載上不會發生過電壓狀 態。
同樣地，這裡所述的兩實施例中，均可提供一過電流保護電路， 該電路接收反饋信號並基於該反饋信號的值控制該脈衝產生器。也可 以提供一過電壓保護，以接收來自負載的電壓信號及第一輸出信號， 並比較該來自負載的電壓信號與第一輸出信號，以基於來自負載的電 壓信號值來控制脈衝產生器。
本專業技術人員將會知道，雖然以下的詳細說明將參考較佳實施 例及其使用方法加以說明，但本發明並不是要被限制於這些較佳實施 例及其使用方法中。相反的，本發明具有較廣的範圍並只被隨附的權 利要求範圍所限定。
本發明的其它特點及優點將隨以下的詳細說明的進行和參考附 圖會變得很明顯，圖中各相同編號描述相同元件。
圖1為傳統的直流/交流轉換器電路；
圖2為本發明的直流/交流轉換器電路的一較佳實施例； 圖2a-2f為圖2電路的典型時序圖3為本發明的直流/交流轉換器電路的另一較佳實施例；
圖3a-3f為圖3電路的典型時序圖；及
圖4a-4f為圖2及圖3所示電路的仿真圖。
雖然並不希望為實例所限定，但以下的詳細說明將參考CCFL控 制板作為本發明電路的負載加以進行。然而，明顯地，本發明並不限 於僅驅動一個或多個CCFL，相反，本發明應廣泛地理解為獨立於一 特定應用的特定負載的功率轉換器電路和方法。
總而言之，本發明提供使用反饋信號及脈衝信號，可控制地將功 率輸送至負載的電路，以調整兩對開關的導通時間。 一對開關被可控 制地導通，使得其導通時間重疊，將功率沿著由該對開關所定義的導 通路徑通過一變壓器輸送至負載。同樣地，當另一對開關為可控制地 導通使得其導通時間重疊時，功率沿著該另一對開關所定義的導通路 徑，(通過一變壓器)被輸送至負載。因此，通過選擇地導通開關及 控制開關間的重疊，本發明可以精確地控制被輸送至一給定負載的功 率。另外，本發明包含過電流及過電壓保護電路，其在短路或開路狀 態下，中斷至負載的功率。而且，此處所述的控制開關拓撲結構，使 得電路能無關於負載，並使用一無關於變壓器配置的諧振效應的單一 工作頻率而工作，這些特性參考附圖在以下加以討論。
圖2所示的電路圖示出了本發明的相移、全橋、零電壓切換功率 轉換器的較佳實施例。基本上，圖2所示的電路包含一電源12，多 個開關80,定義交替導通路徑的、安排為對角線形式的幵關對，用 以驅動每一開關的驅動電路50， 一向驅動電路50產生一方波脈衝的 掃頻器22，一變壓器TX1 (具有由TX1的一次側及C1所定義的相 關諧振槽電路)及一負載。本發明的優點在於它還包含一重疊反饋控 制環路40，其控制至少每一對開關的導通時間，由此允許可控制的
功率被輸送至負載。
電源12施加至該系統。開始時，從該電源產生一偏壓/基準信號 30用於控制電路(在控制環路40中)。最好， 一掃頻器22產生一50 %的任務周期脈衝信號，以一較高頻率開始並以一預定速率和預定步 驟向下掃頻(即一可變脈衝寬度的方波信號)。掃頻器22最好為一本 領域中已知的可編程的頻率產生器。(來自掃頻器22的)脈衝信號 90被輸送至B—驅動電路(B—Drive)(其驅動開關—B (Switch-B),即 控制開關_8的柵極)，並被送至A—驅動電路(A—Drive),該驅動電路 產生一互補脈衝信號92及一斜波信號26。該互補脈衝信號92與脈 衝信號90相差大約為180度，斜波信號26與脈衝信號相差約90度， 這將如以下所述。斜波信號最好為一如圖中所示的鋸齒信號。該斜波 信號26通過比較器28與誤差放大器32的輸出信號(這裡稱作CMP) 相比，由此產生信號94。比較器28的輸出信號94同樣為一被輸送 至C一驅動電路(C—Drive )的50 %的任務脈衝以初始化開關一C (Switch—C)的導通，而開關C隨後又決定開關B及C，以及，開關A 及D之間的重疊量。其互補信號(相差約180度)經由D一驅動電路 (D—Drive)施加至開關D。本專業技術人員可以知道驅動電路一A電 路至驅動電路—D電路分別連接至開關—A至開關—D (Switch—D)的控 制線(例如柵極)，這如這裡所述允許每一開關能夠可控制地導通。 通過調整在開關B、 C及A、 D間的重疊量，完成了燈電流調節。換 句話說，是所說每對開關的導通狀態的重疊量決定了在轉換器中處理 的功率量。因此，開關B、 C及開關A、 D在此將被稱為重疊開關。
雖然並不希望被此實施例中的例子所局限，但B—驅動電路最好 由圖騰柱電路， 一般低阻抗運算放大器電路，或射極追隨器電路所形 成。同樣建立C—驅動電路。既然A—驅動電路及D—驅動電路並未直 接與地端連接(即為浮動)，所以這些驅動電路最好由開機電路 (boot—strap circuit)或本領域中已知的其它高側(high-side)驅動電路
形成。另外，如上所述，A—驅動電路及D—驅動電路包含一反相器， 以分別反轉來自B—驅動電路及C一驅動電路的信號(即相位)。
經由一零電壓切換技術完成高效工作。四個MOSFET (開關一A 至開關—D) 80在其本質二極體(D1—D4)導通後而導通，這提供在 變壓器/電容器(TX1/C1)配置中的能量的電流流動路徑，由此當這 些開關導通時，在它們上面的電壓為零。以此受控的工作，使切換損 失為最小而且維持了高效率。
該重疊開關80的較佳切換工作參考第2a-2f圖的時序圖。開關一C 在開關B及C均導通的某些期間斷開(圖2f)。斷開開關一C後，槽 中流動的電流(參考圖2)現在流過開關—D中的二極體D4 (圖2e 圖)、變壓器的一次側、C1及開關一B，由此使在電容C1及變壓器中 的電壓及電流諧振，作為開關B及C導通時輸送能量的結果(圖2f)。 注意必須出現此狀態，因為變壓器一次側的電流方向的突變將違反法 拉第定律。因此，當開關—C斷開時，電流必須流經D4。 D4流通時， 開關—D被閉合。同樣地，開關一B斷開(圖2a)，開關—A閉合前(圖 2e)電流轉至與開關—A相關聯的二極體D1。同樣，開關—D被斷開 (圖2d)，電流目前由開關—A流經C1、變壓器一次側及二極體D3。 開關—C於D3導通後(圖2e)被閉合。開關B於開關一A斷開後被閉 合，這允許二極體D2於開關—B閉合前首先被導通。注意的是呈對角 的開關B， C及A, D的導通時間的重疊決定輸送至變壓器的能量， 如圖2f所示。
在此實施例中，圖2b示出僅當開關—A閉合時產生斜波信號26。 因此，產生斜波信號26的驅動電路—A最好包含一定電流產生器電路
(未示出)，其包含具有適當時間常數的電容，以產生斜波信號。為 此目的，利用一基準電流(未示出)為該電容充電，且該電容被接地
(通過例如一電晶體開關)，使得放電速率超出充電速率，由此，產 生一鋸齒斜波信號26。當然，如上面所指出的，這可以通過積分脈
沖信號90來實現，因此，斜波信號26可以使用一積分電路(例如運 算放大器及電容)來形成。
在點火周期中，在兩呈對角的開關之間(即在開關A， D及B， C間)產生一預定的最小重疊。這產生一由輸入至包含C1、電壓器、 C2、 C3及CCFL負載的槽電路的最小能量。注意的是，負載可以是 電阻性的及/或電容性的。驅動頻率開始於一預定較高頻率，直到其 接近槽電路及由變壓器的二次側所反映的等效電路的諧振頻率，大量 的能量被輸送至連接有CCFL的負載。由於點火前的高阻抗特徵， CCFL受到來自施加至一次側的能量的高電壓。此電壓足以點火 CCFL。 CCFL阻抗降低至其正常的工作值(例如約100K歐姆至130K 歐姆),且基於最小重疊工作被供給一次側的能量不再足以維持CCFL 的穩態工作。誤差放大器26的輸出開始其調節功能，以增加該重疊。 誤差放大器輸出的大小決定重疊量。例如
參考圖2b、 2c及圖2的反饋環路40,重要的是注意到當斜波信 號26 (由驅動電路一A產生)等於(由誤差放大器32所產生之)比 較器28確定的信號CMP24的值時，開關一C閉合。如圖2b中的交叉 點36所示。為了防止短路，開關A、 B、及C、 D千萬不能同時導通。 通過控制CMP大小，開關A、 D、及B、 C間的重疊時間，調節被輸 送至變壓器的能量。為了調節輸送至變壓器的能量(及由此調節輸送 至CCFL負載的能量)，通過控制誤差放大器的輸出CMP24，開關C 及D相關於開關A及B作時移。由時序圖可以理解，若來自比較器 28的輸出進入開關C及D的驅動脈衝因增加CMP的電平而右移， 那麼就會實現開關A、 C及B、 D之間的重疊的增加，因而，增加輸 送至變壓器的能量。實際上，這相應於較高燈電流工作(higher-lamp current operation)。相反地，開關C及D的驅動脈衝的左移(通過降 低CMP信號)降低所輸送的能量。
為此目的，誤差放大器32比較反饋信號FB與一基準電壓REF。
FB測量通過檢測電阻Rs的電流值，其表示經由負載20的總電流。 REF為指示想要負載狀況，例如想要流經負載的電流的信號。在正常 工作中，REF=FB。然而，若負載狀態被故意地由與一LCD控制板 顯示相關聯的變光開關所補償，則REF值會相應地增加/降低。該被 比較的值相應地產生CMP。 CMP值反應負載狀況及/或一有意偏壓， 並由REF及FB間的差值(即REF—FB)來實現。
為了保護在負載側的負載及電路不處於開路狀態(例如在正常工 作時的開路CCFL燈狀態)，最好也將FB信號與一基準值(未示出 且與上述REF信號不同)在電流檢測比較器42中相比，其輸出如下 所述定義開關28的狀態。此基準值可以是能編程的，及/或為使用者 可定義的，並最好反應出系統所允許的最小或最大電流(例如，可以 額定用於個別元件，特別是用於CCFL負載的)。若反饋FB信號與 基準信號的值在允許的範圍內(正常工作)，則電流檢測比較器的輸 出為l (或高)。這允許CMP流經開關38，電路如此所述地工作，以 輸送功率至負載。然而，若FB信號及基準信號的值在預定範圍之外 (開路或短路狀態)，則電流檢測比較器之輸出為0(或低)，禁止CMP 信號流經開關38。(當然，可以實現逆過程，其中開關在O狀態觸發)。 直到電流檢測比較器指示可允許流經Rs的電流，才由開關38 (未示 出)提供最小電壓Vmin並被施加至比較器28。相應地，開關38包 含用於當檢測電流為O時，適當地選擇可編程電壓Vmin。再次參考 圖2b，此工作的效果是CMP直流值降低至額定值，或者說最小值(即 CMP二Vmin)，使得在變壓器TX1上不出現高電壓狀態。因此，交 叉點36被向左移，由此降低了互補開關(記住在交叉點36，開關J3 導通)間的重疊量。同樣地，電流檢測比較器42當檢測值為0時(或 者其它表示開路狀態的預設值)時，被連接至頻率產生器22，以關 閉產生器22。 CMP被饋送至保護電路62。若CCFL在工作中被移去 時(開路狀態)，這是關閉掃頻器22。 為了保護電路不處於過電壓狀態，本實施例最好包含保護電路
60，以下給出其工作(通過以上所述的電流檢測比較器42描述過電 流保護)。電路60包含一保護比較器62，其將信號CMP與一由負載 20導出的電壓信號66相比較。最好是電壓信號由如圖2所示的分壓 電容C2及C3 (與負載20並聯)所導出。在開路燈狀態(open-lamp condition)下，掃頻器持續掃頻，直到OVP信號66到達一閾值。OVP 信號66取自輸出的分壓電容C2及C3，以檢測變壓器TX1輸出的電 壓。為了簡化分析，這些電容也代表等效負載電容的總電容。閾值為 一基準值及電路被設計成使得變壓器二次側的電壓大於最小點火電 壓(例如由LCD控制板所需要的電壓)，而小於變壓器的額定電壓。 當OVP超出閾值時，掃頻器停止掃頻。同時，電流檢測42在檢測電 阻Rs上檢測不到信號。因此，在開關塊38的輸出24處的信號被設 定在最小值，使得幵關A， C及B， D間的重疊為最小。最好， 一旦 OVP超出臨限值時，即開始計時器64，由此啟始一定時計時(time-out) 序列。該定時計時序列的周期最好依據負載要求(例如LCD控制板 的CCFL)加以設計，但也可以被設定為可編程的值。 一旦計時時間 結束，驅動脈衝被無效，由此，提供轉換器電路的安全工作輸出。艮P， 電路60提供一充足電壓以使該燈點火，若該燈未被連接至轉換器， 則於一定時間段後將被關閉，使得可以避免在輸出處的錯誤的高壓。 必須有這樣一時間段，因為非點火燈類似於開路燈狀態。
圖3及3a-3f描繪出本發明的直流/交流電路的另一較佳實施例。 在此實施例中，電路以類似於圖2及2a-2f所提供的方式工作，然而， 此實施例還包含一鎖相環電路(PLL) 70，用以控制掃頻器22，及一 觸發器電路62，以定時輸入C一驅動電路的信號。通過時序圖可以理 解，若通過增加CMP的大小，開關C及D的驅動脈衝右移50X， 就可實現開關A、 C及B、 D間重疊的增加，由此，增加了輸送至變 壓器的能量。實際上，這相應於較高燈電流工作(可能正如上述所需
的例如REF電壓的手動增加)。相反地，將開關C及D的驅動脈衝 左移(通過降低CMP信號)，則減少了被輸送的能量。鎖相環電路 70在正常工作下保持反饋電流(經Rs)及槽電流(經TX1/C1)間的 相位關係，如圖3所示。PLL電路70最好包含一來自槽電路(Cl及 TX1 —次側)的輸入信號98及Rs (上述的FB信號)。 一旦CCFL被 點火，就經由Rs檢測CCFL中的電流，激活PLL70電路，該電路鎖 定燈電流及一次諧振槽(Cl及變壓器一次側)中的電流間的相位。 即，提供PLL是用來因象溫度作用、機械配置的寄生變化而調整掃 頻器22的頻率，所說機械配置例如轉換器及LCD控制板間的接線， 及燈及LCD控制板金屬架間的距離，這些配置影響電容值及電感值。 該系統最好保持在諧振槽電路及流經Rs (負載電流)的電流間的相 差為180度。因此，不管特定的負載狀況及/或諧振槽電路的工作頻 率，該系統能找到一最佳工作點。
圖3的反饋環的工作類似於以上對圖2的說明。然而，如圖3b 所示，此實施例通過觸發器72和C一驅動電路計時起始信號的輸出。 例如，在正常工作時，誤差放大器32的輸出經控制開關塊38 (如上 所述)被反饋，結果為信號24。通過比較器28及觸發器72得到開 關A、 C及B、 D間的一定的重疊量，該觸發器72驅動開關C及D (記住D—驅動電路產生C一驅動電路的互補信號)。這為CCFL (控制 板)負載提供了穩態工作。考慮在正常工作時移去CCFL (控制板)， CMP被升高至誤差放大器的輸出的邊界值(rail of output)並立即觸發 保護電路。此功能在點火時被禁止。
大體參考圖3a-3f，在此實施例中，經由C—驅動電路及D—驅動電 路交替觸發開關C及D作為觸發器電路72的工作結果。如圖3b所 示，觸發器每隔一次觸發，由此初始化C—驅動電路(且，相應地， 為D一驅動電路)。計時則如前述參考圖2a-2f，以相同方式工作。
現參考圖4a-4f，仿真圖2或3的輸出電路。例如，圖4a顯示在
21伏輸入時，當掃頻器接近75.7KH2 (0.5微秒重疊)時，輸出到達 1.67KVP.P，若CCFL需要3300VP.P點火，則此電壓不足以打開CCFL。 當頻率降至比如68KHZ時，最小重疊在輸出產生約3.9KVP.P，這足 以點火CCFL。如圖4b中所示。在此頻率，重疊增加至1.5微秒，使 得輸出約1.9KVP-P，以運行130K歐姆的燈阻抗。這在圖4c中已經示 出。在另一實例中，圖4d示出在輸入電壓為7伏時的工作。在71.4KHz 時，在燈被打火前，輸出為750Vp-p。當頻率降低時，輸出電壓增加， 直到燈點火為止。圖4e示出在65.8KHz時，輸出達到3500VP_P。 CCFL 電流的調節通過調節重疊加以完成，以在點火後，支持130K歐姆的 阻抗。目前CCFL上的電壓對於660V^的燈來說為1.9KVP.P。這也 如圖4f所示。雖然未示出，圖3的電路的仿真表現為類似方式。
應注意的是第一及第二實施例的差別(即在圖3中加入觸發器及 PLL)將不會影響在圖4a-4f中提出的整體工作參數。然而，決定加 入PLL是考慮在電路中的非理想阻抗，且可以被作為圖2中所示電 路的替代電路而加入。同時，加入觸發器允許除去上述的常電流電路。
因此，明顯地已經提供了一高效可適型的直流/交流轉換電路， 其滿足於這裡所提出的目標。對本專業技術人員來說，很明顯可以進 行一些修改。例如，雖然本發明已經描述使用MOSFET作為開關， 但本專業技術人員可以知道整個電路可以使用BJT電晶體,或任意類 型電晶體的組合，包含MOSFET及BJT加以構建。其它修改也是可 能的。例如與驅動電路一B及驅動電路一D關聯的驅動電路可以由共集 極電路組成，因為相關聯的電晶體與地端連接，因此，並不會出現浮 置狀態。這裡所述的PLL電路最好為本專業已知的一般的PLL電路 70，經適當地修改，以如上所述接受輸入信號並產生控制信號。脈衝 產生器22最好為一脈寬調製電路(PWM)或頻寬調製電路(FWM)， 此兩者在本專業中均是為人所熟知的。同樣地，保護電路62及定時 器均由已知電路構成並適當加以修改，以如此所述進行工作。其它電
路對於本專業技術人員將會很明顯，而且，所有這些修改均被視為在 本發明的精神及範圍內，本發明的範圍僅由隨附的權利要求所限定。
權利要求
1、一種直流/交流轉換器電路，用以可控制地將功率輸送至一負載，該電路包含一輸入電壓源；被選擇地連接至該電壓源的第一多個重疊開關及第二多個重疊開關，該第一多個開關界定第一導通路徑，該第二多個開關界定第二導通路徑；產生一第一脈衝信號的脈衝產生器；一具有一次側及二次側的變壓器，所述一次側以交替的方式通過所述第一導通路徑及第二導通路徑選擇性地連接至該電壓源，所述二次側連接至所述負載；及一反饋控制環電路，該反饋控制環電路接收一反饋信號，該反饋信號指示提供給所述負載的功率，當所述反饋信號在一預定閾值之上時，調整該反饋控制環電路以產生一第二脈衝信號；驅動電路，接收所述第一和第二脈衝信號並用於使第一及第二多個開關交替處於導通狀態，控制第一多個開關中的開關的重疊時間，及控制第二多個開關中的開關的重疊時間，以將電壓源連接至所述一次側。
2、 如權利要求l所述的電路，其中所述輸入電壓源包括一直流 電壓源。
3、 如權利要求l所述的電路，其中所述的驅動電路產生 來自所述第一脈衝信號的第一互補脈衝信號；及 一斜波信號，其中該第一脈衝信號被供給所述第一多個開關的第一個開關，以 控制其導通狀態，所述反饋控制環電路將該斜波信號與至少該反饋信 號相比較，以產生所述第二脈衝信號，該第二脈衝信號被供給第一多 個開關的第二個開關以控制其導通狀態，其中該第一多個開關的第一個及第二個開關的導通狀態間存在一可控制的重疊狀態；該驅動電路 還基於該第二脈衝信號產生第二互補脈衝信號；其中該第一及第二互 補脈衝信號分別控制所述第二多個開關的第一個及第二個開關的導 通狀態，在該第二多個開關的第一個及第二個開關的導通狀態間存在 一可控制的重疊狀態。
4、 如權利要求3所述的電路，其中所述第一及第二多個開關由 MOSFET電晶體組成。
5、 如權利要求4所述的電路，其中每個所述電晶體與一相對於 所述電壓源呈反向偏壓的本徵開關並聯，每一本徵開關用以通過當所 述電晶體在非導通狀態時，完成在電壓源與變壓器一次側間的導通路 徑 ，來放出儲存於一次側的能量。
6、 如權利要求5所述的電路，其中所述的本徵開關由二極體組成。
7、 如權利要求3所述的電路，其中所述第一脈衝信號及第一互 補脈衝信號間的相位差大約為180度；所述第二脈衝信號及第二互補 脈衝信號間的相位差大約為180度，使得在第一導通路徑及第二導通 路徑之間不會存在短路狀態。
8、 如權利要求7所述的電路，其中所述第一多個開關及第二多 個開關的導通狀態決定輸送至負載的功率。
9、 如權利要求3所述的電路，其中所述反饋控制環電路包含第 一比較器，用以將一基準信號與該反饋信號相比較並產生第一輸出信號，及第二比較器，用以比較該第一輸出信號與所述斜波信號並基於 該第一輸出信號及斜波信號的交叉點，而產生所述第二脈衝信號。
10、 如權利要求9所述的電路，其中所述負載反饋信號為流經該負載的電流的測量值。
11、 如權利要求9所述的電路，還包含接收所述反饋信號並產生 一觸發信號的電流檢測電路；所述反饋控制環電路還包含一在該第一 及第二比較器之間的開關電路，該開關電路接收該觸發信號並基於該 觸發信號的值，而產生所述第一輸出信號或一預定的最小信號，其中 該預定的最小信號使所述第二比較器產生所述第二脈衝信號。
12、 如權利要求9所述的電路，其中所述的基準信號通過一基準 信號產生器產生，並表示想要輸送至負載的功率。
13、 如權利要求9所述的電路，還包含一過電流保護電路，該保 護電路接收所述反饋信號並基於該反饋信號的值控制所述脈衝產生 器；及一過電壓保護電路，其接收來自所述負載上的電壓信號與所述 第一輸出信號，並比較該負載上的電壓信號與第一輸出信號，且基於 來自負載上的電壓信號值控制該脈衝產生器。
14、 如權利要求l所述的電路，其中所述的脈衝產生器包含一可 編程的脈衝頻率產生器電路，並被編程以具有50%任務周期的脈衝 頻率來初始化所述的轉換器電路，並以一預定頻率起始，以一預定速 率及預定步驟向下掃頻所述頻率。
15、 如權利要求l所述的電路，其中所述負載包含一個或多個冷 陰極螢光燈(CCFL)。
16、 如權利要求l所述的電路，其中所述的一次側包含一具有一 電感器及一電容器的諧振槽電路。
17、 如權利要求l所述的電路，其中所述的二次側包含一與一電 感器並聯的分壓器電路，該電感器與所述負載並聯。
18、 一種轉換器電路，用以將功率輸送至一CCFL負載，該電路 包含一電壓源；一具有一次側及二次側的變壓器，所述二次側連接至所述CCFL 負載；第一對幵關及第二對開關，其分別界定在所述電壓源及一次側之 間的第一及第二導通路徑；一產生第一脈衝信號的脈衝產生器；一連接至所述負載的反饋控制環電路，該反饋控制環電路接收指 示提供給所述負載的功率的反饋信號，當所述反饋信號在一預定閾值 之上時，調整該反饋控制環電路以產生一第二脈衝信號；及驅動電路，其接收所述第一和第二脈衝信號，並基於該第一和第 二脈衝信號連接該第一對開關或第二對開關至該電壓源及一次側，以 將功率傳送至所述負載。
19、 如權利要求18所述的電路，其中所述的第一脈衝信號具有 一預定頻率；所述驅動電路包含第一、第二、第三及第四驅動電路； 所述第一對開關包含第一及第二電晶體，所述第二對開關包含第三及 第四電晶體；該第一、第二、第三及第四驅動電路分別連接至該第一、第二、第三及第四電晶體的控制線；該第一脈衝信號被提供至第一驅 動電路，使得該第一電晶體依據該第一脈衝信號而被切換，該第三驅 動電路基於該第一脈衝信號產生第一互補脈衝信號及一斜波信號，並 將該第一互補脈衝信號提供給第三電晶體，使得第三電晶體依據第一 互補脈衝信號而被切換；比較該斜波信號及該反饋信號，以產生所述 第二脈衝信號，該第二脈衝信號被提供給該第二驅動電路，使得第二 電晶體依據第二脈衝信號而被切換；該第四驅動電路基於該第二脈衝 信號產生第二互補脈衝信號並將該第二互補脈衝信號提供給第四晶 體管，使得第四電晶體依據該第二互補脈衝信號而被切換；其中該第 一、第二電晶體及第三、第四電晶體分別導通，以控制輸送至負載的 功率量。
20、 如權利要求19所述的電路，其中所述的第一脈衝信號及第 一互補脈衝信號大約為180度相差，該第二脈衝信號及第二互補脈衝 信號大約為180度相差，且該第一脈衝信號及第二脈衝信號被控制以 沿著該第一導通路徑輸送功率，及該第一互補脈衝信號及第二互補脈 衝信號被控制以沿著第二導通路徑輸送功率。
21、 如權利要求19所述的電路，其中所述的反饋控制環電路包 含第一比較器，其用以將所述反饋信號與基準信號相比較並產生第一 輸出信號；及第二比較器，其用以將該第一輸出信號與所述斜波信號 相比較並基於該第一輸出信號及斜波信號的交叉點，而產生所述的第 二脈衝信號。
22、 如權利要求21所述的電路，其中所述的基準信號由一基準 信號產生器所產生，並指示想要輸送至負載的功率。
23、 如權利要求21所述的電路，還包含一過電壓保護電路，其 連接至所述負載與脈衝產生器，該過電壓保護電路接收負載上的電壓 作為輸入，並基於來自負載上的電壓的值控制該脈衝產生器。
24、 如權利要求23所述的電路，其中所述的過電壓保護電路包 含一比較器，用以比較在負載上的電壓信號與所述第一輸出信號，並 產生一控制信號至所述脈衝產生器。
25、 如權利要求24所述的電路，其中所述的過電壓保護電路還 包含一定時器電路，其中所述控制信號被由該定時器電路所產生的預 定時間所控制。
26、 如權利要求21所述的電路，還包含一過電流保護電路，其 連接至所述脈衝產生器並接收該反饋信號作為輸入，且基於該反饋信 號的值控制該脈衝產生器。
27、 如權利要求19所述的電路，其中所述的第一及第三電晶體 彼此串聯連接並與所述電壓源和一次側並聯，所述第二及第四電晶體 彼此串聯連接並與該電壓源及一次側並聯。
28、 如權利要求19所述的電路，還包含與所述每一電晶體並聯 的一本徵開關，該本徵開關允許能量在每一電晶體被切換至導通前， 從一次側通過第一或第二導通路徑流過。
29、 如權利要求18所述的電路，其中所述一次側定義具有一單 一諧振工作頻率的諧振槽電路。
30、 如權利要求19所述的電路，其中所述第一及第二驅動電路 由圖騰柱電路組成，且所述第三及第四驅動電路從由包含開機電路、 高側驅動電路或移位電路組成的組中選出。
31、 如權利要求19所述的電路，其中所述的第三及第四驅動電 路還包含一反相器，用以分別產生第一及第二互補脈衝信號。
32、 如權利要求31所述的電路，其中所述的第三驅動電路還包 含一鋸齒波產生電路，用以產生所述斜波信號，該斜波信號具有與所 述第一脈衝信號匹配的頻率。
33、 如權利要求21所述的電路，還包含一觸發器電路，其連接 至所述第二脈衝信號並僅當第三電晶體切換至導通狀態時，將該第二 脈衝信號提供給所述第二驅動電路。
34、 如權利要求18所述的電路，還包含一鎖相環(PLL)電路， 其具有來自一次側的第一輸入信號及使用所述反饋信號的第二輸入 信號，該鎖相環電路送出一控制信號至所述脈衝產生器，用以基於該 第一及第二輸入信號間的相差控制該第一脈衝信號的脈寬。
35、 一種用以將功率輸送至一負載的方法，該方法包含的步驟有 提供一直流電壓源；連接界定第一導通路徑的第一及第二電晶體及界定第二導通路 徑的第三及第四電晶體至該電壓源及一變壓器的一次側；提供一脈衝產生器以產生一具有預定脈寬的第一脈衝信號；連接該負載至該變壓器的二次側；從該負載產生一反饋信號；通過將反饋信號與一閾值進行比較，產生一第二脈衝信號；及 通過所述第一和第二脈衝信號使第一、第二電晶體及第三、第四 電晶體交替處於導通狀態，來產生一交變電壓。
36、 如權利要求35所述的方法，還包含定時各電晶體的導通， 使得該第一及第三電晶體不同時導通，及第二及第四電晶體不同時導 通的步驟。
37、 如權利要求35所述的方法，還包含的步驟有-基於所述第一和第二脈衝信號，產生第一及第二互補脈衝信號； 產生一斜波信號；比較該斜波信號與所述反饋信號，並產生所述第二脈衝信號；向所述第一電晶體提供所述第一脈衝信號以控制其導通狀態，並 向所述第二電晶體提供第二脈衝信號以控制其導通狀態；向所述第三電晶體提供第一互補脈衝信號以控制其導通狀態，向 所述第四電晶體提供第二互補脈衝信號以控制其導通狀態；及控制該第一、第二電晶體及第三、第四電晶體的導通狀態，以傳 送功率至所述負載。
38、 如權利要求37所述的方法，還包含的步驟有 將所述反饋信號與一基準信號相比較，並基於此產生第一輸出信號；及將該第一輸出信號與所述斜波信號相比較並產生所述第二脈衝 信號。
39、 如權利要求35所述的方法，還包含基於所述負載上的電壓 信號控制所述脈衝產生器的步驟。
40、 如權利要求35所述的方法，還包含基於所述反饋信號控制 所述脈衝產生器的步驟。
41、 如權利要求35所述的方法，還包含的步驟有提供指示該一次側上的電流的第一信號，及指示經所述負載流向一鎖相環電路的電流的第二信號；鎖定該第一及第二信號間的相位並基於此產生一控制信號；及 向所述脈衝產生器提供該控制信號，以基於該第一及第二信號間的相差調節所述第一脈衝信號的脈寬。
42、 如權利要求38所述的方法，其中所述將第一輸出信號與斜 波信號相比較並產生所述第二脈衝信號的步驟還包含基於該斜波信 號與該第一輸出信號的交叉點而產生該第二脈衝信號的步驟。
43、 一種直流到交流的轉換器電路，包括 一輸入電壓源；設置在全橋架構中的多個開關，其中所述全橋架構的對角被選擇 性地連接到所述電壓源；一變壓器，具有一次側及二次側，所述一次側以一種交替方式通 過所述全橋開關架構被選擇性地連接到所述電壓源；一負載，連接到所述變壓器的所述二次側；一脈衝產生器電路，產生一第一脈衝信號，用於驅動所述全橋架 構的角開關之一；一反饋控制環電路，接收一反饋信號，該反饋信號指示提供給所 述負載的功率，而且調整該反饋控制環電路以產生一第二脈衝信號，用於控制在由所述第一脈衝信號控制的所述角開關之一的對角上的開關的導通狀態；由所述反饋信號確定的所述第二脈衝信號具有一第 一狀態和一第二狀態，所述第一狀態重疊所述第一脈衝信號以將一功 率量傳送給所述負載，所述第二狀態與所述第一脈衝信號重疊一預定 的最小重疊，以將一預定的最小功率量傳送給所述負載。
44、 如權利要求43所述的轉換器電路，所述反饋控制環電路包 括一誤差信號放大器，該誤差信號放大器將所述反饋信號與一預定的 第一基準信號進行比較，並產生一指示所述反饋信號與所述預定的第 一基準信號之間的差的誤差信號； 一開關，連接到所述誤差信號放大 器，且具有第一導通狀態及第二導通狀態，在所述第一導通狀態，所 述開關的輸出包括指示所述第二脈衝信號的第一狀態的一直流信號； 在所述第二導通狀態，所述開關的輸出包括指示所述第二脈衝信號的 第二狀態的一直流信號。
45、 如權利要求44所述的轉換器電路，還包括一接收所述第一 脈衝信號的斜波信號產生器電路，用以產生一斜波信號，所述反饋控 制環電路還包括一個比較器，該比較器將所述斜波信號與所述開關的 直流輸出信號進行比較，並且產生所述第二脈衝信號。
46、 如權利要求45所述的轉換器電路，其中所述直流輸出信號 與所述斜波信號的交叉點決定第一與第二脈衝信號之間的重疊。
47、 如權利要求44所述的轉換器電路，還包括保護電路，該保 護電路包括一電流檢測比較器，所述的電流檢測比較器將所述反饋信 號與一第二基準信號進行比較；其中如果所述反饋信號與所述第二基 準信號的比較值在一預定的範圍內，則所述電流檢測比較器產生一第一控制信號以控制所述開關的導通狀態與所述第一導通狀態相應；而 其中如果所述反饋信號與第二基準信號的比較值不在一預定範圍內， 則所述電流檢測比較器產生一第二控制信號以控制所述開關的導通 狀態與所述第二導通狀態相應。
48、 如權利要求47所述的轉換器電路，還包括一檢測電阻，該 檢測電阻連接在所述負載與所述變壓器的二次側之間，所述檢測電阻 產生所述反饋信號。
49、 如權利要求47所述的轉換器電路，所述保護電路還包括一 過壓保護電路，該過壓保護電路將一預定的第三基準信號與指示負載 電壓狀況的一電壓信號進行比較，並且產生一電壓控制信號。
50、 如權利要求49所述的轉換器電路，所述第一脈衝信號具有 50%的任務周期，所述脈衝產生器接收由所述過壓保護電路和/或電流 檢測比較器產生的所述電壓控制信號和/或所述控制信號，在工作期 間，如果所述電壓控制信號和/或所述控制信號指示在負載處是開路 燈或短路狀態，則所述脈衝產生器關閉。
51、 如權利要求44所述的轉換器電路，其中所述第一基準信號 代表想要的負載狀況。
52、 如權利要求47所述的轉換器電路，其中所述第二基準信號 代表由所述開關和/或所述負載所允許的最小或最大電流。
53、 如權利要求49所述的轉換器電路，其中所述第三基準信號 代表在所述變壓器二次側的最大電壓。
54、 一種轉換器電路，包括 一輸入電壓源；一全橋電路，包括設置在全橋電路的對角的第一對開關，及設置 在全橋電路的另一對角的第二對開關，所述第一和第二對開關與所述 輸入電壓源選擇性地連接使得所述第一對開關界定第一導通路徑，而 所述第二對開關界定第二導通路徑；一變壓器，具有一次側和二次側，所述一次側以一種交替的方式 通過所述第一和第二導通路徑與所述輸入電壓源選擇性地連接；一負載，與所述變壓器的二次側連接；一脈衝產生器，產生第一脈衝信號，用於控制所述第一對開關之 一的導通狀態；一反餓控制環電路，接收一反饋信號，該反饋信號指示提供給所述負載的功率，而且所述反饋控制環電路被調整以產生一第二脈衝信號，用於控制所述第一對開關中不同於前一個的幵關的導通狀態，在所述反饋信號在一預定閾值之上時，所述第二脈衝信號與所述第一脈 衝信號具有一個相位重疊以將功率傳送給所述負載。
55、 如權利要求54所述的轉換器電路，其中所述第一和第二脈 衝信號之間的重疊量決定傳送給所述負載的功率量。
56、 如權利要求54所述的轉換器電路，其中所述反饋信號在一 預定閾值之下時，所述反饋控制環電路產生所述第二脈衝信號，使其 與所述第一脈衝信號具有最小相位重疊，以將傳送給所述負載的功率 減少至一預定的最小量。
57、 如權利要求54所述的轉換器電路，還包括一第一驅動電路， 接收所述第一脈衝信號並且產生與所述第一脈衝信號相差180度相 位的第一互補脈衝信號，所述第一互補脈衝信號控制所述第二對開關 之一的導通狀態；及一第二驅動電路，接收所述第二脈衝信號並且產 生一與所述第二脈衝信號相差180度相位的第二互補脈衝信號，所述 第二互補脈衝信號控制所述第二對開關中另一個開關的導通狀態。
58、 如權利要求54所述的轉換器電路，其中所述第一脈衝信號 包括一具有大約50%任務周期的PWM信號。
59、 如權利要求54所述的轉換器電路，由所述反饋信號確定的 所述第二脈衝信號具有一第一狀態及一第二狀態，所述第一狀態與所 述第一脈衝信號重疊以將一功率量傳送給負載，所述第二狀態與所述 第一脈衝信號有一預定最小量重疊以將一預定最小量功率傳送給該 負載。
60、 一種轉換器電路，包括-一脈衝產生器電路，產生第一脈衝信號，用於驅動全橋架構的開 關的一個角開關；以及一反饋控制環電路，接收一反饋信號；所述反饋控制環電路被調 整以產生第二脈衝信號，用於控制在由所述第一脈衝信號所控制的開 關的相對角上的開關的導通狀態，由所述反饋信號確定的所述第二脈 衝信號具有一第一狀態及一第二狀態，所述第一狀態與所述第一脈衝 信號重疊以將一功率量傳送給負載，所述第二狀態與所述第一脈衝信 號有一預定最小量重疊以將一預定最小量功率傳送給該負載。
61、 一種如權利要求60所述的轉換器電路，所述反饋控制環電 路包括一誤差信號放大器，將所述反饋信號與一預定基準信號進行比 較，並產生一指示所述反饋信號與所述預定基準信號之間的差值的誤 差信號； 一開關，與所述誤差信號放大器連接並且具有一第一導通狀 態和一第二導通狀態，在第一導通狀態中，所述開關的輸出包括一指 示所述第二脈衝信號的第一狀態的直流信號，在第二導通狀態中，所 述開關的輸出包括一指示所述第二脈衝信號的第二狀態的直流信號。
62、 一種如權利要求60所述的轉換器電路，還包括一過壓保護 電路，該過壓保護電路包括一電壓比較器，該電壓比較器將一預定的 電壓基準與指示負載電壓狀況的一電壓信號進行比較，並且產生一電 壓控制信號。
63、 一直流到交流的轉換器電路，包括 一輸入電壓源；選擇性地連接到所述電壓源的多個開關；一變壓器，具有一次側及二次側，所述一次側以一種交替方式通 過所述多個開關被選擇性地連接到所述電壓源； 一負載，連接到所述變壓器的二次側；及一反饋控制環電路，接收一反饋信號，該反饋信號指示提供給所 述負載的功率，而且該反饋控制環電路被調整以控制所述多個開關中 至少一個開關的導通狀態，以使所述多個開關具有多個導通狀態，由 所述反饋信號確定的所述多個導通狀態包括第一狀態和第二狀態，在 第一狀態中，所述多個開關將一功率量傳遞給所述負載，在第二狀態中，所述多個開關將一預定的最小功率量傳送給該負載。
64、 如權利要求63所述的轉換器電路，所述反饋控制環電路包 括一誤差信號放大器，該誤差信號放大器將所述反饋信號與一預定的 第一基準信號進行比較，並產生一指示所述反饋信號與所述預定的第 一基準信號之間的差值的誤差信號； 一開關，與所述誤差信號放大器 連接並且具有一第一導通狀態和一第二導通狀態，在第一導通狀態 中，所述開關的輸出包括一指示所述多個開關的第一狀態的直流信 號，在第二導通狀態中，所述開關的輸出包括一指示所述多個開關的 第二狀態的直流信號。
65、 如權利要求64所述的轉換器電路，還包括保護電路，該保 護電路包括一 電流檢測比較器，所述電流檢測比較器將所述反饋信號 與一第二基準信號進行比較；其中如果所述反饋信號與所述第二基準 信號的比較值在一預定範圍內，那麼所述電流檢測比較器產生一第一 控制信號來控制所述開關的導通狀態與所述第一導通狀態相應；而如 果所述反饋信號與所述第二基準信號的比較值在一預定範圍之外時， 那麼所述電流檢測比較器產生一第二控制信號來控制所述幵關的導 通狀態與所述第二導通狀態相應。
66、 如權利要求65所述的轉換器電路，所述保護電路還包括一 過壓保護電路，該過壓保護電路包括一電壓比較器，它將一預定的電 壓基準與指示負載電壓狀況的電壓信號進行比較並產生一電壓控制 信號。
67、 如權利要求66所述的轉換器電路，其中所述電壓基準代表 在所述變壓器的二次側處的最大電壓。
68、 如權利要求63所述的轉換器電路,還包括連接在所述負載與 所述變壓器的二次側之間的一檢測電阻器，所述檢測電阻器產生所 述反饋信號。
69、 如權利要求64所述的轉換器電路，其中所述第一基準信號 代表想要的負載狀況。
70、 如權利要求65所述的轉換器電路，其中所述第二基準信號 代表所述開關和/或所述負載允許的最小或最大電流。
71、 一種用於將一直流電壓源轉換成一給負載供電的交流電壓源 的轉換器電路，包括選擇性地連接於所述直流電壓源的多個開關；一反饋控制環電路，接收指示提供給所述負載的功率的一反饋信 號，並被調整以控制所述多個開關中至少一個開關的導通狀態，以便 在所述反饋信號大於一預定閾值時，所述多個開關具有一導通狀態， 在由所述反饋信號確定的該導通狀態中，所述多個開關將一功率量 傳送給負載。
72、 如權利要求71所述的轉換器電路，其中所述多個開關的導 通狀態還包括另一狀態，在所述另一狀態中所述多個開關被控制以 將一預定最小功率傳送給所述負載。
73、 如權利要求72所述的轉換器電路，其中，如果所述反饋信號 在所述預定閾值之下時，產生所述另一狀態。
全文摘要
本發明提供一種冷陰極螢光燈(CCFL)電源轉換電路，其使用一高效零電壓切換技術，該技術消除了有關功率MOSFET的切換損耗，通過考慮在諧振槽電路中的寄生電容而將一最佳掃頻技術應用於CCFL點火中。另外，該電路為自學習型並可適用於決定用於具有給定負載的電路的最佳工作頻率。本發明也提供了一過電壓保護電路以確保電路元件在開燈狀態下受到保護。
文檔編號H02M7/537GK101111111SQ20071000047
公開日2008年1月23日 申請日期2001年2月2日 優先權日2001年2月2日
發明者林永霖 申請人:英屬開曼群島凹凸微系國際有限公司