具有電阻性輸入和低電磁幹擾的可調光鎮流器的製作方法
2023-05-23 20:43:56
專利名稱：具有電阻性輸入和低電磁幹擾的可調光鎮流器的製作方法
技術領域：
該發明涉及功率變換器領域，特別涉及用於鎮流器或氣體放電燈(諸如螢光燈、冷陰極螢光燈或HID燈)的AC到AC變換領域。該變換器具有電阻性輸入特性，其產生高功率因數並且通過外部相位控制調光器來調光。
背景技術：
電子鎮流器由於其高效率、節省能量和尺寸緊湊的優點而被廣泛使用。然而，其仍舊不能夠像傳統磁鎮流器那樣的流行。這是因為電子鎮流器常常在性能和成本方面直接與磁鎮流器相當。電子鎮流器不得不符合照明設備的許多規則，諸如那些用於輸入諧波電流、功率因數、總諧波失真的規則。為符合這些規則而常常需要高性能和昂貴的部件。例如，通常在鎮流器電路中需要高壓電解質大容量電容器，但是大部分高電壓電解質電容器的壽命在額定條件下是2000小時，這僅是電子管型螢光燈壽命的一半。所以，電子鎮流器的成本與穩定性之間很難兩全其美。
圖1示出了一種典型的現有技術的鎮流器電路。它由一整流器、升壓變換器、後接一DC到AC變換器組成。該整流器將AC輸入變換成脈動DC電源。升壓變換器用作為功率因數校正(PFC)前端，其確保輸入電流符合管理要求。DC到AC變換器從PFC前端接收DC並且通過開關M1和M2產生多個脈衝。該脈衝耦合到由燈負載組成的諧振電路。當脈衝頻率接近諧振網絡的諧振頻率時，很多的功率將被提供到該負載。如果脈衝頻率相對於諧振網絡的諧振頻率被輕微地移位，那麼功率輸出將下降。由頻率移位所引起的功率偏移取決於諧振網絡的Q因數。並且流入燈的最大電流取決於串聯電感Lres和燈的特性。該現有技術的主要缺陷是對於部件變換很敏感，因為諧振是操作的關鍵。操作點必須落入諧振特性的高增益區域，否則燈將不能夠正確地點亮。
當需要燈調光時，經常使用外部相位控制調光器。這要求鎮流器中存在更加複雜的電路。從Brinkerhoff的美國專利5172034、Bezdon等人的專利5396155、Venkitasubrahmanian等人的專利5559395、Adamson的專利6094017、Chen的專利6339298、Moisin的專利5686799、Titus的專利5825137、Titus的專利6100644等等中能夠找到這種類型的描述。基本電路相似於這樣的現有技術具有功率因數校正器前端，與與變換器相級聯，用於給諧振電路產生脈動電壓。這一思想基本在於產生控制信號以沿著諧振電路的鐘形諧振特性曲線來移位脈衝頻率以調節功率輸出來產生對燈的調光效果。該控制信號能夠通過外部控制器件、分壓器、或外部調光器的平均相位導向角電壓來提供。這種類型的控制方法不能夠非常穩定，因為諧振電路特性是非常靈敏並且易變。
一些研究者試圖解決可調光鎮流器的穩定性問題。從Lesea的美國專利5315214、Moisin的6037722、Pál的6118228、Janczak的6144169、Farkas等人的6448713、MacAdam等人的6452344等等中能夠發現這一領域的描述。他們設法感測當前的燈電流並且使用反饋控制以將其與控制信號相比較以及調節開關頻率以到達鐘形諧振曲線上的穩定操作點。需要許多複雜的電路以及功率因數校正器前端，最終的產品在成本上沒有成本競爭優勢。
另一些研究者設法使用簡單的電路以獲得良好的功率因數和可調光效果。在美國專利5801492中，Bobel使用單級電路以提供功率因數校正，但是其需要兩個諧振電路以允許能量流回到整流輸入側並且在主開關上引起高電壓應力。在美國專利6348767中，Chen等人使用兩個諧振電路並且將燈負載連接到輸入側以提供小而連續的電流來使得輸入側上的三端雙向可控矽開關調光器保持弱功率因數。在美國專利6429604B2中，Chang使用多個LLC諧振電路來控制輸入電流形狀和燈電流，但是電壓應力高於輸入峰值AC電壓。這在電路的部件上產生額外的電壓應力。
因此，就需要開發一種具有簡單的電路、穩定的操作、低輸入電流諧波特性和低電應力的鎮流器。
發明內容
本發明是一種具有用於驅動氣體放電燈的AC輸出的開關變換器。該開關變換器提供預設定的功率量，而不產生輸出電壓並且讓負載確定功率。瞬時功率與輸入電壓的平方成比例，這對於輸入功率也是如此。因此，輸入阻抗變成電阻性的。如果AC電源被整流並且連接到該變換器，那麼輸入電流將遵循輸入AC電壓波形並且受控於該變換器的等效電阻。
本發明的變換器包括若干電容器和一個燈負載。多個脈衝在每一周期中通過燈負載對電容器進行充電和放電。電容器充電確定被提供到燈的功率量，並且這種充電行為對燈特性不敏感。這種配置提供了自動功率因數校正。能量包被提供給能夠受控於開關頻率以及電容器設計的燈。
本發明的一個目的是通過外部三端雙向可控矽開關相位控制調光器可調光。
本發明的另一目的是通過開關頻率對提供到負載的功率進行調節。
本發明的另一目的是消除對於大容量變換器的需求。
本發明的另一目的是減少高頻開關處的損耗。
本發明的另一目的是減少高頻開關噪聲。
本發明的另一目的是在沒有附加的變換器的情況下使得簡單的變換器拓撲結構具有輸入功率校正特性。
根據以下本發明的詳細描述和附圖，本發明的這些和其他目的對於本領域技術人員來說將是非常清楚的。
圖1示出了一傳統簡化的鎮流器電路。
圖2A和2B是本發明一簡化的方塊圖和一電路示意圖。
圖3A到3F是實施例的高頻電壓和電流的圖表。
圖4A到4C是實施例的行頻電壓和電流的圖表。
具體實施例方式
在此描述本發明的原理。連接到電壓源的一組互補電子開關產生多個脈衝，然後這些脈衝被注入到一個或多個恆定功率模塊。每一模塊包括耦合到電源線的兩個串聯電容器。每一電容器具有反並聯二極體。電容器的結耦合到負載並且然後加入脈衝。實際上，通過該負載對電容器進行充電和放電。當對電容器充電時，能量將被提供到該負載。考慮從0V開始對電容器進行充電的情況。參數是具有串聯負載Rs的電容C和電壓源Vs。讓充電期間串聯負載Rs上所消耗的能量為ERs_c。如等式1所表示的那樣，提供到整個電路的總能量是電壓Vs和電流iin相對於時間的積分，其等於電容器上所存儲的能量和串聯負載上所消耗的能量。
0Vsiindt=12CVs2+ERs_c,]]>等式1，電容器C中存儲的總電荷Qc是0iindt=Qc,]]>等式2，組合等式1、等式2並且通過電容定義0Vsiindt=VsQc=VsCVs,]]>等式3，在將相應的電容器充電到所提供的電壓的時在串聯負載上所消耗的能量ERs_c是ERs_c=12CVs2]]>等式4，這說明利用串聯電阻器對電容器充分充電過程中所消耗的能量等於電容器所存儲的能量。
如果電容器通過串聯負載完全放電，那麼電容器所存儲的全部能量將在負載上被消耗，並且也等於 因此，在完整的充電和放電周期中提供給串聯負載的總能量是CVs2。
另外還必須要注意的是沒有定義串聯負載特性，其能夠是諸如電阻器那樣的線性負載，或者諸如燈負載或電抗負載那樣的非線性負載。總之，上述結果仍舊有效。
當燈負載與電容器串聯並且電源電壓對電容器電壓鉗位時，負載上所消耗的能量被固定並且與電源電壓的平方成比例。然後，平均功率消耗PRs由互補開關的開關頻率fs確定，或簡單地是PRs=CfsVdc2=Vdc21Cfs.]]>等式5，從等式5能夠觀察到串聯負載上的功率消耗或整個電路的功率損耗具有電阻性負載的形式，具有等效平均電阻Req且Req=1Cfs,]]>而不論串聯負載實際是什麼。
在該發明中，開關電源機構的形成與燈特性和諧振性能無關。對於電容器來說，必須要有足夠的時間用於完全充電和放電。這為電路設計提供很大的靈活性。
在該設備的設計中，必須要有足夠的電壓用於啟動和維持氣體放電燈負載。在所述設備中需要變壓器來提供這樣的電壓。該變壓器能夠是磁耦合型、壓電型、或產生所需電壓的其他合適形式。
變壓器的輸出是中心引線連接到電路迴路路徑的中心抽頭配置。氣體放電燈負載的每一端子在試圖使從中心抽頭端流出的電流變為零的情況下相對於零電勢的地將具有反相電壓。這樣減少了電磁幹擾發射。
以串聯的方式將串聯電感器添加到所述電容器以調節充電或放電過程。
當把AC施加到該電路時，AC輸入將發現具有良好功率因數的電阻性輸入。如果該電路是白熾燈時，那麼通過一般的三端雙向可控矽開關相位控制調光器也能夠對其進行調光。不需要大型電解質電容器，並且這消減了部件數量和成本，並且提供較好的壽命和穩定性。
圖2A和2B示出了本發明的優選實施例。圖2A示出了簡化的方塊圖。其包括多個負載模塊。每一負載模塊Mod101連接到燈負載並且向該負載提供確定量的功率。因此，因為可在電源線上另外加上模塊，所以氣體放電燈負載的數量變得非常靈活的。每一模塊接收由與DC電壓源相耦合的一組互補電子開關所產生的多個電壓脈衝。所述電子開關能夠是任一合適的功率半導體器件，諸如MOSFET、IGBT或電晶體。通過諸如橋式整流器或全波整流器那樣的AC到DC整流器以根據外部AC電源來整流DC電壓。所整流的電壓提供具有符合AC輸入波形的包絡的波形，這樣就維持了高的功率因數。不需要大型的儲備(reservation)電容器來保持來自所整流的電壓的峰值電壓波形。
圖2B示出了負載模型。其包括跨接在電源線上的兩個串聯電容器。每一電容器具有反並聯二極體並且它們把每一電容器的電壓擺動鉗制在電源電壓之內。該電容器的結經由電感器而耦合到負載，該電感器依次耦合到多個電壓脈衝。該負載經常是變壓器耦合負載，其中燈耦合到中心抽頭次級繞組。把該電容器的電容設計成能確保在電源電壓範圍充電和放電的不連續操作。因此，通過該電容器的值和該電源電壓而固定了抽到該負載的總功率。充電和放電電流波形與等效負載有關係。雖然強加的電壓脈衝對電容器進行充電和放電並且使得其電壓擺動處在變換器電源線之間，但是功率卻將被提供到該負載。耦合到該電容器的所述串聯電感器調節充電和放電電流波形以便修改燈負載的電流峰值因數，這樣不會過多地影響基本操作。在一些情況中，所述串聯傳感器能夠通過短路來替代。
所述變壓器的次級繞組屬於中心抽頭型。其是具有相反相位的兩個次級繞組並且它們產生足夠的電壓來穿透燈。這些繞組上的相反相位的布置使得從中心抽頭流出的電流變為零並且減少了電磁幹擾。
在此，將解釋操作波形。圖2A中的節點AC101和AC102接收圖4A所示的AC電壓，如圖4B所示那樣整流該AC電壓並且將其施加到一對互補開關M101和M102。如圖3A和圖3B所示那樣，根據G101和G102上所施加的柵極驅動信號來接通和斷開開關M101和M102。
在開關時間量程中，開關M101和M102的中心節點將如圖3C所示那樣的多個具有峰值電壓Vin的脈衝提供到一連串的模型Mod101。在時間t1，脈衝開始隨著開關M102斷開而上升。電容器C101B開始被充電並且電容器C101A開始放電。因為電容器C101B將完全充滿電並且被並聯二極體D102鉗位到電源電壓Vin，所以在時間t2，電容器C101A將完全從電源電壓Vin放電到二極體壓降或實際上的0V。在時間t1和t2之間的時間周期，通過的充電電流將流經變壓器T101的初級繞組W101並且產生注入到燈負載Load101的電流。充電電流主要依賴於由電感器L101形成的串聯阻抗、負載Load101的繞組W101上的反射阻抗以及C101A和C102B的等效並聯電容。在t2和t3之間的時間周期期間，電感器L101將試圖保持電流流動以避免負載電流突然降低，負載電流的突然降低可以產生電磁幹擾並且影響負載電流峰值因數。
與t1和t2之間的時間周期相似，在t3和t4之間的時間周期中，電容器C101A將被完全充滿電並且被並行二極體D101鉗位到電源電壓Vin。電容器C101B將完全從電源電壓Vin放電到二極體壓降或實際上的0V。除相反極性之外，流經負載的電流波形將具有與t1和t2之間周期的波形相似的波形。並且除具有相反極性之外，負載電流波形將與t2和t3之間周期的波形相似。
該電路利用以下關係以開關頻率fs向輸出負載提供平均功率Pop，Pop=(C101A+C101B)fsVin2,]]>等式6，相應的等效平均輸入電阻Rin_eq為Rin_eq=1(C101A+C101B)fs,]]>等式7。
應該注意的是輸出功率和等效輸入電阻取決於兩個串聯電容器C101A和C101B的和，這意味著兩個電容不需要相等或者即使當對於簡化設計而言忽略一個電容時，也不影響操作和操作特性。並且，輸出功率和輸入等效也與沒有約束的頻率成線性比例。因此，通過調節頻率而能夠調節輸出功率和輸入等效電阻。
與實際中的一般情況不同，不使用串聯電感器L101來產生串聯諧振以便抽取和限制能量到負載。共振方法需要確切的開關頻率以在鐘形諧振曲線上定位合適的操作點以便控制負載兩端的功率和電源。多數的諧振特性具有鐘形曲線，頻率的控制必須非常的穩定並且在實際應用中需要複雜的電流反饋控制或專用的IC。在此，該實施例通過電容而非電感來控制輸出功率。使用L101的主要特徵來控制流入該負載的電流波形，即使如果忽略電感器L101，那麼該配置仍將起作用。實際中，與通常的串聯諧振電感器相比，L101的值要小得多。L101通常僅需要100uH來定形波形，但其他的諧振方法通常需要1mH來保持流入到該負載的功率和電流。
小電容器C102連接到燈負載的燈絲以在燈負載兩端提供高頻率濾波器元件並且也提供燈絲的電流路徑以加熱和易於氣體放電燈的點亮。作為一種可選實施例，也能夠將電容器C102分成兩個讓結節點連接到中心抽頭節點的串聯電容器以相對於該電路的迴路來進一步過濾掉高頻噪聲。把次級繞組W102和W103設計成能夠提供足夠的電壓來點燃燈並且提供足夠的電壓來把操作維持在穩定狀態的操作下。C102的電容不需要讓諧振頻率接近於開關頻率，因為變壓器T101能夠提供足夠的電壓階躍直到點燃燈負載為止，並且提供足夠的工作電壓。圖3F示出了燈負載Load101兩端的電壓波形。其取決於流入負載Load101的電流以及Load101的電壓和電流特性。
本實施例能夠減少電磁幹擾發射。該燈負載兩端的電壓實際上等於兩個次級中心抽頭繞組W102和W103的電壓和。所述繞組具有相同的匝數，並且由於中心抽頭繞組W102和W103相對於中心抽頭端具有相反的相位，所以燈負載端子的電源具有相反的極性。當W102和W103的中心抽頭端連接到該電路的迴路時，並且如果燈負載端到地的寄生電容均等地認為相等長度的連接線和對稱連接，那麼合成電流將不會從地流回到該電路的迴路。否則，整個電路將經受相對於地的高頻電壓降並且引起高頻電磁幹擾問題。
如果電磁幹擾不是所關心的，那麼一種替換是讓W102和W103的中心抽頭節點浮空並且不與其他點連接。這將兩個次級繞組W102和W103變成單個繞組。除可能存在更多電子幹擾之外，所有的操作保持相同。
在AC電壓輸入的的波形是翻新的。節點AC101和AC102接收如圖4A所示的電壓，該AC電壓將被整流以在節點V101和V100兩端提供如圖4B所示的DC整流的電壓。該整流的電壓變成給所述功率模塊和互補開關的電源電壓以將確定的功率提供到輸出負載。如果電源電壓已經是DC電壓，那麼輸入整流電路BD101變成為不必要的。
該輸入電流作為正弦波可能稍微有些缺陷。因為變壓器T101具有實際的匝數比限制，如果AC輸入電壓正弦電壓接近過零周期，那麼次級繞組不會具有足夠的電壓來支持正常的燈操作。在圖4C中，在周期θ1和θ2之間，輸入電壓不足以支持燈負載的正常操作。氣體放電燈成為開路。不存在足夠的電流以對電容器C101A和C101B進行完全充電和放電。功率饋送操作在這樣的條件下將不發揮作用。該電路操作等效於將方形波驅動到開路，因此將沒有電流流入到該變換器。在周期θ1和θ2之間，輸入電壓高到足以保持氣體放電燈負載的正常操作，因此輸入變成電阻性的並且輸入電流遵循輸入AC電壓的波形。在時間θ2，繞組W102和W103的電壓和不足以支持氣體放電燈並且輸入電流下降到零。當輸入電壓高到足以恢復氣體放電燈的正常操作時，在下一AC輸入周期將功率抽取到輸出負載。
雖然到現在為止沒有在圖2中說明輸入高頻濾波器，但是這常常是必要的。本領域普通技術人員已經知道使用電抗性濾波器來平滑和平均高頻電流並且在輸入線產生電阻性輸入特性。不再需要諸如電解質電容器那樣的大型電容器來提供平滑的DC電壓。一旦輸入變成電阻性的，能夠以串聯的方式將傳統的三端雙向可控矽開關元件類型相位控制調光器與輸入端AC101或AC102相連以對氣體放電燈的光強度進行調光和調節。
另一便利的特徵是輸出功率與開關頻率成線性比例。當輸入AC電壓超過上限時，很容易限制輸入功率。一個簡單的感測電路感測平均或瞬時輸入電壓並且控制開關頻率以限制控制到燈負載的功率。關於操作範圍之外的操作不用擔心，因為很多諧振電路將遭受此情形。而且，單個感測電路能夠感測瞬時輸入電壓並且控制開關頻率以提高輸入和輸出電流峰值因數。在該實施例中，所有這些都是可以實現並且容易實現的。
應當理解的是此處所述的各種特徵可以單個使用或以它們的任一組合來使用。因此，本發明並非僅限於在此特別描述的實施例。雖前面的描述和附圖描述了本發明的優選實施例，但是可以理解在不脫離本發明的精神的情況下，可以在其中做出各種添加、修改和替換。特別地，本領域普通技術人員很清楚在不脫離本發明的精神或本質特性的情況下，可以以其他特定形式、結構、布置、比例、以及利用其他元件、材料和部件來具體化本發明。本領域的技術人員將意識到本發明可以使用發明實際中使用的結構、布置、比例、材料以及部件和其他的許多修改，這些修改在不脫離本發明的原理的情況下而特別適應於特定環境和操作需求。因此，當前公開的實施例在所有方面都應該被認為是說明性的而非限制性的。
權利要求
1.一種用於非線性負載的功率變換設備，包括連接到DC電壓源的一個輸入端子對；耦合到所述輸入端子對且串聯連接的第一和第二電容器；第一和第二二極體，分別與第一和第二電容器並聯耦合以至於所述二極體在所述DC電壓源下被反向偏置；電感器，與連接到所述電容器和二極體的第一節點相耦合；變壓器，包括至少一個初級繞組和兩個次級繞組，所述變壓器的初級繞組耦合到所述電感器且其次級繞組串聯耦合在第二節點，所述次級繞組採用相對於耦合這兩個繞組的所述第二節點產生極性相反的電壓的方式加以構造；耦合到所述變壓器的所述初級繞組的第三端子，連接到脈動電壓源，這種電壓源在一個脈動周期內對所述第一和第二電容器進行充電或放電；以及為電功率而耦合到所述次級繞組的一非線性負載。
2.一種用於非線性負載的功率變換設備，包括連接到DC電壓源的一個輸入端子對；耦合到所述輸入端子對且串聯連接的第一和第二電容器；第一和第二二極體，分別與所述第一和第二電容器並聯耦合以至於所述二極體在所述DC電壓源下被反向偏置；連接所述電容器和二極體的第一節點；變壓器，包括至少一個初級繞組和兩個次級繞組，所述變壓器的初級繞組耦合到所述第一節點且其次級繞組串聯耦合在第二節點，所述次級繞組採用相對於耦合這兩個繞組的所述第二節點產生極性相反的電壓的方式加以構造；耦合到所述變壓器的所述初級繞組的第三端子，連接到脈動電壓源，這種電壓源在一個脈動周期內對所述第一和第二電容器進行充電或放電；以及為電功率而耦合到所述次級繞組的一非線性負載。
3.一種用於非線性負載的功率變換設備，包括連接到DC電壓源的一個輸入端子對；第一和第二二極體，串聯連接且耦合到所述DC電壓源以至於每個二極體在所述DC電壓源下被反向偏置；並聯連接到任一所述二極體的第一電容器；電感器，與連接所述二極體的第一節點相耦合；變壓器，包括至少一個初級繞組和兩個次級繞組，所述變壓器的初級繞組耦合到所述電感器並且其次級繞組串聯耦合在第二節點，所述次級繞組採用相對於耦合這兩個繞組的所述第二節點產生極性相反的電壓的方式加以構造；耦合到所述變壓器的所述初級繞組的第三端子，連接到脈動電壓源，這種電壓源在一個脈動周期內對所述第一和第二電容器進行充電或放電；以及為電功率而耦合到所述次級繞組的非線性負載。
4.如權利要求1所述的設備，還包括用於把連接所述變壓器的次級繞組的所述節點耦合到所述輸入端子之一的裝置。
5.如權利要求2所述的設備，還包括用於把連接所述變壓器的次級繞組的所述節點耦合到所述輸入端子之一的裝置。
6.如權利要求3所述的設備，還包括用於把連接所述變壓器的次級繞組的所述節點耦合到所述輸入端子之一的裝置。
7.如權利要求1所述的設備，具有作為所述非線性負載的放電燈，還包括有利於燈操作的所述燈負載端子處的電容器。
8.如權利要求2所述的設備，具有作為所述非線性負載的放電燈，還包括有利於燈操作的所述燈負載端子處的電容器。
9.如權利要求3所述的設備，具有作為所述非線性負載的放電燈，還包括有利於燈操作的所述燈負載端子處的電容器。
10.如權利要求1所述的設備，具有作為所述非線性負載的放電燈，還包括有利於燈操作的所述燈負載端子處的兩個串聯電容器；耦合所述兩個串聯電容器的節點；以及將所述節點耦合到所述輸入端子之一的裝置。
11.如權利要求2所述的設備，具有作為所述非線性負載的放電燈，還包括有利於燈操作的所述燈負載端子處的兩個串聯電容器；耦合所述兩個串聯電容器的節點；以及將所述節點耦合到所述輸入端子之一的裝置。
12.如權利要求3所述的設備，具有作為所述非線性負載的放電燈，還包括有利於燈操作的所述燈負載端子處的兩個串聯電容器；耦合所述兩個串聯電容器的節點；以及將所述節點耦合到所述輸入端子之一的裝置。
13.如權利要求1所述的設備，還包括為控制輸出功率而對與所述第三端子相耦合的所述脈動電壓源的頻率進行控制的裝置。
14.如權利要求2所述的設備，還包括為控制輸出功率而對與所述第三端子相耦合的所述脈動電壓源的頻率進行控制的裝置。
15.如權利要求3所述的設備，還包括為控制輸出功率而對與所述第三端子相耦合的所述脈動電壓源的頻率進行控制的裝置。
16.一種功率變換設備，包括整流器模塊，連接到AC電源並且具有提供直流電的一個輸出端子對；一個串聯開關對，耦合到所述整流器模塊輸出端子對，用於接受所述直流電，所述開關的切換在第一節點產生脈動DC電源；將具有脈動DC的所述第一節點耦合到如權利要求1所述的設備中的第三端子的裝置；以及將所述整流器模塊的輸出端子耦合到如權利要求1所述的設備中的輸入端子的裝置。
17.一種功率變換設備，包括整流器模塊，連接到AC電源並且具有提供直流電的一個輸出端子對；一個串聯開關對，耦合到所述整流器模塊輸出端子對，用於接受所述直流電，所述開關的切換在第一節點產生脈動DC電源；將具有脈動DC的所述第一節點耦合到如權利要求2所述的設備中的第三端子的裝置；以及將所述整流器模塊的輸出端子耦合到如權利要求2所述的設備中的輸入端子的裝置。
18.一種功率變換設備，包括整流器模塊，連接到AC電源並且具有提供直流電的一個輸出端子對；一個串聯開關對，耦合到所述整流器模塊輸出端子對，用於接受所述直流電，所述開關的切換在第一節點產生脈動DC電源；將具有脈動DC的所述第一節點耦合到如權利要求3所述的設備中的第三端子的裝置；以及將所述整流器模塊的輸出端子耦合到如權利要求3所述的設備中的輸入端子的裝置。
全文摘要
公開一種具有對於螢光燈或HID燈的恆定功率饋送特性的AC到AC功率變換設備。通過與負載串聯耦合的電容器的不連續模式操作來取得該恆定功率特性。在每一開關周期將能量包抽取到負載，而不管諧振特性如何。輸入功率對電源電壓平方的依賴性使輸入具有電阻性並且產生良好的功率因數。通過類似白熾燈的外部相位控制調光器對燈負載進行調光。通過增加更多組所述電容器和相關部件而能夠集成具有不同額定功率的多個燈負載。
文檔編號H05B41/282GK1883107SQ200480033150
公開日2006年12月20日 申請日期2004年10月11日 優先權日2003年11月10日
發明者潘毅傑, 龐敏熙, 廖柱幫 申請人:香港大學