通信系統中相干信道估算的方法與裝置的製作方法
2023-05-23 13:44:41 2
專利名稱：通信系統中相干信道估算的方法與裝置的製作方法
技術領域：
本發明一般地涉及通信系統，特別是涉及通信系統中的相干信道估算。本工作參考了Sexton等提出的美國專利申請號(Docket CE02930R)，《通信系統中改進的信道估算方法》，並且共同地授予本未定申請的受讓人，含有與本次公開的申請相關主題的參考文獻已列入本文。
通信系統具有多種形式。一般來說，通信系統的目的是從位於一點的信號源那裡，將攜帶信息的信號發送到位於一定距離以外的另一點的用戶目的地。一個通信系統通常包括3個基本部分發射機、信道和接收機。發射機的功能是將消息信號加工為適於在信道上傳輸的形式。消息信號的加工過程被稱為調製。信道的功能是在發射機輸出和接收機輸入之間提供一種物理的連接。接收機的功能是處理所接收到的信號以便產生原來的消息信號的估算。接收信號的加工過程被稱為解調。
擴展頻譜系統(以下簡稱擴頻系統)是通信系統的一種類型。在擴頻系統中，利用調製技術使得被發送的信號在通信信道中被擴展為一個寬頻帶。該頻帶跟為發送該被發送信息所需的最小帶寬相比要寬很多。例如，採用調幅(AM)方式傳送語音信號，可以在僅為信號本身帶寬兩倍的帶寬內把信號發送出去。其他的調製方式，例如低頻偏調頻(FM)或單邊帶調幅，也允許在跟信號本身帶寬可比擬的帶寬內把信息發送出去。然而，在擴頻系統中，被發送信號的調製通常包括取一個帶寬只有幾千赫的基帶信號(例如，一個語音信道)，並且將被發送的信號分布於一段可能有幾兆赫寬的頻帶上。通過用待發送信息以及用一個寬帶編碼信號來調製待發射的信號，就能完成這個過程。
擴頻通信技術有3種一般類型，包括直接序列調製，跳頻和/或跳時調製以及線性調頻調製。在直接序列調製中，載頻信號被數字編碼序列調製，後者的比特率比信息信號帶寬高很多。
可以用幾種方法將信息(即，含有語音和/或數據的消息信號)嵌入到直接序列擴頻信號中去。一種方法是在信息被用於擴頻調製之前，把它加入到擴頻編碼中去。要注意的是，由於擴頻編碼與信息的組合典型地是一種涉及模2加法的二進位編碼，所以待發送的信息在加入到擴頻編碼中去之前必須處於數字形式。換句話說，可以在進行擴頻之前，用信息或消息信號去調製一個載頻。
這些直接序列擴頻通信系統可以簡便地被設計為多址通信系統。例如，一個擴頻系統可以被設計為一個直接序列碼分多址(DS-CDMA)系統。在一個DS-CDMA系統中，通過用一種唯一的用戶擴展編碼，將每一個被發送的信號擴展到通信信道的頻帶之上，就能完成兩個通信單元之間的通信。結果，被發送的諸信號都處於該通信信道的相同頻帶之中，並且僅用唯一的用戶擴頻編碼來加以區分。這些唯一的用戶擴頻編碼最好是互為正交的，以便使諸擴頻編碼之間的互相關取低值(即，接近於0)。
通過用一個跟待從通信信道取出的特定被發送信號有關的用戶擴展編碼對代表通信信道中諸信號總和的信號進行去擴展處理，就能從該通信信道中取出特定的被發送信號。而且，當諸用戶擴頻編碼互相正交時，接收信號可以和一個特定的用戶擴頻編碼相關，使得只有跟該特定擴頻編碼有關的所需要的用戶信號被增強，而所有其他用戶的其他信號均被削弱。
本領域的技術人員將懂得，在一個DS-CDMA通信系統中，能夠被用來使諸數據信號互相分離的不同的擴展編碼有好幾種。這些擴展編碼包括但不限於偽噪聲(PN)編碼以及沃爾什編碼。一個沃爾什編碼對應於哈德馬(Hadamard)矩陣中一個單獨的行或列。
本領域的技術人員還將進一步懂得，諸擴展編碼可以被用於諸信道編碼數據信號。對諸數據信號進行信道編碼，使被發送的諸信號能較好地承受例如噪聲、衰落和幹擾等各種信道損害帶來的影響，以便改進該通信系統的性能。典型地，信道編碼降低了誤碼的概率和/或降低了所需的信噪比(通常表示為每噪聲密度的比特能量，即Eb/No，它被定義為每信息比特的能量對噪聲譜密度的比值)，為了恢復信號，要以耗費更寬的帶寬為代價(所使用的帶寬比發送該數據信號所需的帶寬還要寬)。例如，沃爾什編碼可以被用來在對隨後發射的數據信號進行調製之前，對它進行信道編碼。相似地，偽噪聲擴展編碼也可以被用來對數據信號進行信道編碼。
然而，在某些要求系統能夠處理特定數目的同時通信(所有單元都具有最小的信噪比)的通信系統設計中，僅靠信道編碼還不能提供所需的信噪比。在某些實例中，通過將通信系統設計為相干地檢出發送過來的諸信號而不使用非相干的接收技術，就能滿足這種設計上的約束條件。在相干檢出系統中，信道響應是這樣確定的它使得由於通信信道引起的相位與幅度畸變的影響可以用匹配濾波器進行補償。與此相對比，非相干檢出系統典型地不能補償因通信信道而引起的在接收信號中的相位畸變。本領域的技術人員將懂得，在相同的誤碼率(即，表示可接受的幹擾電平的一種特定的設計約束)的條件下，相干接收機所要求的信噪比低於非相干接收機(信噪比以Eb/No來表示)。粗略地說，在靜態信道中，它們之間的差值有3分貝(dB)，而在瑞利衰落信道中，差值還要更大一些。在使用分集接收(diversity reception)的情況下，相干接收機的優點更為顯著，因為最佳相干接收機沒有組合損失，而非相干接收機常有組合損失。
實現被發送信號相干檢出的一種方法是使用導頻信號。例如在蜂窩通信系統中，如果基站發出一個導頻信號，那么正向信道或者下行鏈路(即，從基站到移動單元)的信號就能被相干地檢出。隨後，所有的移動單元都可以用該導頻信道的信號去估算該信道的相位與幅度諸參數。然而，在反向信道或上行鏈路(即，從移動單元到基站)中，使用這樣一種公共的導頻信號是不適宜的。結果，本領域的一般技術人員通常假定，只有非相干檢出技術適用於上行鏈路通信。結果，許多最新的出版物都把注意力集中到在DS-CDMA系統中如何對非相干接收進行優化。一個通信系統應當理想地設計為對DS-CDMA信號進行相干接收。
因此，人們期望能夠在CDMA通信系統的上行鏈路中，利用相干接收機的好處，而不受與發送導頻信號有關的功率限制。
圖1一般地描述一個代表現有技術的一種通信系統的方框圖；以及圖2一般地描述一個代表本發明典型實施例的通信系統接收機，其中包括連接於最大似然度解碼器的信道估算器，用以對正交編碼的擴頻信號進行相干接收和解碼。
總的來說，通信系統中的接收機實現相干的信道估算的方法是，首先接收一個編碼信號，然後從該編碼信號產生一個複數的信道估算值。隨後該接收機將該複數的信道估算值跟該編碼信號組合在一起，以產生相干的解調信號。經過組合之後，該接收機對該相干的解調信號的一種變形進行解碼，以產生對該編碼信號在編碼前的估算值。
在優選實施例中，接收機是一個分集接收機(RAKE Receiver)，並且，複數信道估算的產生由一個信道估算器來完成。同樣在該優選實施例中，相干解調信號的變形進一步地包括相干解調信號的實部，這裡解碼器對多個相干解調信號的實部的總和進行解碼。
參看下列各圖，對本發明申請進行最佳的說明。圖1一般地描述一個代表現有技術的一種通信系統的方框圖。圖2一般地描述一個代表本發明典型實施例的通信系統接收機的方框圖，其中包括一個信道估算器，用以對正交編碼的擴頻信號進行相干接收和解碼。
首先參看圖1的方框圖，所描述的是現有技術的通信系統的一個代表。讓我們把目光集中到接收機，在接收天線131處，接收到正交編碼的擴頻數位訊號130，在132中放大，在136中去擴展和解調，所得到的數位訊號有兩個分量，即同相(in-phase)分量140，以及90°分量138。去擴展數字樣本的兩個分量138A和140A，被分組為預定長度的樣本信號分組(例如，長度為64個樣本的分組)，然後獨立地輸入到採用快速哈德馬變換方式的正交解碼器142、144，在這裡對正交編碼的數位訊號分量(140和138)進行去擴展處理，產生多個正交解調數位訊號(146和160)(例如，當輸入一個長度為64個樣本的分組時，就產生64個去擴展信號)。而且，每一個正交解調數位訊號(146、160)都有一個有關的沃爾什指數符號(Walsh index symbol)，它能從一組互相正交的編碼中識別出每一個特定的正交編碼(例如當輸入一個長度為64個樣本的分組時，將有一個長度為6位的指數數據符號伴隨著變換器的輸出信號，用以指示有一個跟變換器輸出信號相符合的特定的長度為64位的正交編碼)。來自分集接收機156A、156B、……、156N的每一個分支的每一組結果信號中具有相同指數的能量數值將在加法器164中疊加，以便提供一組疊加的能量數值166。在一組疊加的能量數值166中，具有指數i的能量數值對應於產生該組疊加能量數值166的諸樣本信號的分組跟第i個沃爾什符號相符的置信度的一種量度。具有有關指數的疊加能量諸數值的分組將被送到一個雙最大值的量度發生器168，在這裡將為每一個編碼的數據位確定一個單獨的量度，由此產生單獨一組的集合(aggregate)軟判別數據170。集合的軟判別數據170經去交織器172進行去交織處理，最後送到最大似然度解碼器176。如上所述，在本例中由雙最大值量度發生器168從該疊加能量數值分組中產生的軟判別量度判定，含有正交去擴展諸信號的實部、虛部，以及它們的噪聲成分，在確定接收機的靈敏度中起很大的作用。
如上所述，如果能降低跟接收信號的虛部相伴隨的噪聲，就能開發出更靈敏的通信系統，下面參照圖2，對這樣一種通信系統加以說明。
圖2一般地描述代表一個通信系統接收機的方框圖，該接收機包括一個信道估算器200，以便對正交編碼的數字數據信號進行相干接收與解碼。明確地講，在圖2中，經過公共前端分集接收機、放大器和解調器的處理之後，正交編碼的擴頻信號134的數位訊號分成兩路，即同相分量140以及90°分量138，圖2描述了這兩條信號通路。然後，分別在正交解碼器144和142中，對同相數位訊號分量140和90°數位訊號分量138進行去擴展處理。在本優選實施例中，正交解碼器142和144都是快速哈德馬變換器(Hadamard transformer)，也可以用任何正交解碼器來有效地替代。正交解碼器142和144的輸出是正交解調同相數位訊號146和90°數位訊號160的分組，伴以沃爾什符號指數。正交解調同相數位訊號146和諸90°數位訊號160的分組被同時送往一個減少狀態(Reduced State)正交序列估算器(RSOSE)210以及存儲寄存器216。RSOSE210所產生的、包括同相(212)和正交(214)複數信道估算值分量在內的複數信道估算值，在共軛器222處進行共軛處理。共軛的複數信道估算值分量(分別是224和226)被送到乘法器228，在那裡，這些分量跟取自存儲寄存器216的去擴展信號分量(216和218)的原始分組相乘。其結果是一對複數相干正交解調信號230和232被送到實數信道選擇器234，後者從中選出一組實數相干正交解調信號236。特定的正交編碼信號(140，138)經過乘法器136，得到複數相干正交解調信號230、232的分組，再由選擇器234從中選出實數相干正交解調信號的分組236。要注意的是，在一個擴展頻譜的CDMA環境中使用分集接收機，可以理解到，將有N個分支(finger)連接到該分集接收機，因此，圖2所示的系統將236A……236N描述為連接到加法器164的每一個單獨的分支所產生的實數相干正交解調信號諸分組的代表。加法器164把來自該分集接收機所有單獨的分支的每一個實數相干正交解調信號(236A……236N)的分組中具有相同指數的所有數值疊加在一起，產生一個集合的相干正交解調信號240。隨後，該集合的相干正交解調信號240被送到卷積解碼器250進行軟判別卷積解碼。
在這個過程中，特別重要的是在信道估算器200中出現的信道估算值的產生。如上所述，信道估算器200以快速哈德馬變換器(分別是144和142)那裡接收正交解調同相數位訊號146以及諸90°數位訊號160的分組。正交解調數位訊號(146，160)諸分組被同時送到RSOSE 210以及存儲寄存器216。存儲寄存器216的功能是，在正交解調數位訊號的分組(146和160)被送往乘法器228之前(在圖2中分別表示為218和220)，簡單地按其「原來的」形式提供緩衝存儲空間。
本專利申請人現在(把話題)轉到RSOSE 210的功能，為了完整地說明它的功能，對正交信號的組成作一個簡短的說明無論如何都是適當的。雖然本發明在這裡所公開的內容能夠適用於任何正交編碼數位訊號的相干檢測，但這裡仍採用暫行標準95(IS95)的信令圖作為例子。在IS95中，每6個交織的和卷積編碼的位被映射到1個沃爾什符號之中。然後它進一步地被擴頻、調製和發送。每6個沃爾什符號組成1個冪控制組(PCG)。前面在關於現有技術的說明中講過，接收信號先進行解調和去擴展處理，然後分離為同相與90°數位訊號分量，後者可以被看成是一個複數去擴展信號。每當接收到複數去擴展信號的一組64個樣本(或者沃爾什片段(chips))的序列，該信號序列的實部和虛部藉助於使用正交解碼器〔例如快速哈德馬變換(FHT)〕跟64個不同的可能的沃爾什符號進行相關運算。64對FHT輸出(可看成是64個複數，因而各有其實部和虛部)被用來確定那一個沃爾什符號是原來發送的。
如果信道脈衝的響應(CIR)的係數C(一個複數)為已知，那麼可以首先通過將64個複數接收信號跟C的共軛複數(以下用C′表示)相乘以實現接收信號序列的解調(相位校正和加權)。64個解調複數的實部數值被正交解碼，而其虛部數值則被拋棄。等效地，該複數去擴展信號序列也可以首先用FHT來正交地進行去擴展處理。然後，FHT輸出的64個複數通過跟C的共軛複數相乘實現解調。諸乘積的實部數值被保留而其虛部數值則被拋棄。然而，實際上，信道脈衝響應的係數為未知。因此，必須把CIR係數的估算值計算出來。
現在著重說明RSOSE 210的功能-信道估算值的產生。讓我們用Wj(n)來表示在一個沃爾什符號組中第n個發送的沃爾什符號的第j個片段。對應於這個片段的接收樣本可以表示為r(n，j)＝CWj(n)+Z(n，j) (1)式中Z(n，j)為伴隨著接收信號的附加的噪聲/幹擾。假設信道係數C在估算期間不發生改變，並且最大似然度正交序列估算值(MLOSE)是基於由6組64個沃爾什符號組成的一個序列，最佳MLOSE估算器對所有諸i(n′)的可能組合進行646次相關計算，這在數學上可以表示為n=16j=164wji(n)r(n,j)=Cn=16j=164wji(n)wj(n)+z---(2)]]>式中Wji(n)是在沃爾什編碼集合中具有指數i的沃爾什符號的第j個片段(定為±1)，i(n)＝1，……，64，n＝1，……，6，Z為噪聲項。MLOSE按最大幅度檢出相關者。如果它檢出正確發送的沃爾什符號序列，Wji(n)＝Wj(n)，那麼被選出的相關者(即具有最大幅度的那一個)等於C′＝±384C+Z (3)因此，已經表明，這個被選出的相關者的確是信道係數的一個估算值。如果相關序列跟發送序列不相同，那麼在估算值中將存在附加的誤差。而且，MLOSE要求進行646次不同的加法運算，要進行實時計算是不可能的。
結果，必須開發一種次最佳的、但在計算上是有效的方法，使相干信道估算變為可行。一般來說，這樣的算法被稱為減少狀態正交序列估算器(RSOSE)，跟真正的MLOSE相比，它需要的電路數目和計算複雜性都較小，而它所提供的性能水平接近於MLOSE。下面所公開的是用於具有M個分支的分集接收機的RSOSE的一個典型實施例。我們把在一個冪控制組(PCG)中第n個沃爾什符號數據的具有指數i的第m個分支的複數FHT輸出表示為Wmi(n)(n)，對第m個分支來說，它等於
。為了確定第m個分支的近似的最大似然度複數信道估算值，cm(i~(1),i~(2),i~(3),i~(4),i~(5),i~(6))=n=16Wmi~(n)(n),]]>式中
是由移動站在一個PCG中作為第n個沃爾什符號發送的沃爾什碼字的指數的估算值，典型的RSOSE算法分6步執行，這將在下面加以說明。
第1步，估算器為每一個沃爾什符號產生每一個具有相同指數的FHT輸出的疊加能量，即
，僅保留N個最大的疊加能量數值。保留下來的FHT輸出表示為Wmi(n)(n)，n＝1，2……，6。
第2步，估算器在每個分支的方框中，以第1個和第2個沃爾什符號的FHT輸出形成N2之和，使得Cm(1)(i(1)，i(2))＝Wmi(1)(1)+Wmi(2)(2)。所產生的和按照它們的疊加能量即
進行排序，對每一個分支來說，只有具有最大疊加能量的N個和〔表示為
〕被保留。
第3步，如同在第2步中那樣，為每一分支形成以及Wmi(3)(3)的N2之和，對每一個分支來說，只有具有最大疊加能量的N個和〔表示為
〕被保留。對n＝4，5，6來說，重複這一步，其後，在第6步中，估算器選出具有最大疊加能量的和，表示為Cm=cm(5)(i~(1),i~(2),i~(3),i~(4),i~(5),i~(6))]]>，這是用於相干解調的信道估算值。注意每個分支都有一個信道估算值。
產生出複數信道估算值C(212和214)之後，它被用來對接收信號進行解調。由於FHT是一種線性運算，我們可以在RSOSE估算之前在所用的複數FHT的輸出端(142和144)處進行解調。換句話說，通過將存儲寄存器216中的複數FHT的輸出(218，220)跟分別表示為224與226的信道估算值的共軛複數C′(在共軛器222中進行共軛)相乘，對每一個沃爾什符號的FHT輸出數值的64個分組進行解調，產生複數相干正交解調信號230和232。來自分集接收機的多個分支的實數相干正交解調諸信號(236A，236B……，236N)在加法器164中進行疊加，以產生一個集合的相干正交解調信號240。隨後，該集合的相干正交解調信號240被送到一個卷積解碼器，在那裡產生一個對應於原始數據信號110的估算的原始數據信號178。
為了進一步降低RSOSE對計算的要求，人們僅需把在RSOSE估算中的第1步所確定的、產生最大疊加能量數值的6N個FHT輸出跟信道估算值的共軛複數(224，226)相乘，並取出它的實部(236)，以導出用於最大似然度卷積解碼過程的軟判別量度，用這樣的方法取代了原先的將複數FHT全部64個輸出數值跟該信道估算值的共軛複數C′相乘的方法。
最後，應當指出，雖然本文所敘述的內容具有特殊性，但這是本發明有效的實施例中的一個例子。特別是許多降低了複雜性的、用於卷積解碼的算法已經被開發出來，例如所謂的「T算法」、「M算法」以及「順序解碼算法」，所有這些算法稍加修改，就可以跟本文所公開的信道估算器配合使用。還有，進一步地改進信道估算器本身的性能也是可能的，例如在美國專利申請號(Docket CE02930R)中所公開的《通信系統中改進的信道估算方法》，此項申請歸屬於Sexton等，並且共同地授予本未定申請的受讓人。
權利要求
1.一種在通信系統中進行相干信道估算的方法，該方法包括下列諸步驟(a)接收一組編碼信號；(b)從該編碼信號產生一個複數信道估算值；(c)將該複數信道估算值跟該編碼信號組合在一起，以產生一個相干解調信號；以及(d)對一種形式的相干解調信號進行解碼以產生在編碼之前的編碼信號的一個估算值。
2.在權利要求1的方法中，接收該編碼信號的步驟由一個分集接收機來執行。
3.在權利要求1的方法中，產生複數信道估算值的步驟由一個信道估算器來執行。
4.在權利要求1的方法中，該相干解調信號的形式進一步地包括該相干解調信號的一個實部。
5.在權利要求3的方法中，該信道估算器的功能包括下列諸步驟(a)對編碼信號進行處理，得到它的同相和90°數位訊號分量；(b)從該同相以及90°數位訊號分量產生一個正交解調同相數位訊號以及一個正交解調90°數位訊號；(c)從該正交解調同相數位訊號以及正交解調90°數位訊號產生一個同相複數信道估算值以及一個90°複數信道估算值；(d)從該同相以及90°信道估算值產生一個複數相干正交解調信號；(e)從該複數相干正交解調信號產生一個實數相干正交解調信號；(f)對該合成的相干正交解調信號進行解碼，以產生編碼前的信號的一個估算值。
6.一個在通信系統中進行相干信道估算的裝置，該裝置包括(各)一個(a)接收編碼信號的接收機；(b)從該編碼信號產生一個複數信道估算值的處理器；(c)將該複數信道估算值跟該編碼信號組合在一起以產生一個相干解調信號的組合器；(d)對相干解調信號的一種變形進行解碼以在編碼之前產生編碼信號的一個估算值。
7.在權利要求6的裝置中，該相干解調信號的變形進一步地包括該相干解調信號的一個實部。
8.在權利要求6的裝置中，解碼進一步地包括對多個相干解調信號的實部的總和進行解碼。
9.在權利要求6的裝置中，該諸裝置的功能可以在一塊超大規模集成電路(VLSI)或者一塊專用集成電路(ASIC)內實現。
10.在權利要求6的裝置中，該解碼器進一步地包括一個最大似然度序列估算器(MLSE)解碼器。
全文摘要
一般地說,通信系統中的接收機實施相干信道估算的方法是這樣的:首先接收一組編碼信號,然後從該編碼信號產生一個複數信道估算值。隨後接收機將該複數信道估算值跟該編碼信號組合在一起以產生一個相干解調信號。組合在一起以後,接收機對相干解調信號的一種變形進行解碼以在編碼之前產生編碼信號的一個估算值。
文檔編號H04J13/04GK1177426SQ96192353
公開日1998年3月25日 申請日期1996年10月28日 優先權日1996年1月4日
發明者凌復雲, 泰利·麥可·沙福奈爾 申請人:摩託羅拉公司