推挽式線性混合h類放大器的製造方法

2023-05-15 13:25:31 3

推挽式線性混合h類放大器的製造方法
【專利摘要】本發明公開了若干種推挽式線性混合H類放大器。分體式電源響應於電源控制電壓提供正電源軌和負電源軌。推挽式放大器級由正電源軌和負電源軌提供電能。放大器級接收輸入信號並提供相應的放大的輸出信號。電源控制電路響應於正電源軌和負電源軌中較小的一個和輸入信號提供電源控制電壓。
【專利說明】推挽式線性混合H類放大器
[0001]本申請是申請號為200980157645.3、申請日為2009年12月29日、發明名稱為「推挽式線性混合H類放大器」的中國發明專利申請的分案申請。

【技術領域】
[0002]描述的實施方式涉及音頻放大器電路。具體地，描述的實施方式涉及推挽式線性混合H類音頻放大器電路。

【背景技術】
[0003]推挽式線性混合H類音頻放大器通常由提供正電源軌和負電源軌的分體式電源提供電能。然而，通常，分體式電源的交叉調節(cross regulat1n)不佳,尤其是當產生電源軌(power supply rail)的電源的負載不同時。例如，如果一個電源負載很大，但另一電源負載較低，則電源不會產生相同量值的電源軌。這通常是由於變壓器繞組的不完善耦合、變壓器中的雜散電感和繞組電阻所導致的。
[0004]為了補償電源軌之間的不佳交叉調節，傳統的放大器電路包括反饋迴路，其i)調節電源軌的總電壓；*ii)調節正電源軌或負電源軌，並且期望未被調節的電源軌靠近已被調節的電源軌。
[0005]可利用下述實例來描述這些交叉調節補償方法的問題。在示例性情景中，被放大的音頻信號是大的低頻正弦信號，並且在正弦的正峰值，所有的電能來自於第一電源。如果總電壓被調整為50V，則正電源軌可以是20V，並且負電源軌可以為-30V。在這種方案中，可再現的最大對稱電壓僅為+/-20V。
[0006]另一方面，如果調節了正電源軌，例如，儘管正電源軌可通過調節保持在25V，但當第二電源負載過多時，負電源軌將降低到-20V。類似於前述方案，可再現的最大對稱電壓被限制為+/-20V。


【發明內容】

[0007]—方面，本發明提供了一種音頻放大器，包括:第一音頻輸入端子，用於接收第一輸入音頻信號；第一推挽式放大器輸出級，用於接收第一輸入音頻信號並產生第一放大的輸出音頻信號；分體式電源，用於響應於電源控制電壓產生正電源軌和負電源軌，正電源軌和負電源軌為第一推挽式放大器輸出級提供電能；及電源控制電路，用於生成電源控制電壓，電源控制電壓基於正電源軌和負電源軌中較小的一個和輸入音頻信號。
[0008]在一些實施方式中，電源控制電壓交叉調節正電源軌和負電源軌。
[0009]在一些實施方式中，電源控制電路包括:絕對值塊，用於將第一輸入音頻信號轉化為整流的輸入音頻信號；包絡檢波器，用於從整流的輸入音頻信號產生包絡信號；比較器電路，用於選擇正電源軌和負電源軌中較小的一個；及差分放大器，用於生成電源控制電壓，電源控制電壓是包絡信號和選擇的電源軌之間的差值。
[0010]在一些實施方式中，音頻放大器還包括第一電壓箝位器件，用於使正電源軌封頂為第一預定閾值，還包括第二電壓箝位器件，用於使負電源軌封頂為第二預定閾值。
[0011]在一些實施方式中，音頻放大器包括有源開關電路，用於平衡正電源軌和負電源軌。
[0012]在一些實施方式中，音頻放大器包括不平衡檢測器，用於當正電源軌和負電源軌中的至少一個超出預定閾值時，啟動有源開關電路。
[0013]在一些實施方式中，音頻放大器包括:第二音頻輸入端子，用於接收第二輸入音頻信號；及第二推挽式放大器輸出級，用於接收第二輸入音頻信號的反轉形式(vers1n)並產生第二放大的輸出音頻信號；其中，電源控制電壓是基於正電源軌和負電源軌之中較小的一個以及第一輸入音頻信號和第二輸入音頻信號中較大的一個。
[0014]在一些實施方式中，電源控制電路包括:第一比較器電路，用於整流第一和第第二輸入音頻信號並選擇整流信號中較大的一個；包絡檢波器，用於從選擇的整流信號產生包絡信號；比較器電路，用於選擇正電源軌和負電源軌之中較小的一個；及差分放大器，用於生成電源控制電壓，電源控制電壓是包絡信號和選擇的電源軌之間的差值。
[0015]在一些實施方式中，音頻放大器包括預處理電路，該預處理電路用於:將第一音頻輸入信號濾波為第一高頻信號和第一低頻信號；將第二音頻輸入信號濾波為第二高頻信號和第二低頻信號；組合第一低頻信號和第二低頻信號以產生總低頻信號；將總低頻信號累加到第一和第二高頻信號以產生修正的第一和第二輸入音頻信號。
[0016]在一些實施方式中，音頻放大器包括第二推挽式放大器輸出級，用於接收第一輸入音頻信號的反轉形式並產生第二放大的音頻信號，第二推挽式放大器輸出級由正電源軌和負電源軌提供電能。
[0017]本發明的其他方面和實施方式在下文中不例性實施方式的描述確定和描述。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0018]下文將結合附圖描述本發明的優選實施方式，附圖中:
[0019]圖1是根據至少一種實施方式的音頻放大器的電路圖；
[0020]圖2是根據至少一種實施方式的圖1的電源控制電路的電路圖；
[0021]圖3是根據至少一種實施方式的音頻放大器的電路圖；
[0022]圖4是根據至少一種實施方式的音頻放大器的電路圖；
[0023]圖5是根據至少一種實施方式的音頻放大器的電路圖；
[0024]圖6是根據至少一種實施方式的圖5的不平衡檢測器的電路圖；
[0025]圖7是根據至少一種實施方式的音頻放大器的電路圖；
[0026]圖8是根據至少一種實施方式的音頻放大器的電路圖；
[0027]圖9是根據至少一種實施方式的圖8的電源控制電路的電路圖；
[0028]圖10是根據至少一種實施方式的音頻放大器的電路圖；
[0029]圖11是根據至少一種實施方式的圖10的預處理電路的電路圖；
[0030]圖12是根據至少一種實施方式的音頻放大器的電路圖；及
[0031]圖13是根據至少一種實施方式的圖12的電源控制電路的電路圖。

【具體實施方式】
[0032]首先參見圖1，圖1示出了根據第一實施方式的音頻放大器100。音頻放大器100包括音頻輸入端子112、推挽式放大器輸出級108、分體式電源102和電源控制電路104。
[0033]音頻輸入端子112通常連接到提供輸入音頻信號114的音頻源(未示出)上。輸入音頻信號114可以是具有時間變化量值和時間變化頻率的IV峰-峰信號，或者輸入音頻信號114是任何其他類型的模擬音頻信號。
[0034]推挽式放大器輸出級108連接到音頻輸入端子112以接收輸入音頻信號114並在音頻輸出端子132上產生相應的放大的輸出音頻信號124。負載110 (例如擴音器)連接到音頻輸出端子132上以接收放大的輸出音頻信號124。
[0035]在放大器100中，推挽式放大器級108是線性AB類放大器，其包括運算放大器106、第一和第二電阻117和119以及一對互補電晶體116和118。運算放大器106具有反相輸入端和同相輸入端，其分別由負(和正(「 + 」)符號表示。反相輸入端連接到運算放大器106的輸出並通過負反饋網路接地，該負反饋網絡包括第一和第二電阻117和119。同相輸入端連接到音頻輸入端子112以接收輸入音頻信號114。在這種配置中，運算放大器106產生運算放大器輸出信號134,運算放大器輸出信號134是輸入音頻信號114經電壓放大後的形式。施加到輸入音頻信號114上的電壓增益等於1+R119/R117，其中，R117是第一電阻117的阻值，R119是第二電阻119的阻值。在這種配置中，運算放大器輸出信號134與輸入音頻信號114成比例。當輸入音頻信號114為正時，運算放大器輸出信號134也為正，並且當輸入音頻信號114為負時，運算放大器輸出信號134也為負。
[0036]在該實施方式中，電晶體116和118分別是共發射極配置的npn和pnp雙極結電晶體(BJT)。電晶體116和118通常也連接到偏置網路(未示出)以降低嚴格B類放大器中的交越失真。該配置通常被稱為「AB類」放大器。電晶體116和118連接在一起，從而當運算放大器輸出信號134為正時，第一電晶體116傳導電流並將電流推送到負載110 ;當運算放大器輸出信號134為負時，第二電晶體118會傳導電流並將電流從負載110導出。由分體式電源102產生的正電源軌126為第一電晶體116提供電能。由分體式電源102產生的負電源軌128為第二電晶體118提供電能。電晶體116和118 —起工作以產生放大的輸出音頻信號124，放大的輸出音頻信號124是運算放大器輸出信號134經電流放大後的形式。
[0037]在運行時，第一電晶體116或第二電晶體118需要相應的電源軌126或128提供的足夠電壓以產生放大的輸出音頻信號124。具體需要的電壓將根據輸入音頻信號114的量值而變化。供給電晶體116和118的任何過電壓將導致電晶體116和118產生功率耗散，其等於過電壓和負載電流之積。這種耗散的功率被損失並增加了推挽式放大器輸出級108的功率消耗。
[0038]這了解決這個問題，圖1的電源控制電路104和分體式電源102配置為產生跟蹤輸入音頻信號114的包絡或絕對值的正電源軌126和負電源軌128，以降低電源軌之間的淨空(headroom)和輸出級108產生輸出音頻信號124所需要的電壓。電源控制電路104跟蹤輸入音頻信號114並產生電源控制電壓130，電源控制電壓130產生具有足夠電壓的正電源軌126和負電源軌128,從而產生放大的輸出音頻信號124。
[0039]分體式電源102包括兩個電源120和122。每個電源120、122生成基於接收到的控制電壓的輸出電壓。第一電源120生成正電源軌126,第二電源122生成負電源軌128。在放大器100中，兩個電源均由電源控制電壓130控制並以相應的量值生成。
[0040]除了跟蹤輸入音頻信號114之外，電源控制電路104也配置為監測正電源軌126和負電源軌128並補償正電源軌126和負電源軌128之間不佳的交叉調節。
[0041]在電源控制電路104中，通過調整正電源軌126和負電源軌128中較小的(在絕對量值方面)一個來解決不佳的交叉調節的問題。通過確定兩個電源軌126和128中哪一個更小並將其調節，分體式電源102能夠產生足夠的電壓以允許放大器級108生成放大的輸出音頻信號124。
[0042]現在參考圖2，圖2示出了圖1中的電源控制電路104的一種示例性實施方式。圖2中示出的電源控制電路104包括絕對值塊202、包絡檢波器204、比較器電路206和差分放大器208。
[0043]絕對值塊202從音頻輸入端子112接收輸入音頻信號114並提供相應的整流信號226。
[0044]包絡檢波器204利用整流信號226並產生包絡信號224，包絡信號224是整流信號226的包絡。包絡檢波器可包括二極體210、電阻212和電容器214。電容器214和電阻212並聯連接在地和絕對值塊202通過二極體210的輸出之間。
[0045]整流信號226由二極體210接收，並且一旦整流信號226超出二極體的閾值，其將電容器214充電到電壓Vpeak，Vpeak等於整流信號226的峰值減去二極體壓降。一旦整流信號226下降到二極體閾值之下，電容器214通過電阻212放電。
[0046]包絡檢波器204具有時間常數τ，其等於R212和C214之積，其中，R212是電阻212的阻值，C214是電容器214的電容值。時間常數τ定義了電容器214放電的速度。在具有線性AB類輸出級的H類放大器(例如放大器100)中，優選地，時間常數τ小，從而電源軌126和128可緊密地跟蹤下降的輸入音頻信號114，從而最小化電晶體116和118中的傳導損耗。在一些實施方式中，時間常數τ在lms-100 μ s的範圍內。這允許電源軌126和128緊密地跟蹤OHz-1kHz範圍內的輸入音頻信號114。
[0047]其他放大器(例如D類放大器)通常不需要如此緊密地跟蹤輸入音頻信號114，因此不需要這樣小的時間常數τ。在D類放大器中，輸出電晶體是開關電晶體，因此與線性AB類放大器相比，其具有較小數量級的傳導損耗。因此，輸入音頻信號114不需要被緊密地跟蹤以保持高效率。在D類放大器中需要的是包絡被精確跟蹤。通常，對D類放大器來說，跟蹤25Hz信號就足夠了。因此，D類放大器的時間常數τ通常可以是1ms或更大。
[0048]比較器電路206接收正電源軌126和負電源軌128並輸出代表正電源軌126和負電源軌128中較小一個的電源軌222。比較器電路206可包括逆變器216和兩個二極體218和220。逆變器216接收負電源軌128並產生反轉的負電源軌228。二極體218和220然後一起工作以選擇正電源軌126和反轉的負電源軌228中較小的一個，並將較小的電源軌輸出為電源軌222。
[0049]差分放大器208接收包絡信號224和電源軌222並輸出電源控制信號130作為對應於包絡信號224和電源軌222之差的誤差信號。
[0050]現在參考圖3，圖3示出了根據第二實施方式的音頻放大器300。音頻放大器300是音頻放大器100的變形。音頻放大器300和音頻放大器100之間的不同在於增加了兩個電壓箝位器件302和304。兩個電壓箝位器件302和304確保了正電源軌126和負電源軌128不會超出預定閾值電壓。這防止了電晶體116和118上的過電壓情況，由於分體式電源102的無負載側的不完善導致其輸出電壓升得太高，則可能發生該過電壓情況。
[0051]第一電壓箝位器件302連接在正電源軌126和地之間。第一電壓箝位器件302確保正電源軌126不會超出預定閾值電壓。當正電源軌126超出預定閾值電壓時，第一電壓箝位器件302耗散過剩的電荷並防止正電源軌126再攀升。
[0052]類似地，第二電壓箝位器件304連接在負電源軌128和地之間。第二電壓箝位器件304確定負電源軌128不會降低到預定閾值電壓之下。當負電源軌128降低到預定閾值電壓之下時，第二電壓箝位設備304耗散過剩的電荷並防止負電源軌128降得更低。
[0053]在一些實施方式中，例如在圖3所示的實施方式中，電壓箝位器件302和304是齊納二極體。在其他實施方式中，電壓箝位器件302和304可以是提供上述功能的任意其他電路。
[0054]現在參考圖4，圖4示出了根據第三實施方式的音頻放大器400。音頻放大器400是音頻放大器100的變形。音頻放大器400和音頻放大器100之間的區別在於增加了兩個開關電晶體402和404、逆變器406、50%佔空比的振蕩器408以及電感器410。這種有源開關技術作為正電源軌126和負電源軌128之間的電壓平衡器。來自無負載電源軌的過剩電荷移動或轉移到有負載的電源軌上，從而電源軌126和128上的電壓具有大約相等的量值。相比於音頻放大器300，這是有進步的，因為過剩電荷再次分配掉了，而不是耗散或丟失了。
[0055]在這種實施方式中，有源開關技術按如下方式運行。50%佔空比的振蕩器408生成脈衝信號410。當脈衝信號410為高時，其將使能第二開關電晶體404，並且當脈衝信號410為低時，其將被逆變器406反轉以使能第一開關電晶體402。在這種方式中，開關電晶體402和404被交替使能，每個電晶體具有50%的打開時間和50%的閉合時間。這導致正電源軌126和負電源軌128之間的任何電壓不平衡表現為電感器410兩側的平均電壓。因此，電感器410中的低頻平均電流升高或降低並自然地將電荷通過開關電晶體402和404從高電壓電源軌移動到低電壓電源軌，直到兩個電源軌的電壓再次大至相等，在該點上，平均電感器電流降低到O。
[0056]現在參考圖5，圖5示出了根據第四實施方式的音頻放大器500。音頻放大器500是音頻放大器400的變形。音頻放大器500和音頻放大器400之間的區別在於增加了不平衡檢測器502。不平衡檢測器502接收正電源軌126和負電源軌128作為輸入並輸出控制信號504，該控制信號504激活或去激活50%佔空比的振蕩器408。在一種實施方式中，不平衡檢測器502僅當檢測到足夠的不平衡或過電壓情況時，才激活50%佔空比的振蕩器408。其餘時間內，50%佔空比的振蕩器408被停用，因此兩個開關電晶體402和404都處於閉合狀態。
[0057]現在參考圖6，圖6示出了圖5中的不平衡檢測器502的示例性實施方式。不平衡檢測器502包括第一電阻602、第二電阻604、第一比較器606、第二比較器以及或門610。第一和第二電阻602和604串聯連接在正電源軌126和負電源軌128之間。在一種實施方式中，第一和第二電阻602和604具有相同的阻值，從而節點612處的電壓是正電源軌126和負電源軌128的量值之間的差值的一半。
[0058]每個比較器606和608具有反相和同相輸入端,分別由負(-)和正(+)符號表不。正閾值電壓V+threshld輸入到第一比較器的反相端子。負閾值電壓￥_伽_。1(1輸入到第二比較器608的同相端子。節點612連接到第一比較器606的同相端子和第二比較器608的反相端子。
[0059]當節點612處的電壓高於正閾值電壓V+ttoeslTOldW，第一比較器606的輸出為邏輯高。當節點612處的電壓低於正閾值電壓V+threshaLd時,第一比較器606的輸出為邏輯低。類似地，當節點612處的電壓低於負閾值電壓V_threshld時，第二比較器608的輸出為邏輯高。當節點612處的電壓高於負閾值電壓V_threshld時，第二比較器的輸出為邏輯低。
[0060]當比較器606和608中的一個輸出為高時，或門610的輸出將為邏輯高。僅當兩個比較器606和608輸出均為邏輯低時，或門610的輸出才為邏輯低。因此，當節點612的電壓高於正閾值電壓v+threshld或低於負閾值電壓v_thMslTOld時,或門輸出為高。
[0061]現在參考圖7，圖7示出了根據第五實施方式的音頻放大器700。音頻放大器700是音頻放大器100的變形。音頻放大器700和音頻放大器100之間的區別在於增加了與第一推挽式放大器級108並聯的第二推挽式放大器級710。第二推挽式放大器級710包括運算放大器708、第三和第四電阻713和715和互補電晶體712和714。第二推挽式放大器級710間接連接到音頻輸出端子132，以接收放大的輸出音頻信號132的形式(vers1n)並產生第二放大的輸出音頻信號718。
[0062]通常，推挽式放大器輸出級位於單個集成電路(IC)晶片中。在一些實施方式中，期望並聯若干IC晶片以獲得期望的輸出電流。例如，並聯兩個推挽式放大器輸出級使供給到負載110的輸出電流翻倍。由於每個推挽式放大器級因製造公差而具有小的增益不匹配，因此共享電阻702和716以及反饋環路(包括差分放大器704和累加器706)用於確保兩個推挽式放大器級108和710具有大致相等的輸出電流。這種並聯集成電路的方法是已知的，在此不再贅述。
[0063]現在參考圖8，圖8示出了根據第六實施方式的音頻放大器800。與音頻放大器100、300、400、500和600對應的音頻放大器800的元件由類似的附圖標記表示。音頻放大器800包括兩個音頻輸入端子812和846、分體式電源802、電源控制電路804、第一推挽式放大器輸出級808和第二推挽式放大器輸出級836。
[0064]第一音頻輸入端子812接收第一輸入音頻信號814,而第二音頻輸入端子846接收第二音頻輸入信號848。通常，儘管不是必要的，第一和第二音頻輸入信號814和848是相關的。例如，它們可以是立體聲音頻信號的左和右音頻信號，或多聲道環繞聲音頻信號的兩個聲道。
[0065]第一推挽式放大器輸出級808連接到第一音頻輸入端子812上以接收第一輸入音頻信號814並在第一輸出音頻端子832上產生對應的第一放大的輸出音頻信號824。第一負載810 (例如擴音器)連接到第一輸出音頻端子832上以接收第一放大的輸出音頻信號824。
[0066]在放大器800中，第一推挽式放大器輸出級808是線性AB類放大器，其包括第一運算放大器806、第一和第二電阻817和819以及一對互補電晶體816和818。第一運算放大器806具有反相輸入端和同相輸入端,分別由負(-)和正(+)符號表不。反相輸入端連接到第一運算放大器806的輸出並通過負反饋網路接地，負反饋網路包括第一和第二電阻817和819。同相輸入端連接到第一音頻輸入端子812上以接收第一輸入音頻信號814。在這種配置中，第一運算放大器806產生第一輸入音頻信號814經電壓放大後的形式的第一運算輸出信號834。施加到第一輸入音頻信號814的電壓增益等於1+R819/R817。其中，R817是第一電阻817的阻值，R819是第二電阻819的阻值。在這種配置中，第一運算放大器輸出信號834與第一輸入音頻信號814成比例。當第一輸入音頻信號814為正時，第一運算放大器輸出信號834也為正,並且當第一輸入音頻信號814為負時,第一運算放大器輸出信號834也為負。
[0067]通常，第一推挽式放大器輸出級808的電晶體816和818分別是共發射極配置的npn和pnp雙極結電晶體(BJT)。電晶體816和818通常也連接到偏置網路(未示出)以降低嚴格B類放大器中的交越失真。電晶體816和818連接在一起，從而當第一運算放大器輸出信號834為正時，第一電晶體816傳導電流並將電流推送到第一負載810 ;當第一運算放大器輸出信號834為負時,第二電晶體818會傳導電流並將電流從第一負載810導出。由分體式電源802產生的正電源軌826為第一電晶體816提供電能。由分體式電源802產生的負電源軌828為第二電晶體818提供電能。電晶體816和818 —起工作以產生第一放大的輸出音頻信號824，第一放大的輸出音頻信號824是第一運算放大器輸出信號834經電流放大後的形式。
[0068]第二推挽式放大器輸出級836連接到第二輸入端子846上以接收第二輸入音頻信號848並在第二音頻輸出端子850上產生對應的第二放大的輸出音頻信號854。第二負載844(例如擴音器)連接到第二音頻輸出端子850上以接收第二放大的輸出音頻信號854。
[0069]在放大器800中，第二推挽式放大器輸出級836是線性AB類放大器，其包括第二運算放大器838、第三和第四電阻841和843以及一對互補電晶體840和842。第二運算放大器838具有反相輸入端和同相輸入端,分別由負(-)和正(+)符號表不。同相輸入端接地。反相輸入端連接到第二音頻輸入端子846並通過負反饋網路連接到第二運算放大器838的輸出，以接收並放大第二輸入音頻信號848，該負反饋網路包括第三和第四電阻841和843。在這種配置中，第二運算放大器838產生第二輸入音頻信號848經電壓放大後的形式的第二運算輸出信號852。施加到第二輸入音頻信號848上的電壓增益等於-R8?/RMi，其中，R841是第三電阻841的阻值，R843是第四電阻843的阻值。因此，第二運算放大器838不僅放大第二輸入音頻信號848，還將其反轉。因此，第二運算放大器輸出信號852與第二輸入音頻信號848是反向關係。當第二輸入音頻信號848為正時，第一運算放大器輸出信號852為負，並且當第二輸入音頻信號848為負時，第二運算放大器輸出信號852為正。
[0070]通常，第二推挽式放大器輸出級836的電晶體840和842分別是共發射極配置的npn和pnp雙極結電晶體(BJT)。電晶體840和842通常也連接到偏置網路(未示出)以降低嚴格B類放大器中的交越失真。電晶體840和842通常連接在一起，從而當第二運算放大器輸出信號852為正時，第一電晶體840傳導電流並將電流推送到第二負載844 ;並且當第二運算放大器輸出信號852為負時，第二電晶體842傳導電流並將電流從負載844導出。由分體式電源802產生的正電源軌826為第一電晶體840提供電能。由分體式電源802產生的負電源軌828為第二電晶體842提供電能。電晶體840和842 —起工作以產生第二運算放大器輸出信號852經電流放大後的形式的第二放大的輸出音頻信號854。
[0071]第二負載844以反轉的方式連接到第二音頻輸出端子850上。由於第二放大的輸出音頻信號854是第二輸入音頻信號848的反轉形式，因此對應的負載844必須被反轉，從而使來自揚聲器負載844的聲音以正確的極性被再現。通常，將負載844反轉涉及交換負載844的導線。
[0072]立體聲格式的大多數音樂在左聲道和右聲道(例如，第一和第二輸入音頻信號814和848)包含在某種程度上相等低頻(低音)信息。因此，通過使一個聲道(例如第一音頻輸入信號814)驅動第一對電晶體816和818,並使反轉形式的第二聲道(例如第二輸入音頻信號848)驅動第二對電晶體840和842，可將大體上平衡的低頻負載提供給分體式電源802。
[0073]以不同的方式處理高頻不平衡。可將電容器(未示出)置於第一推挽式放大器輸出級808內，在正電源軌826和地之間以及地和負電源軌828之間。這些電容器自然地作為高頻不平衡放大器負載所需的更高頻電荷的源和匯，由此平滑從分體式電源802獲得的電能，並因此平衡其「有效負載」，該有效負載由與第一和第二推挽式放大器輸出級808和836並聯的電容器組成。
[0074]圖8的電源控制電路804和分體式電源802配置為產生正電源軌826和負電源軌828，正電源軌826和負電源軌828跟蹤第一和第二輸入音頻信號814和848之中較大的一個的包絡或絕對值。由於正電源軌826和負電源軌828驅動第一和第二推挽式放大器輸出級808和836，因此正電源軌826和負電源軌828必須跟蹤第一和第二輸入音頻信號814和848之中較大的一個，以提供足夠的電壓，從而產生第一和第二放大的音頻輸出信號824和854。如果正電源軌826和負電源軌828僅跟蹤一個輸入音頻信號814或848，則當未跟蹤的輸入音頻信號超過已跟蹤的輸入音頻信號時，將不會有足夠的電壓以充分放大未被跟蹤的輸入音頻信號。
[0075]電源控制電路804跟蹤第一和第二輸入音頻信號814和848中較大的一個並且產生控制電壓830，控制電壓830將以產生第一和第二放大的輸出音頻信號824或854中較大的一個所需的特定量的電壓來產生正電源軌826和負電源軌828。
[0076]分體式電源802包括兩個電源820和822。電源820和822都生成基於接收到的控制電壓的輸出電壓。第一電源820生成正電源軌826,而第二電源生成負電源軌828。在放大器800中，電源820和822均由單個控制電壓控制，即，電源控制電路804生成的電源控制電壓830。這意味著兩個電源820和822連接在一起。
[0077]除了跟蹤第一和第二輸入音頻信號814和848之中較大的一個之外，電源控制電路804也配置為監測正電源軌826和負電源軌828並補償正電源軌826和負電源軌828之間的不佳交叉調節。如上文結合圖1所述，當電源820和822的負載不等時，分體式電源(例如分體式電源802)的交叉調節通常是不佳的。例如，如果第一電源820負載較大，而第二電源822的負載較小，則電源820和822將不會產生相同量值的正電源軌826和負電源軌828。這通常由下述原因導致:變壓器繞組的不完善耦合、變壓器的雜散電感、繞組電阻坐寸ο
[0078]圖8的電源控制電路804通過調節正電源軌826的最小值和負電源軌828的絕對值來補償不佳的交叉調節。通過確定兩個電源軌826和828中的哪一個更小並對其調節，分體式電源802將總是能夠產生足夠的電壓，以生成需要的輸出音頻信號。
[0079]在一些實施方式中，第一和第二負載810和844位於分離的揚聲器(例如分離的揚聲器單兀)中，在另一些實施方式中，第一和第二負載810和844是同一揚聲器單兀中的分離的驅動器。
[0080]現在參考圖9，圖9示出了圖8的電源控制電路804的示例性實施方式。圖9示出的電源控制電路804包括第一比較器電路902、包絡檢波器904、第二比較器電路906和差分放大器908。
[0081]第一比較器電路902接收第一和第二輸入音頻信號814和848作為輸入，並將兩個信號中的絕對值較大的一個輸出為整流信號934。第一比較器電路902可包括第一絕對值塊910、第二絕對值塊912、第一二極體914和第二二極體916。第一絕對值塊910從第一音頻輸入端子812接收第一輸入音頻信號814並產生對應的整流信號930。第二絕對值塊912從第二音頻輸入端子846接收第二輸入音頻信號848並產生對應的整流信號932。二極體914和916隨後一起工作以選擇兩個整流信號930和932中較大的一個並將較大的信號輸出為整流信號934。
[0082]包絡檢波器904利用整流信號934並產生包絡信號936，包絡信號936是整流信號934的包絡。包絡檢波器904可包括二極體918、電阻920和電容器922。電容器922和電阻920並聯連接在地和通過二極體918的第一比較器電路902的輸出之間。
[0083]較大的整流信號934由二極體918接收，並且一旦整流信號934超出二極體閾值，其就將電容器922充電到電壓Vpeak，Vpeak等於整流信號934的峰值減去二極體壓降。一旦整流信號934下降到二極體閾值之下，電容器922通過電阻920放電。
[0084]在其他實施方式中，二極體918可被移去並由短路線替代，並且第一比較器電路902和包絡檢波器904的結合功能將不會改變，除了不會出現由於二極體918的額外壓降。
[0085]包絡檢波器904具有時間常數τ，其等於R92tl和C922之積，其中，R92tl是電阻920的阻值，C922是電容器922的電容值。時間常數τ定義了電容器922放電的速率。在具有線性AB類輸出級的H類放大器(例如放大器800)中，優選地，時間常數τ小，從而電源軌826和828可緊密地跟蹤下降的輸入音頻信號814或848，由此最小化電晶體816、818、840和842的傳導損耗。在一些實施方式中，時間常數τ在lms-100 μ s的範圍內。這允許電源軌826和828緊密地跟蹤OHz-1kHz範圍內的輸入音頻信號814或848。
[0086]其他放大器(例如D類放大器)通常不需要如此緊密地跟蹤輸入音頻信號814或848，因此不需要這樣小的時間常數τ。在D類放大器中，輸出電晶體是開關電晶體，因此與線性AB類放大器相比，其具有較小數量級的傳導損耗。因此，輸入音頻信號814或848不需要被緊密地跟蹤以保持高效率。在D類放大器中需要的是包絡被精確跟蹤。通常，對D類放大器來說，跟蹤25Hz信號就足夠了。因此，D類放大器的時間常數τ通常可以是1ms或更大。
[0087]第二比較器電路906接收正電源軌826和負電源軌828並輸出表示正電源軌826和負電源軌828中較小一個的電源軌938。比較器電路906可包括逆變器924和兩個二極體926和928。逆變器924接收負電源軌828並產生反轉的負電源軌940。二極體926和928然後一起工作以選擇正電源軌826和反轉的負電源軌940中較小的一個，並將較小的電源軌輸出為電源軌938。
[0088]差分放大器908接收包絡信號936和電源軌938並輸出對應於包絡信號936和電源軌938之差的電源控制信號830。
[0089]現在參考圖10，圖10示出了根據第七實施方式的音頻放大器1000。音頻放大器1000是音頻放大器800的變形。音頻放大器1000和音頻放大器800之間的區別在於增加了預處理電路1002。預處理電路1002位於音頻輸入端子812和846與電路其餘部分之間。預處理電路1002接收第一和第二音頻輸入信號814和848，將其處理，並輸出第一和第二修正的輸入音頻信號1004和1006。第一和第二修正的輸入音頻信號1004和1006隨後被發送到電路的其他部分，在電路的其他部分它們被作為第一和第二輸入音頻信號處理。
[0090]在一種實施方式中，處理包括將第一和第二音頻輸入信號814和848濾波為對應的高頻和低頻分量，然後將兩個輸入信號的低頻分量添加到每個高頻分量上以產生修正的輸入音頻信號1004和1006。這些修正的輸入音頻信號1004和1006具有不同的高頻分量，但具有相同的低頻分量。由於兩個修正的輸入音頻信號1004和1006具有相同的低頻分量，它們將為分體式電源802提供平衡的低頻負載。
[0091]低頻信息之所以比高頻分量在負載平衡方面具有更好的效果的原因如下。第一，高頻音頻信息通常使用較低的功率，從而高頻通常不提供與低頻一樣多的負載不平衡。第二，高頻可以很高，從而輸出電容器(未示出)可被置於每個推挽式放大器輸出級808和836內，位於電源軌826和828與地之間，以過濾或「平滑」高頻功耗，從而分體式電源802的負載大體上平衡。
[0092]電容器是能量儲存器(或濾波器)，當其置於電源軌826和828上時，自然地根據需要向電源軌826和828提供能量或從電源軌826和828接收能量。負載的頻率越高，可在電容器的電壓崩潰之前以這些電容器作為源/匯的負載所需的脈衝能量(電荷*電壓)的百分比越高。因此，如果負載頻率足夠高，則分體式電源802將僅供給平均功率，而電容器將供給所有的高頻脈衝功率。
[0093]由於人類聽力通常不能準確確定低頻聲音來自何處，因此可實現低頻音頻信號的累加。因此，例如，不管低頻聲音從左揚聲器或右揚聲器(或左揚聲器和右揚聲器)發出，通常對於聽眾來說是無關緊要的。
[0094]現在參考圖11，圖11示出了圖10的預處理電路1002的示例性實施方式。圖11的預處理電路1002包括第一高通濾波器1102、第一低通濾波器1104、第二低通濾波器1106、第二高通濾波器1108、第一累加器1110、第二累加器1112和第三累加器1114。
[0095]第一高通濾波器1102和第一低通濾波器1104連接到第一音頻輸入端子812上以接收第一輸入音頻信號814。第一高通濾波器1102過濾掉第一輸入音頻信號814的低頻部分並產生僅包含預置的截止頻率之上的頻率的第一高頻信號1116。在一些實施方式中，第一高通濾波器1102的截止頻率為250Hz。相反地，第一低通濾波器1104過濾掉第一輸入音頻信號814的高頻部分並產生僅包含低於預置截止頻率的頻率的第一低頻信號1118。
[0096]第二高通濾波器1108和第二低通濾波器1106連接到第二音頻輸入端子846上以接收第二輸入音頻信號848。第二高通濾波器1108過濾掉第二輸入音頻信號848的低頻部分並產生僅包含預置的截止頻率之上的頻率的第二高頻信號1120。在一些實施方式中，第二高通濾波器1108的截止頻率為250Hz。相反地，第二低通濾波器1106過濾掉第二輸入音頻信號848的高頻部分並產生僅包含低於預置的截止頻率的頻率的第二低頻信號1122。
[0097]第一累加器1110接收第一和第二低頻信號1118和1122並將它們累加在一起以產生總低頻信號1124。第二累加器1112接收第一高頻信號1116和總低頻信號1124並將它們累加在一起以產生第一修正的輸入音頻信號1004。第三累加器1114接收第二高頻信號1120和總低頻信號1124並將它們累加在一起以產生第二修正的輸入信號1006。結果是第一和第二修正的輸入音頻信號1004和1006將具有相同的低頻分量，但具有不同的高頻分量。
[0098]現在參考圖12，圖12示出了根據第八實施方式的音頻放大器1200。對應於音頻放大器100、300、400、500、800和1000的元件的音頻放大器1200的元件由類似的附圖標記表示。音頻放大器1200包括音頻輸入端子1212、分體式電源1202、電源控制電路1204、第一推挽式放大器輸出級1208、和第二推挽式放大器輸出級1236。
[0099]音頻輸入端子1212接收輸入音頻信號1214。第一推挽式放大器輸出級1208連接到音頻輸入端子1212以接收輸入音頻信號1214並在第一音頻輸出端子1232上產生相應的第一放大的輸出音頻信號1224。第一負載1210(例如擴音器)連接到第一音頻輸出端子1232以接收第一放大的輸出音頻信號1224。
[0100]在放大器1200中，第一推挽式放大器輸出級1208是線性AB類放大器,其包括第一運算放大器1206、第一和第二電阻1217和1219以及一對互補電晶體1216和1218。第一運算放大器1206具有反相輸入端和同相輸入端,分別由負(-)和正(+)符號表不。反相輸入端接地並通過負反饋網路連接到第一運算放大器1206的輸出，負反饋網路包括第一和第二電阻1217和1219。同相輸入端連接到音頻輸入端子1212上以接收輸入音頻信號1214。在這種配置中，第一運算放大器1206產生第一輸入音頻信號1214經電壓放大後的形式的第一運算輸出信號1234。施加到第一輸入音頻信號1214的電壓增益等於I+Rmi3/R12170其中，R1217是第一電阻1217的阻值,R1219是第二電阻1219的阻值。在這種配置中，第一運算放大器輸出信號1234與輸入音頻信號1214成比例。當輸入音頻信號1214為正時，第一運算放大器輸出信號1234也為正,並且當輸入音頻信號1214為負時,第一運算放大器輸出信號1234也為負。
[0101]通常，第一推挽式放大器輸出級1208的電晶體1216和1218分別是共發射極配置的npn和pnp雙極結電晶體(BJT)。電晶體1216和1218通常也連接到偏置網路(未示出)以降低嚴格B類放大器中的交越失真。電晶體1216和1218連接在一起，從而當第一運算放大器輸出信號1234為正時,第一電晶體1216傳導電流並將電流推送到第一負載1210 ；當第一運算放大器輸出信號1234為負時，第二電晶體1218會傳導電流並將電流從第一負載1210導出。由分體式電源1202產生的正電源軌1226為第一電晶體1216提供電能。由分體式電源1202產生的負電源軌1228為第二電晶體1218提供電能。電晶體1216和1218一起工作以產生第一放大的輸出音頻信號1224，第一放大的輸出音頻信號1224是第一運算放大器輸出信號134經電流放大後的形式。
[0102]第二推挽式放大器輸出級1236也連接到輸入端子1212上以接收輸入音頻信號1214並在第二音頻輸出端子1250上產生對應的第二放大的輸出音頻信號1254。第二負載1244(例如擴音器)連接到第二音頻輸出端子1250上以接收第二放大的輸出音頻信號1254。
[0103]在放大器1200中，第二推挽式放大器輸出級1236是線性AB類放大器，其包括第二運算放大器1238、第三和第四電阻1241和1243以及一對互補電晶體1240和1242。第二運算放大器1238具有反相輸入端和同相輸入端，分別由負(-)和正(+)符號表示。同相輸入端接地。反相輸入端連接到輸入端子1212並通過負反饋網路連接到第二運算放大器1238的輸出，以接收輸入音頻信號1214，該負反饋網路包括第三和第四電阻1241和1243。在這種配置中，第二運算放大器1238產生輸入音頻信號1214經電壓放大後的形式的第二運算輸出信號1252。施加到第一輸入音頻信號1214上的電壓增益等於-R1243/R1241,其中，R1241是第三電阻1241的阻值,R1243是第四電阻1243的阻值。因此，第二運算放大器1238不僅放大第一輸入音頻信號1214，還將其反轉。因此，第二運算放大器輸出信號1252與輸入音頻信號1214是反向關係。當輸入音頻信號1214為正時，第二運算放大器輸出信號1252為負，並且當第輸入音頻信號1214為負時，第二運算放大器輸出信號1252為正。
[0104]通常，第二推挽式放大器輸出級1236的電晶體1240和1242分別是共發射極配置的npn和pnp雙極結電晶體(BJT)。電晶體1240和1242通常也連接到偏置網路(未示出)以降低嚴格B類放大器中的交越失真。電晶體1240和1242連接在一起，從而當第二運算放大器輸出信號1252為正時，第一電晶體1240傳導電流並將電流推送到第二負載1244 ；並且當第二運算放大器輸出信號1252為負時，第二電晶體1242傳導電流並將電流從負載1244導出。由分體式電源1202產生的正電源軌1226為第一電晶體1240提供電能。由分體式電源1202產生的負電源軌1228為第二電晶體1242提供電能。電晶體1240和1242一起工作以產生第二運算放大器輸出信號1252經電流放大後的形式的第二放大的輸出音頻信號1254。
[0105]第二負載1244以反轉的方式連接到第二音頻輸出端子1250上。由於第二放大的輸出音頻信號1254是輸入音頻信號1214的反轉形式，因此對應的負載1244必須被反轉，從而使來自揚聲器負載1244的聲音以正確的極性被再現。通常，將負載1244反轉涉及交換負載1244的導線。
[0106]圖12的電源控制電路1204和分體式電源1202配置為產生跟蹤輸入音頻信號1214的包絡和絕對值的正電源軌1226和負電源軌1228。電源控制電路1204跟蹤輸入音頻信號1214並產生電源控制電壓1230，電源控制電壓1230產生正電源軌1226和負電源軌1228，正電源軌1226和負電源軌1228具有產生放大的輸出音頻信號1224和1254所需的特定的電能。
[0107]在這種實施方式中，電源控制電路1204不需要補償不佳的交叉調節，這是因為分體式電源1202的電源1222和1224的負載是均衡的。第二運算放大器輸出信號1252是第一運算放大器輸出信號1234的反轉形式，當第一運算放大器輸出信號1234為高時，第二運算放大器輸出信號1252為低,相反地，當第一運算放大器輸出信號1234為低時,第二運算放大器輸出信號1252為高。因此,當第一推挽式放大器輸出級1208的第一電晶體1216為「開」時，第二推挽式放大器輸出級1236的第二電晶體1242也為「開」。類似地，當第一推挽式放大器輸出級1208的第二電晶體1218為「開」時，第二推挽式放大器輸出級1236的第一電晶體1240也為「開」。在這種情況下，在所有時間內，相等的負載被施加到電源1220和1222上。
[0108]現在參考圖13，圖13示出了圖12的電源控制電路1204的示例性實施方式。圖13示出的電源控制電路1204包括絕對值塊1302、包絡檢波器1304和差分放大器1306。
[0109]絕對值塊1302連接到輸入埠 1212並接收輸入音頻信號1214。絕對值塊1302將接收到的輸入音頻信號1214轉化為整流信號1314。
[0110]包絡檢波器1304利用整流信號1314並產生包絡信號1316，包絡信號1316是整流信號1314的包絡。包絡檢波器1304可包括二極體1308、電阻1310和電容器1312。電容器1312和電阻1310並聯連接在地和絕對值塊1302通過二極體1308的輸出之間。
[0111]整流信號1314由二極體1308接收，並且一旦整流信號1308超出二極體的閾值，其將電容器1312充電到電壓Vpeak，Vpeak等於整流信號1314的峰值減去二極體壓降。一旦整流信號1314下降到二極體閾值之下，電容器1312通過電阻1310放電。
[0112]包絡檢波器1304具有時間常數τ，其等於Rmtl和C1312之積，其中，R131tl是電阻1310的阻值，C1312是電容器1312的電容值。時間常數τ定義了電容器1312放電的速度。在具有線性AB類輸出級的H類放大器(例如放大器1200)中，優選地，時間常數τ小，從而電源軌1226和1228可緊密地跟蹤下降的輸入音頻信號1214，從而最小化電晶體1216、1218、1240和1242中的傳導損耗。在一些實施方式中，時間常數τ在lms-100 μ s的範圍內。這允許電源軌1226和1228緊密地跟蹤OHz-1kHz範圍內的輸入音頻信號1214。
[0113]其他放大器(例如D類放大器)通常不需要如此緊密地跟蹤輸入音頻信號1214，因此不需要這樣小的時間常數τ。在D類放大器中，輸出電晶體是開關電晶體，因此與線性AB類放大器相比，其具有較小數量級的傳導損耗。因此，輸入音頻信號1214不需要被緊密地跟蹤以保持高效率。在D類放大器中需要的是包絡被精確跟蹤。通常，對D類放大器來說，跟蹤25Hz信號就足夠了。因此，D類放大器的時間常數τ通常可以是1ms或更大。
[0114]差分放大器1306接收包絡信號1316和正電源軌1226並將包絡信號1316和正電源軌1226之間的差值輸出為誤差信號，已知為電源控制電壓1230。
[0115]僅以示例的方式描述了本發明。可在不脫離本發明的精神和範圍的情況下，對這些示例性實施方式進行各種修改和變形，本發明的範圍由所附權利要求書確定。
【權利要求】
1.一種音頻放大器，包括: 第一音頻輸入端子，用於接收第一輸入音頻信號； 第一推挽式放大器輸出級，用於接收第一輸入音頻信號並產生第一放大的輸出音頻信號; 分體式電源，用於響應於電源控制電壓產生正電源軌和負電源軌，正電源軌和負電源軌為第一推挽式放大器輸出級提供電能； 電源控制電路，用於生成所述電源控制電壓，所述電源控制電壓基於正電源軌和負電源軌中較小的一個和所述第一輸入音頻信號；以及 第二推挽式放大器輸出級，用於接收第一輸入音頻信號的第一形式並產生第二放大的輸出音頻信號，第二推挽式放大器輸出級由正電源軌和負電源軌提供電能。
2.如權利要求1的音頻放大器，其中，電源控制電壓交叉調節正電源軌和負電源軌。
3.如權利要求1的音頻放大器，其中，電源控制電路包括: 絕對值塊，用於將第一輸入音頻信號轉化為整流的輸入音頻信號； 包絡檢波器，用於從整流的輸入音頻信號產生包絡信號； 比較器電路，用於選擇正電源軌和負電源軌中較小的一個；以及差分放大器，用於生成所述電源控制電壓，所述電源控制電壓是包絡信號和選擇的電源軌之間的差值。
4.如權利要求1的音頻放大器，還包括第一電壓箝位器件，用第一預定閾值使正電源軌封頂，還包括第二電壓箝位器件，用第二預定閾值使負電源軌封頂。
5.如權利要求1的音頻放大器，還包括有源開關電路，用於平衡正電源軌和負電源軌。
6.如權利要求5的音頻放大器，還包括不平衡檢測器，用於當正電源軌和負電源軌中的至少一個超出預定閾值時，啟動有源開關電路。
7.如權利要求1的音頻放大器，還包括: 第二音頻輸入端子，用於接收第二輸入音頻信號；以及 第三推挽式放大器級，用於接收第二輸入音頻信號並產生第三放大的輸出音頻信號，所述第三放大的輸出音頻信號是第二輸入音頻信號的反轉形式，第三推挽式放大器輸出級由正電源軌和負電源軌提供電能； 其中，電源控制電壓是基於正電源軌和負電源軌之中較小的一個以及第一輸入音頻信號和第二輸入音頻信號中較大的一個。
8.如權利要求7的音頻放大器，其中，電源控制電路包括: 第一比較器電路，用於整流第一和第二輸入音頻信號以產生整流信號並選擇整流信號中較大的一個； 包絡檢波器，用於從整流信號中被選擇的一個產生包絡信號； 比較器電路，用於選擇正電源軌和負電源軌之中較小的一個；以及差分放大器，用於生成電源控制電壓，電源控制電壓是包絡信號和正電源軌與負電源軌之中被選擇的一個電源軌之間的差值。
9.如權利要求7的音頻放大器，還包括預處理電路，該預處理電路用於: 將第一輸入音頻信號濾波為第一高頻信號和第一低頻信號； 將第二輸入音頻信號濾波為第二高頻信號和第二低頻信號； 組合第一低頻信號和第二低頻信號以產生總低頻信號；以及 將總低頻信號累加到第一高頻信號和第二高頻信號以產生修正的第一輸入音頻信號和第二輸入音頻信號。
10.如權利要求1的音頻放大器，第一輸入音頻信號的第一形式包括第一放大的輸出音頻信號的一種形式，音頻放大器進一步包括: 差分放大器，用於產生第二級輸入信號，第二級輸入信號為第一放大的輸出音頻信號和第二放大的輸出音頻信號之間的差值；以及 求和器，用於產生第一放大的輸出音頻信號的所述形式，第一放大的輸出音頻信號的所述形式為第一輸入音頻信號和第二級輸入信號的和。
11.如權利要求1的音頻放大器，其中，第一輸入音頻信號的第一形式包括第一輸入音頻信號的反轉形式， 並且其中電源控制電路包括: 絕對值塊，用於將第一輸入音頻信號轉化為整流的輸入音頻信號； 包絡檢波器，用於從整流的輸入音頻信號產生包絡信號；以及 差分放大器，用於生成電源控制電壓，電源控制電壓是包絡信號和正電源軌之間的差值。
【文檔編號】H03F3/68GK104135239SQ201410314602
【公開日】2014年11月5日 申請日期:2009年12月29日 優先權日:2008年12月31日
【發明者】J·B·弗倫奇, A·梅森 申請人:奧德拉聲學公司