鏈式變換器功率單元控制器用開關電源的製作方法
2023-05-21 15:11:26
專利名稱：鏈式變換器功率單元控制器用開關電源的製作方法
技術領域：
本實用新型涉及開關電源，具體涉及一種的應用於鏈式變換器功率單元控制器的開 關電源。
背景技術：
開關電源，因其損耗低、體積小、輸出路數多、用途廣而受到電子設備廠家的特別 青睞。隨著技術的不斷更新、能源的壓力以及對電能質量的要求加深，使得小型化、低 損耗、高效節能開關電源的市場需求量與日俱增。
電子設備對開關電源基本的技術要求是高效率、高可靠性、成本低和小型輕量化。 為達到這樣的要求，開關電源需要進一步提高開關頻率，縮小其體積，輕量，薄型， 提高變換效率。自60年代開始得到發展和應用的功率變換技術通常是硬開關技術，即 功率開關管的開通或關斷是在器件上的電流或電壓不為零的狀態下進行的，此刻電流 與電壓有一個很大的交疊區，損耗很大，所以在使用硬開關技術時，其開關頻率不能 太高，否則隨開關頻率升高開關損耗將加大，變換器效率將會大為下降。而軟開關技 術是讓功率開關管在零電壓或零電流的情況下開通或者關斷，使交疊區變得很小，這 樣開關電源運行在很高的頻率時損耗仍然可以很小，從而實現變換器效率的提高。LLC 串聯諧振軟開關技術中的開關頻率越大時，一個周期內對隔離變壓器T的一次繞組充 電的時間就越短，故輸入的功率就越小，因此隨著頻率的增大，輸入功率將減小。
鏈式變換器主要應用於工業場合，裝置的可靠性要求高， 一般而言其構成有很多個 功率單元。功率單元的一般結構圖如附圖2所示，包括四個耐壓為400V左右的電容器 組成的直流濾波串聯電容器組及其均壓電阻，還包括四個大功率的全控型IGBT功率管 (Insulated Gate Bipolar Transistor,絕緣柵極型功率管)。功率單元的控制和採樣電路都 需要可靠的電源，所以功率單元控制器對開關龜源的質量提出了比民用電源更高的要求，不僅要求體積小，重量輕，損耗較小，還有高可靠性、很強的適應性等要求。正 常情況下在對功率單元單相全橋電路的4個IGBT控制時，要求有三個完全高壓隔離的 電源供電，同時功率單元控制器還需要兩路控制晶片和模擬調理信號用電源，現有的 開關電源沒有一個可以完全達到這樣的輸出要求。在以往鏈式變換器方案中，功率單 元控制器供電基本採用UPS供電加AC-DC (交流-直流)整流的方式來實現，該類型 的供電效率低、成本高、很多路的隔離電源需要多個的開關電源組合起來用，所以電 源間差別大，可靠性低，且各IGBT驅動電路的高壓隔離的實現難度大。另外，功率單 元是鏈式變換器的核心部件，其工作在1200V的高壓直流電壓下，其傳輸電能容量相 對開關電源來說是無窮大的，如果能夠利用它作為開關電源的直流輸入電源，不僅可 以節約成本、控制體積，還能提高電源的可靠性。
實用新型內容
本實用新型的目的就在於針對現有技術的不足，提供一種的鏈式變換器功率單元控 制器的開關電源，旨在實現鏈式變換器功率單元控制器的工作電源和IGBT驅動電源由單 個開關電源供電，同時利用諧振軟開關技術實現功率開關管的軟開關過程。
本實用新型採用如下技術方案
一種鏈式變換器功率單元控制器用開關電源，包括主電路、電壓反饋電路、過流保 護電路、低壓監測電路、過壓保護電路和控制驅動電路，其特徵在於所述主電路的 電源輸入端連接直流輸入電壓，所述主電路包括7個電壓輸出端，分別提供5V-15W、 25V1—5W、 25V2—5W、 25V3—10W、 +12V—IOW、 -12V—5W、 15VF—5W輸出電壓， 其中，25V1—5W、 25V2—5W、 25V3—10W電壓輸出端分別連接有鉗位電路，5V—15W、 +12V—IOW、 15VF—5W電壓輸出端分別對應連接至電壓反饋電路的5V—15W、 +12V-IOW、 15VF-5W電壓反饋輸入端；所述過流保護電路的過流檢測輸入端連接主 電路的過流檢測輸出端；所述低壓監測電路的輸入端連接直流輸入電壓；所述電壓反 饋電路、過流保護電路、低壓監測電路、過壓保護電路的輸出端分別對應連接至控制 驅動電路的電壓反饋控制輸入端、過流控制輸入端、低壓控制輸入端和過壓控制輸入 端，控制驅動電路的輸出端連接主電路的控制驅動輸入端。
本實用新型的鏈式變換器功率單元控制器用開關電源包含相互之間採用高壓隔離的 多路輸出，其中三路25V輸出電壓(25V1—5W、 25V2—5W、 25V3—10W)採用鉗位輸 出，可提供正負驅動電源給鏈式變換器功率單元的功率開關管IGBT的驅動電路； 一路5V輸出電壓(5V—15W)可供鏈式變換器功率單元控制器數字控制電路使用；+12V—10W、 -12V-5W兩路輸出電壓可供鏈式變換器功率單元控制器模擬調理電路使用； 一路15VF-5 W輸出電壓作為輔助電源可供開關電源控制晶片自身使用。開關電源利用三元件IXC串 聯諧振原理，採用變開關頻率調整輸出功率的方式，在整個負載範圍內，控制開關電源 的主電路中功率開關管的佔空比保持不變，均為50%左右，功率開關管可以在零電壓條 件下開通和關斷，利用諧振軟開關技術實現了功率開關管的軟開關過程。本實用新型還 利用隔離變壓器本身的寄生參數(漏感和勵磁電感)作為串聯諧振的器件，提高了開關 電源的轉換效率，減少開關電源的對外電磁幹擾，節約了電源成本。此外，本實用新型 的鏈式變換器功率單元控制器用開關電源還以鏈式變換器功率單元中直流濾波串聯電容 器組的最後一個電容器作為開關電源的直流輸入電源，無需額外的AC-DC供電整流橋。 並且，本實用新型開關電源的電壓輸出反饋採用3路輸出電壓的線性光藕組合交叉反饋的 形式，保證了開關電源的精度。
與現有技術相比，本實用新型的有益效果在於
1. 本實用新型的鏈式變換器功率單元控制器用開關電源具有多路相互之間高壓隔離 的輸出，其中三路25V輸出電壓採用鉗位輸出的方式，可以提供正的開通鬼壓和負的關斷 電壓，功率單元的每個IGBT驅動電源無需單獨的兩組電源供電，實現了鏈式變換器功率 單元控制器的工作電源和IGBT驅動電源由單個開關電源供電，節約了電源成本；低輸入 電壓時的可靠輸出使得功率單元的控制可靠，減少功率單元IGBT誤動作機率。
2. 本實用新型的鏈式變換器功率單元控制器用開關電源利用諧振軟開關技術實現了 功率單元的功率開關管的軟開關過程，在很寬的輸出功率範圍內實現開關功率管的零電 壓開通，從而使電路開關功率損耗降到最小，轉換效率相對最高，且輸出功率可以進行很 好的調節，既減小了開關管的導通損耗，又提高了開關電源的轉換效率，延長了開關器 件的壽命。同時，通過提高功率元件的開關頻率，可以減小開關電源的體積和重量，也 減少了EMI (電磁幹擾)。此外，本實用新型充分利用變壓器元件本身的寄生參數(漏感 和勵磁電感)，有效地節約了電源成本。
3. 本實用新型開關電源充分利用功率單元直流輸出電壓作為直流輸入電源，無需額 外的AC-DC供電整流橋，並且當功率單元正常運行時直流輸入電源電壓波動小，保證了 開關電源運行的穩定性。
4. 本實用新型開關電源的電壓反饋電路採用交叉閉環反饋控制使各路直流輸出電壓 波動範圍小，提高了鏈式變換器的工作穩定性和可靠性。
5. 利用本實用新型開關電源供電的變換器的掉電維持時間特性較控制佔空比的變換器好，可用在對掉電維持時間要求比較高的場合，且該開關電源的二次側輸出電壓應力 小，隔離變壓器不存在直流偏置現象，可以廣泛地應用於工業重要負荷場所。
以下結合附圖和具體實施方式
對本實用新型作進一步的闡述。
圖1:開關電源電路框圖2:主電路結構框圖3:主電路原理圖4:功率單元結構圖5:隔離變壓器的等效結構圖6:軟開關工作原理(a) 第一階段工作原理(b) 第二階段工作原理圖； (C)第三階段工作原理(d) 第四階段工作原理(e) 第五階段工作原理(f) 第六階段工作原理(g) 第七階段工作原理(h) 第八階段工作原理圖7:電壓反饋電路與主電路連接電路示意圖8:鉗位電路與主電路連接電路示意圖9:過流保護電路與主電路連接電路示意圖10:低壓監測電路、過壓保護電路與主電路連接電路圖11:控制晶片NCP1396功能管腳示意圖。
具體實施方式
以下為本具體實施方式
附圖中元器件符號說明
DC:直流輸入電壓正極 N:直流輸入電壓負極
VDC:直流輸入電壓(即功率單元最後一個電容器C即4兩端電壓)Lll :直流平波電感 Cll :第一濾波電容 C12 :第二濾波電容 Ql :第一MOSFET開關管
Dll :第一M0SFET開關管Q1內部自帶反向並聯快速二極體 Q2 :第二MOSFET開關管
D12 :第二M0SFET開關管Q2內部自帶反向並聯快速二極體 C13 :第一MOSFET開關管吸收電容器 Q4 :第二MOSFET開關管吸收電容器 Cr :諧振電容 T :隔離變壓器
Nl : —次繞組 '
N21 :第一二次繞組
N22 :第二二次繞組
N23 :第三二次繞組
N24 :第四二次繞組
N25 :第五二次繞組
N26 :第六二次繞組
N27 :第七二次繞組
D21 D24 :第一二次繞組的整流二極體
C21 C22 :第一二次繞組的濾波電容器，
D31 D32 :第二二次繞組的整流二極體
C31 C32 :第二二次繞組的濾波電容器
D41 D42 :第三二次繞組的整流二極體
C41 C42 :第三二次繞組的濾波電容器
D51 D52 :第四二次繞組的整流二極體
C51 C52 :第四二次繞組的濾波電容器
D61:第五二次繞組的整流二極體
D62:第六二次繞組的整流二極體
C61 C62 :第五二次繞組的濾波電容器
C63 C64 :第六二次繞組的濾波電容器D71 :第七二次繞組的整流二極體
C71 C72 :第七二次繞組的濾波電容器 L21 :模擬電源與數字電源隔離磁珠 5V :第一二次繞組對應輸出電壓標示 25V1 :第二二次繞組對應輸出電壓標示 25V2 :第三二次繞組對應輸出電壓標示 25V3 :第四二次繞組對應輸出電壓標示 +12V :第五二次繞組對應輸出電壓標示 -12V:第六二次繞組對應輸出電壓標示 15VF:第七二次繞組對應輸出電壓標示 GND1: +12V/-12V直流輸出參考地 GND2: 5V直流輸出參考地 GND3: 25Vl直流輸出參考地 GND4: 25V2直流輸出參考地 GND5: 25V3直流輸出參考地
G1 G4:功率單元IGBT (內部自帶反向並聯二極體)
Capl Cap4:功率單元直流濾波電容器
Resl Res4:功率單元直流濾波電容器電壓平衡電阻
Lr:隔離變壓器的漏感
Lm:隔離變壓器的勵磁電感
Tl:隔離變壓器等效的理想變壓器
Load:等效負載
IL:隔離變壓器的漏感電流
Im:隔離變壓器的勵磁電感電流
LOAD:部分等效負載
箭頭虛線表示實際電流流過路徑
QF1:反饋的標準源器件，型號為TL431
DF1 DF2:反饋線性光藕，其中A端是輸入側，B端是輸出側
R81 R89:反饋電路用第一電阻 第九電阻
CF1 CF2:反饋電路用電容器
Vout:反饋電壓輸出端.Voutl:低壓檢測端
C33 C34:鉗位電路濾波電容器 D33:穩壓管 R31:分壓電阻
圖1示出了本實用新型開關電源的電路框圖。一種鏈式變換器功率單元控制器用開 關電源，包括主電路l、電壓反饋電路2、過流保護電路3、低壓監測電路4、過壓保 護電路5和控制驅動電路7，其特徵在於所述主電路l的電源輸入端連接直流輸入電 壓VDC，所述主電路1包括7個電壓輸出端，分別提供5V—15W、25V1-5W、25V2—5W、 25V3—IOW、+12V—IOW、-12V—5W、 15VF—5W輸出電壓，其中，25V1—5W、 25V2—5W、 25V3—10W電壓輸出端分別連接有鉗位電路6， 5V—15W、 +12V—IOW、 15VF—5W電 壓輸出端分別對應連接至電壓反饋電路2的5V-15W、 +12V-IOW、 15VF-5W電壓反 饋輸入端；所述過流保護電路3的過流檢測輸入端連接主電路1的過流檢測輸出端； 所述低壓監測電路4的輸入端連接直流輸入電壓VDC;所述電壓反饋電路2、過流保 護電路3、低壓監測電路4、過壓保護電路5的輸出端分別對應連接至控制驅動電路7 的電壓反饋控制輸入端、過流控制輸入端、低壓控制輸入端和過壓控制輸入端，控制 驅動電路7的輸出端連接主電路1的控制驅動輸入端。
圖2示出主電路的結構框圖，主電路1包括直流母線濾波電路101、 LLC諧振電路 102和多路輸出電路103，直流母線濾波電路101用於對直流輸入電壓VDC進行濾波， 所述直流輸入電壓VDC由鏈式變換器功率單元中直流濾波串聯電容器組的最後一個 電容提供，直流母線濾波電路101的直流正、負母線輸出端分別與LLC諧振電路102 的直流正、負母線輸入端連接，LLC諧振電路102包括隔離變壓器，LLC諧振電路102 通過所述隔離變壓器與多路輸出電路103耦合，所述多路輸出電路103由隔離變壓器 的多路二次繞組及二次繞組的整流濾波電路組成，多路輸出電路103的7個輸出端作 為主電路l的7個電壓輸出端。
附圖3示出了主電路原理圖。直流母線濾波電路101包括直流平波電感L11、第一 濾波電容Cll和第二濾波電容C12。第一濾波電容Cll和第二濾波電容C12並聯，直 流平波電感Lll的一端連接直流輸入電壓VDC的正極DC，另一端連接第一濾波電容 Cll和第二濾波電容C12的一個並聯點，該連接點作為直流母線濾波電路101的直流 正母線輸出端。第一濾波電容Cll和第二濾波電容C12的另一個並聯點連接直流輸入 電壓VDC的負極N,該負極N同時作為直流母線濾波電路101的直流負母線輸出端。
LLC諧振電路102主要由隔離變壓器T、第一 MOSFET開關管Ql、第二 MOSFET開關管Q2和諧振電容Cr組成，第一 MOSFET開關管Ql的源極連接第二 MOSFET開關 管Q2的漏極，第一 MOSFET開關管Ql的漏極、第二 MOSFET開關管Q2的源極分 別作為LLC諧振電路102的直流正、負母線輸入端，第一 MOSFET開關管Q1和第二 MOSFET開關管Q2的柵極由所述控制驅動電路7分別進行控制。第一 MOSFET開關 管Ql的漏極和源極之間連接有第一反向並聯二極體Dll和第一吸收電容C13，第二 MOSFET開關管Q2的漏極和源極之間連接有第二反向並聯二極體D12和第二吸收電 容C14。第一反向並聯二極體Dl和第二反向並聯二極體D12分別為兩個開關管內部 自帶的反向並聯二極體。隔離變壓器T的一次繞組N1的同名端通過諧振電容Cr與第 二 MOSFET開關管Q2的漏極連接, 一次繞組Nl的異名端與第二 MOSFET開關管Q2 的源極連接，隔離變壓器T包含第一二次繞組N21 第七二次繞組N27，每一二次繞 組分別連接有整流濾波電路構成二次繞組輸出電路。七路二次繞組輸出電路之間相互 高壓隔離，分別提供5V—15W、 25V1—5W、 25V2—5W、 25V3—10W、 +12V—10W、 -12V—5W、 15VF—5W輸出電壓。
圖3中所示的電路元件的配置特徵是由於諧振電容Cr起到儲存電能，同時進行 諧振和鉗制MOSFET管兩端峰值電壓的作用，因此要採用一個較大的電容，其值大約為 第一吸收電容C13、第二吸收電容C14容值大小的20多倍。第一吸收電容C13、第二 吸收電容C14起到快速充放電的作用，從而可以使第一 MOSFET開關管Ql、第二 MOSFET 開關管Q2的發射極的端電壓快速變化，實現高頻操作，因此要採用一個相對較小的電 容值。由於第一 MOSFET開關管Ql、第二 MOSFET開關管Q2控制所產生的電壓等於最大 值為直流輸入電壓VDC，因此考慮雷電電湧或者突然電壓驟升等這些緊急情況，可以採 用600V耐壓值的MOSFET管開關元件。設定功率開關管的最小工作頻率為60KHZ，最大 工作頻率為150KHZ，開關電源額定運行在100KHZ。總輸出功率45W，分6個輸出電壓 等級，即5V-15W, 25V1-5W， 25V2-5W， 25V3-10W, +12V-10W， -12V-5W，各輸出之間 是高壓隔離的，隔離電壓達4000V。另外一路輸出15VF-5 W為輔助電源，可對控制 驅動電路7供電。
圖4為功率單元結構圖，總的輸入電源是1200V的，有4個耐壓的450V電容器串聯組成
電源，本實用新型開關電源的直流輸入電壓就引自串聯電容器組的最後一個電容Cap4，
再經過直流母線濾波電路濾波後給MOSFET開關管供電。第一M0SFET開關管Q1和第二
M0SFET開關管Q2組成半橋電路，諧振電容Cr和隔離變壓器T一次繞組Nl形成的串聯電路和
第二M0SFET開關管Q2並聯。兩個M0SFET管開關元件由控制驅動電路7進行控制，兩者的佔
空比都是50%，控制驅動電路7以預定頻率產生方波來控制開關管的通斷，通過改變開關頻率來實現電壓的實時調節，使輸出的電壓隨輸出功率的變化而快速穩定。
圖5是隔離變壓器的等效結構圖。本實用新型的開關電源利用隔離變壓器T自身的漏
感Lr和勵磁電感Lm作為諧振電感，漏感Lr和諧振電容Cr的諧振頻率作為第一諧振頻率f 1，
也是開關電源穩定工作頻率；漏感Lr、勵磁電感Lm和諧振電容Cr的諧振頻率作為第二諧
振頻率f2，是開關電源下限工作頻率。由於要求變壓器的漏感和勵磁電感比較大，所以
在繞制時一次繞組和二次繞組採用隔離糟分開繞制，同時在隔離變壓器的兩個合成磁芯
間增加氣隙，以此來增加電感。隔離變壓器的磁芯材料採用高頻軟磁材料PC40鐵氧體，
EE型結構，兩個E型磁元件的三個對應磁柱間都留有氣隙。
圖6為軟開關工作原理圖，僅以25V1-5W輸出電路為例進行說明。第一MOSFET開關管
Ql、第二M0SFET開關管Q2、第一吸收電容器C13、第二吸收電容C14、諧振電容Cr以及隔
離變壓器T的一次繞組N1組成的開關電源的核心電路的工作過程共分八個階段，第一階段
如圖(a)所示:第二M0SFET開關管Q2關斷，這時諧振電感Lr內的電流為負，因此第一MOSFET
開關管Q1內部反向並聯二極體D11導通，為第一MOSFET開關管Ql的ZVS (零電壓開關)導
通創造了條件，此階段有部分能量回饋至第一濾波電容C11和第二濾波電容C12中。當第
一反向並聯二極體D11導通時，隔離變壓器的漏感電流IL開始增加，變壓器的極性為上正
下負，此時迫使第二二次繞組的第一二極體D31導通，變壓器開始在二次側輸出電壓。為
此諧振電感Lm上的電壓被輸出電壓鉗位，因此只有Lr和諧振電容Cr參與諧振，諧振電感Lm
在此過程中恆壓充電。第二階段如圖(b):當諧振電感Lr中的電流由負變為正，電路進
入第二階段。導通第一M0SFET開關管Q1，輸出側仍然是第二二次繞組的第一二極體D31導
通，隔離變壓器一次側被電壓鉗位，諧振電感Lm在該鉗位電壓下線性充電，不參與諧振。
整個電路仍只有諧振電感Lr和諧振電容Cr參與諧振，第一濾波電容Cll、第二濾波電容C12
輸入能量給輸出電路。當兩個諧振電感Lr和Lm的電流相等時，第二二次繞組的第一二極
管D31輸出電流為零，第二階段結束。第三階段見圖(c);此時，兩個諧振電感Lr和Lm
的電流相等，電感Lm開始和Lr、諧振電容Cr一起參與諧振。變壓器二次側電壓小於輸出
電壓，輸出被變壓器隔離，第二二次繞組的第一二極體D31、第二二極體D32都反向截止，
輸出負載消耗能量由電容器第二二次繞組的第一電容C31、第二電容C32提供。第四階段
如圖(d):第一M0SFET開關管Q1、第二M0SFET開關管Q2都沒有驅動信號，進入死區時間。
此時，諧振電感Lr和Lm的電流相等，輸出依然被變壓器隔離，輸出負載消耗能量由電容
器C31、 C32提供，並且電感Lni、 Lr和電容Cr都參與諧振。諧振電流給第一吸收電容C13充
電，第二吸收電容C14則開始放電。當第二吸收電容C14放電結束時，進入下一階段。第
五階段見圖(e):第一M0SFET開關管Q1關斷，這時第二M0SFET開關管Q2的反向並聯二極體D12導通，為第二M0SFET開關管Q2的ZVS導通創造了條件，另外，變壓器一次側被電壓
鉗位，上負下正，第二二次繞組的第二二極體D32開始導通。電感Lm在該鉗位電壓下線性
充電，不參與諧振，只有諧振電感Lr和諧振電容Cr參與諧振，諧振電流經諧振電感Lm、
變壓器一次側及二極體D32傳遞能量到輸出端。當諧振電流IL下降到O時，結束該階段。
第六階段見圖(f):導通第二M0SFET開關管Q2，變壓器一次側被電壓鉗位，上負下正，
輸出仍然由二極體D32導通，諧振電感Lm在該鉗位電壓下線性充電，不參與諧振，只有諧
振電感Lr和諧振電容Cr參與諧振，諧振電流經諧振電感Lm、變壓器一次側傳遞能量到輸
出。第七階段見圖(g):第二M0SFET開關管Q2為導通狀態，當諧振電感Lr的電流和Lm的
電流相等時，輸出被變壓器隔離，二極體D31、 D32都反向截止，輸出負載消耗能量由電
容器C31、 C32提供。此時，諧振電感Lm開始參與諧振，諧振電流在第二M0SFET開關管Q2
和諧振腔內循環流動。第八階段見圖(h):第一、第二M0SFET開關管Q1、 Q2都沒有驅動
信號，進入死區時間。此時，電感Lr的電流和Lin的電流相等，輸出依然被變壓器隔離，
輸出負載消耗能量由電容器C31、 C32提供，並且諧振電感Lm、 Lr和諧振電容Cr都參與諧
振。諧振電流對第二吸收電容C14充電，第一吸收電容C13開始放電。當第一吸收電容C13
放電結束後，進入第一階段從新開始。
電壓反饋電路與主電路連接電路示意圖如圖7，電壓反饋電路2採用5V-15W、
+12V—10W兩路輸出電壓作為反饋主電路輸入，並加入25V3—10W的輸出電壓作為輔
助反饋輸入。電壓反饋電路2包括標準源器件QF1，標準源器件QF1採用型號為TL431
的基準源。供給功率單元控制器模擬調理電路使用的+12V-10W輸出電壓功率比較穩
定，經第二電阻R82、第六電阻R86分壓後輸入到TL431的參考電壓輸入端，用作TL431
的參考電壓輸入。供鏈式變換器功率單元控制器數字控制電路使用的5V-15W輸出電
壓，作為隔離線性光藕的輸入電源，通過第三電阻R83和第二光藕DF2的二極體輸入
到TL431的陰極，第二光藕DF2的輸入側二極體兩端並聯第四電阻R84。三路25V輸
出電壓是作為IGBT的驅動電源用，由於驅動電源往往是脈衝形式的，所以波動也比較
大，控制不好會影響鏈式變換器功率單元的運行，故取三路25V輸出電壓中功率最大
的25V3-10W輸出電壓作為附加反饋迴路，該反饋作為5V-15W輸出電壓主反饋的補
充，可以有效抑制驅動電源的波動。25V3-10W輸出電壓通過第一電阻R81和第一光
耦DF1的輸入側二極體形成輔助反饋輸入，第一光耦DF1、第二光藕DF2的輸出側三
極管由15VF-5W輸出電壓供電，第一光耦DF1、第二光藕DF2的輸出側三極體的發
射極分別與第七電阻R87、第八電阻R88的一端連接，第七電阻R87、第八電阻R88
的另一端相互連接形成反饋電壓輸出端Vout，該反饋電壓輸出端Vout通過第九電阻R89接直流輸入電壓的負極。
反饋電壓輸出端Vout的輸出電壓接入控制驅動電路7中控制晶片的信號反饋管腳， 控制晶片根據此電壓輸出相應頻率的MOSFET管驅動脈衝對第一MOSFET開關管Ql、 第二MOSFET開關管Q2的柵極分別進行控制，最終穩定輸出電壓。圖中第一回授電 容CF1、第五電阻R85和第二倒授電容CF2構成了回授電路補償以穩定控制驅動電路。
功率單元中4個IGBT的驅動在開通時需要正電壓，關斷時則需要負電壓，如果採用2 個正負輸出電壓組合為一個供電源的話，對一個單相全橋電路4個IGBT來說就很不經濟。 所以，本實用新型中採用穩壓管鉗位的方式，使輸出的電壓有一個懸浮的中性點，兩端 相對中性點是一正(+15V) —負(-10V)的電壓。如圖8所示為鉗位電路6與主電路連接 電路示意圖，僅以25V1—5W輸出電路為例鉗位電路6包括分壓電阻R31和穩壓管D33， 分壓電阻R31的一端連接25V1輸出的正端，另一端連接穩壓管D33的負極，穩壓管D33的 正極連接25V1輸出的負端，分壓電阻R31、穩壓管D33的兩端分別並聯有第三濾波電容 C33、第四濾波電容C34。單相全橋電路共需3組這樣的電路，所以開關電源3組25V輸出 電路均採用了上述鉗位電路輸出方式，從而得到3組相互隔離的正負輸出。
控制驅動電路7由開關死區時間設置、最大頻率設置、軟啟動設置、故障持續時間 設置等運行參數設置電路組成，僅僅需要設置匹配的電阻、電容器。本具體實施方式控制驅動電路7的核心採用NCP1396型號控制晶片，控制晶片功能管腳示意圖見圖11。 其中
管腳lCss:軟啟動功能，確定軟啟動的持續時間。
管腳2Fmax:最大頻率設定功能，通過一個電阻來設定晶片的最大工作頻率。 管腳3Ctimen錯誤持續時間設定功能，可以設定慢速錯誤的持續時間。 管腳4Rt:時標電阻，連接一個電阻到這個管腳，設定最小震蕩器頻率到VFB-1V 管腳5BO:反饋端，起到低電壓保護的作用，當該引腳電壓高於限定值時，晶片
才正常工作，低於限定值時，封鎖輸出。
管腳6FB:反饋端，增大該管腳的注入電流，使振蕩頻率增加直到最大頻率。
管腳7DT:死區時間設定，通過一個電阻來設定死區持續時間。
管腳8 Fast Fault:檢測快速錯誤，起到快速停止晶片工作的作用。當檢測到快速錯
誤發生，停止晶片工作，錯誤消除後，重新軟啟動晶片。用作過電壓保護。
管腳9 Slow Fault:檢測慢速錯誤。當檢測到有慢速錯誤時，計時器開始倒數計時，
末了如果錯誤還沒有消失，則關閉晶片。用作過電流保護。 管腳10Gnd:晶片接地端。管腳llMlower:低端輸出驅動信號，驅動低端的MOSFET。 管腳12VCC:提供晶片工作電壓。
管腳14HB:半橋結構連接端，在半橋結構變換器中，連接到半橋中間端。 管腳15Mupper:高端輸出驅動信號，驅動高端的MOSFET。 管腳16 Vboot:為高端提供懸浮的Vcc電壓。
過流保護電路與主電路連接示意圖如圖9所示，過流保護電路3連接在主電路1 的諧振電容Cr兩端，由電容器C91、 C92，電阻R97、 R98和二極體D91、 D92組成。 過流保護電路3的輸出電壓lout連接到控制驅動電路7的控制晶片NCP1396的Slow Fault端，當主電路l的電流過大時，輸出電壓Iout超過門限值，控制晶片NCP1396 通過軟關斷保護主電路。
圖10為低壓監測電路、過壓保護電路與主電路連接電路圖。低壓監測電路4通過電阻 R95、 R96對直流母線電壓分壓後，低壓檢測端Voutl輸出低壓檢測信號到控制晶片 NCP1396的BO端，當電壓過低時，NCP1396的BO端電壓過低，NCP1396控制MOSFET管 關斷，實現低壓保護功能。過壓保護電路5與5V-15W輸出電路連接，主要由過壓保護電 路用穩壓管ZF、光藕DF3、三極體QF2及電阻R91、 R92、 R93組成。當開關電源輸出的5V 電壓過高時，光藕DF3中輸入側二極體的電流迅速增大，光藕DF3輸出側電流也一起增大， 使得三極體QF2中集電極流過的電流增大，由於低壓檢測端Voutl同時作為過壓檢測端， 過壓檢測端Voutl的電壓增加，NCP1396的BO端檢測到該電壓後,控制MOSFET管關斷， 實現過壓保護功能。熱敏電阻R94為負溫度係數的熱敏電阻，其反映MOSFET管的溫度， 當溫度過高時，隨其電阻的變化三極體QF2集電極流過的電流增大，過壓檢測端Voutl電 壓增加，NCP1396的BO端檢測到該電壓後，控制MOSFET管關斷，保護開關電源。
權利要求1. 一種鏈式變換器功率單元控制器用開關電源，包括主電路(1)、電壓反饋電路(2)、過流保護電路(3)、低壓監測電路(4)、過壓保護電路(5)和控制驅動電路(7)，其特徵在於所述主電路(1)的電源輸入端連接直流輸入電壓(VDC)，所述主電路(1)包括7個電壓輸出端，分別提供5V--15W、25V1--5W、25V2--5W、25V3--10W、+12V--10W、-12V--5W、15VF--5W輸出電壓，其中，25V1--5W、25V2--5W、25V3--10W電壓輸出端分別連接有鉗位電路(6)，5V--15W、+12V--10W、15VF--5W電壓輸出端分別對應連接至電壓反饋電路(2)的5V--15W、+12V--10W、15VF--5W電壓反饋輸入端；所述過流保護電路(3)的過流檢測輸入端連接主電路(1)的過流檢測輸出端；所述低壓監測電路(4)的輸入端連接直流輸入電壓(VDC)；所述電壓反饋電路(2)、過流保護電路(3)、低壓監測電路(4)、過壓保護電路(5)的輸出端分別對應連接至控制驅動電路(7)的電壓反饋控制輸入端、過流控制輸入端、低壓控制輸入端和過壓控制輸入端，控制驅動電路(7)的輸出端連接主電路(1)的控制驅動輸入端。
2. 如權利要求1所述的鏈式變換器功率單元控制器用開關電源，其特徵在於所述 主電路(1)包括直流母線濾波電路(101 )、 LLC諧振電路(102)和多路輸出電路(103)， 直流母線濾波電路(101)用於對直流輸入電壓(VDC)進行濾波，所述直流輸入電壓(VDC)由鏈式變換器功率單元中直流濾波串聯電容器組的最後一個電容提供，直流 母線濾波電路(101)的直流正、負母線輸出端分別與LLC諧振電路(102)的直流正、 負母線輸入端連接，LLC諧振電路(102)包括隔離變壓器，LLC諧振電路(102)通 過所述隔離變壓器與多路輸出電路(103)耦合，所述多路輸出電路(103)由隔離變 壓器的多路二次繞組及二次繞組的整流濾波電路組成，多路輸出電路(103)的7個輸 出端作為主電路(1)的7個電壓輸出端。
3. 如權利要求2所述的鏈式變換器功率單元控制器用開關電源，其特徵在於所述 LLC諧振電路(102)還包括第一 MOSFET開關管(Ql )、第二 MOSFET開關管(Q2) 和諧振電容(Cr)，所述第一MOSFET開關管(Ql)的源極連接第二 MOSFET開關管(Q2)的漏極，第一 MOSFET開關管(Ql)的漏極、第二 MOSFET開關管(Q2)的 源極分別作為所述LLC諧振電路(102)的直流正、負母線輸入端，所述第一 MOSFET 開關管(Ql)和第二 MOSFET開關管(Q2)的柵極由控制驅動電路(7)分別進行控制，所述第一 MOSFET開關管(Ql)和第二 MOSFET開關管(Q2)中每一個的源極 和漏極之間分別連接有吸收電容，所述隔離變壓器的一次繞組的同名端通過諧振電容 (Cr)與第二 MOSFET開關管(Q2)的漏極連接，該一次繞組的異名端與第二 MOSFET 開關管(Q2)的源極連接。
4.如權利要求l所述的鏈式變換器功率單元控制器用開關電源，其特徵在於所述 鉗位電路(6)包括分壓電阻和穩壓管，分壓電阻的一端連接輸出電壓的正極，另一端 連接穩壓管的負極，穩壓管的正極連接輸出電壓的負極，分壓電阻和穩壓管的兩端分 別並聯有電容。
5.如權利要求1所述的鏈式變換器功率單元控制器用開關電源，其特徵在於所述 電壓反饋電路(2)採用5V-15W、 +12￥--10\^兩路輸出電壓作為反饋主電路輸入，並 加入25V3-10W的輸出電壓作為輔助反饋輸入，所述電壓反饋電路(2)包括標準源器 件(QF1)， +12V—10W輸出電壓經第二電阻(R82)、第六電阻(R86)分壓後輸入到 標準源器件(QF1)的參考電壓輸入端，用作標準源器件(QF。的參考電壓輸入,5V—15W 輸出電壓通過第三電阻(R83)和第二光藕(DF2)的二極體輸入到標準源器件(QF1) 的陰極，第二光藕(DF2)的二極體兩端並聯第四電阻(R84)， 25V3—10W輸出電壓 通過第一電阻(R81)和第一光耦(DF1)的二極體形成輔助反饋輸入，第一光耦(DF1 )、 第二光藕(DF2)的三極體由15VF—5 W輸出電壓供電，第一光耦(DF1)、第二光藕(DF2)的發射極分別與第七電阻(R87)、第八電阻(R88)的一端連接，第七電阻(R87)、 第八電阻(R88)的另一端相互連接形成反饋電壓輸出端(Vout)，該反饋電壓輸出端(Vout)通過第九電阻(R89)接直流輸入電壓(VDC)的負極(N)。
6.如權利要求5所述的鏈式變換器功率單元控制器用開關電源，其特徵在於所述 標準源器件(QF1)採用型號為TL431的基準源。
專利摘要本實用新型公開一種鏈式變換器功率單元控制器用開關電源，該開關電源包含相互之間採用高壓隔離的七路輸出，實現了鏈式變換器功率單元控制器的工作電源和IGBT驅動電源由單個開關電源供電，節省了電源成本。該開關電源還利用三元件LLC串聯諧振原理，通過諧振軟開關技術實現功率開關管的軟開關過程，並利用隔離變壓器本身的寄生參數作為串聯諧振的器件，使電路開關功率損耗降到最小，轉換效率相對最高，且輸出功率可以進行很好的調節，既減小了開關管的導通損耗，又提高了開關電源的轉換效率，延長了開關器件的壽命。
文檔編號H02M3/24GK201234208SQ20082003776
公開日2009年5月6日 申請日期2008年7月2日 優先權日2008年7月2日
發明者倪喜軍, 銘 楊, 傑 白, 趙劍鋒, 閆安心 申請人:東南大學