一種自適應變中頻射頻接收機的製作方法

2023-05-22 01:29:01 1

專利名稱：一種自適應變中頻射頻接收機的製作方法
技術領域：
本發明涉及無線通信技術領域，尤其是一種自適應變中頻射頻接收機。
背景技術：
名詞解釋
Cff :單載波；
ZIF :零中頻；
DC offset :直流偏移；
ACS :鄰道選擇；
AC1:鄰道幹擾；
LIF :低中頻；
LNA:低噪聲放大器；
Mixer :混頻器；
PLL :鎖相環。現有的射頻接收機架構主要有以下三種
(I)超外差架構
超外差結構是早期射頻接收機應用最廣泛的一種系統結構，它的基本原理是將從天線接收到的高頻信號經過放大和下變頻後轉換為一固定中頻的信號，然後對該固定中頻信號進行進一步下變頻或者直接進行解調。實現超外差接收機遇到的一個主要問題是鏡像抑制問題，該問題是由下變頻引起的。在下變頻時，除了有用信號被變換到中頻外，鏡像信號也被變換到中頻，從而對有用信號造成幹擾。抑制鏡像幹擾的唯一辦法就是在下變頻前抑制鏡像信號，而鏡像信號的抑制一般由位於下變頻器前的鏡像抑制濾波器來完成。為了使接收機在很差的接收環境下依然保持較高的性能，鏡像抑制濾波器必須高度壓縮鏡像信號，因而鏡像抑制濾波器需要具有高品質因子和高階數，很難集成在矽片上，一般採用外接的方式來實現。這就增加了電路規模和片外元件數目，提高了系統成本，從而使得超外差結構的應用受限極大。(2)零中頻架構
在ZIF接收機中，有用信號被直接下變頻到基帶，這樣，鏡像信號就是有用信號本身，減輕了對鏡像抑制的要求。然而ZIF接收機存在一系列的問題，如Ι/Q支路不匹配、DCoffset和Ι/f噪聲等。由下變頻及後級模塊引入的DC offset成分將直接疊加在有用信號上，從而對有用信號造成幹擾。這些DC offset成分的能量可能比有用信號強很多，會淹沒有用信號，並使得後級的各級處理模塊出現飽和。故DC offset是阻礙零中頻接收機廣泛應用的一個主要因素。圖1顯示的是在CW輸入的情況下，ZIF架構接收機雙邊帶輸出頻譜的情況。其中，DC offset位於OHz處。一般情況下，未校準的DC offset都比靈敏度測試時的有用信號更大(以窄帶系統GSM為例，射頻接收機一般要求靈敏度達到-108dBm)，因此若不校準將嚴重限制窄帶系統接收機的接收信噪比和靈敏度。目前對DCoffset進行校準的技術大體可分為靜態和動態校準兩大類
I)靜態校準(包括模擬/數字電路的實現方式):檢測一段時間有用信號中的直流偏移成分大小並將其減去。該方法存在的問題是，接收機的DC offset在進入接收狀態後存在較長的穩定過程(源於電路固有的瞬態響應)。如圖2所示，假設接收信號為正弦波信號，則其接收輸出的DC offset (見圖中的黑粗線)要經很長一段時間才能穩定下來。因為只有待DC offset穩定後的檢測結果才有意義，故對DC offset進行檢測也需要一段較長的時間。而且對DC offset進行檢測必須要在射頻系統剛進入接收狀態，有效數據到來之前完成，否則將會影響有效數據到來後的接收信噪比。而對多數協議系統時序而言，系統每次進入接收模式前只有很有限的時間(通常小於IOOus)可用於DC offset檢測和消除。因此，靜態DC offset檢測校準的效果通常不理想。2)動態校準利用一個轉角頻率很窄(通常小於IKHz)的高通濾波器把DC offset予以濾除。該高通濾波器的轉角頻率是DC offset抑制、接收信號質量和信號穩定時間的折衷如果選擇轉角頻率較寬，對DC offset抑制更好，但對於窄帶信號而言將有較多的有用信號被衰減，從而影響了接收信號的質量；而如果選擇轉角頻率較窄，接收信號的質量將有所提高，但對DC offset的抑制有限，且窄轉角頻率的階躍響應時間較長，接收機穩定時間也較長，不能滿足GSM系統接收模式的時序要求。3)低中頻架構
由於超外差接收機容易受到鏡像信號的幹擾，而ZIF接收機又會受到DC offset的幹擾，因此人們提出了 LIF接收機架構。LIF接收機將鏡像抑制問題由射頻轉移到比較低的中頻，緩解了實現的壓力，使得該類接收機比較容易集成，而且LIF接收機下變頻後的信號不位於零頻，避免了 ZIF接收機所遇到的DC offset問題。仍以GSM系統為例，通常採用LIF架構的GSM系統會在-ΙΟΟΚΗζ左右選擇中頻。LIF接收機架構對DC offset的處理過程如圖3所示假定CW有用信號為Flo+F0，LIF的頻率為Fif，則本振信號的頻率為Flo-Fif(而ZIF架構的本振頻率為Flo)。CW有用信號首先經過低噪聲放大器LNA放大和混頻器Mixer混頻，接著，混頻後的信號經過模擬濾波器和模數轉換器進行模擬濾波和模數轉換。模數轉換後的有用信號頻率變為(Flo+FO)- (Flo-Fif)=F0+Fif (而ZIF架構下變頻後的有用信號頻率為R))，DC offset的頻率在OHz。可以看出，採用LIF架構可以有效地使有用信號和DC offset頻率成分隔得更遠(LIF架構中二者的頻率間隔比ZIF架構中的遠Fif )，因此LIF架構可以在不損傷有用信號的情況下使用具有高轉角頻率的高通濾波器對DC offset進行濾除，如步驟(b)所示。完成高通濾波後，有用信號不受影響，但DC offset通常可以被抑制30dB以上。跟著，高通濾波後的有用信號經過步驟(C)的數字變頻，被還原到H)頻率上，而DC offset則被搬移到-Fif上。此時DC offset已經被足夠衰減，不再會對有用信號的靈敏度構成明顯影響，而且由於其轉角頻率較高，接收機的穩定時間較短，GSM系統接收模式時序也將較容易被滿足。因此，就DCoffset的性能而言，LIF架構較ZIF架構更有優勢。然而對於ACS的性能而言，LIF架構卻沒有優勢。
仍以GSM系統為例。GSM的ACS要求為如圖4所示，在有用信號(斜線部分)為-82dBm的時候，距離載頻200KHz處的鄰道幹擾(ACI)強度為-73dBm，距離載頻400KHz處的ACI強度為_41dBm，距離載頻600KHz處的ACI強度為_33dBm。ACI (特別是距離載頻400KHz和600KHz的鄰道)幹擾很強，若不處理必將導致後級電路飽和，從而影響接收機的性能。因此，在接收通道的ADC前級還會加上模擬低通濾波器對ACI進行抑制(濾波器幅頻響應曲線如圖4中粗黑線所示)。當採用ZIF架構接收機時，有用信號(變頻前處在載頻處)被直接下變頻到零頻處，對於正頻和負頻的ACI，模擬低通濾波器只需要抑制同樣的幅度(見圖5和圖6中黑粗線的模擬濾波器幅頻響應)，即可保證接收機ACS的性能。而當採用LIF架構接收機時 ，假設中頻頻率為Fif，則在數字變頻之前，接收到的信號中心在Fif處。對於正頻部分的信號，為了保證有用信號不受損傷，LIF架構下的模擬濾波器的帶寬必須比ZIF架構下的通帶帶寬更寬(最少寬Fif);而由於模擬低通濾波器在正頻和負頻處展示出同樣的幅頻特性(見圖7和圖8)，LIF架構下負頻部分的ACI抑制將變差(見圖8中黑粗線的模擬濾波器幅頻響應)。選擇越大的中頻Fif，負頻部分的ACI抑制越差。因此，LIF架構必須採用電路更複雜，實現難度和功耗更大的帶通濾波器來保證ACS性倉泛。綜上所述，目前尚未有一種接收機架構，能夠同時優化DC offset和ACS兩項指標的性能。而從現有的接收機架構的特性來分析，也不存在能夠用較小的代價同時優化DCoffset和ACS兩項指標性能的架構。

發明內容
為了解決上述技術問題，本發明的目的是提供一種自適應變中頻射頻接收機，能同時優化直流偏移和鄰道選擇這兩項性能指標。本發明解決其技術問題所採用的技術方案是一種自適應變中頻射頻接收機，包括
接收天線，用於接收無線信號；
低噪聲放大器，用於對接收的無線信號進行放大；
模擬下變頻器，用於對放大後的信號進行下變頻，從而生成中頻模擬信號；
轉角頻率可調低通濾波器，用於對生成的中頻模擬信號進行鄰道選擇和抗混疊濾波； 模數轉換器，用於將經鄰道選擇和抗混疊濾波後的模擬中頻信號轉換為數字中頻信
號;
靜態直流偏移校準模塊，用於對數字中頻信號的直流偏移進行初步校準；
通道選擇和處理模塊，用於根據初步校準後的信號選擇零中頻通道或低中頻通道，進而根據選擇的通道對初步校準後的信號進行處理；
所述接收天線的輸出端依次通過低噪聲放大器、模擬下變頻器、轉角頻率可調低通濾波器、模數轉換器、靜態直流偏移校準模塊進而與所述通道選擇和處理模塊的輸入端連接。進一步，所述通道選擇和處理模塊包括動態直流偏移校準子模塊和用於選擇零中頻通道或低中頻通道的切換開關，所述切換開關的輸入端與所述靜態直流偏移校準模塊的輸出端連接，所述切換開關的輸出端包括第一切換點和第二切換點，所述第一切換點與所述動態直流偏移校準子模塊的輸入端連接，所述動態直流偏移校準子模塊的輸出端依次連接有數字下變頻子模塊和數字濾波器；所述第二切換點與所述數字濾波器的輸入端連接。
進一步，所述模擬下變頻器包括與低噪聲放大器輸出端連接的混頻器和用於為混頻器提供正交本振信號的鎖相環；所述混頻器用於將正交本振信號和放大後的信號進行混頻，從而將放大後的信號下變頻到中頻信號後發送至轉角頻率可調低通濾波器的輸入端。進一步，還包括用於根據選擇的切換門限進行控制的接收信號強度指示模塊，所述接收信號強度指示模塊的輸入端與所述數字濾波器的輸出端連接，所述接收信號強度指示模塊的第一輸出端與所述轉角頻率可調低通濾波器的輸入端連接，所述接收信號強度指示模塊的第二輸出端與所述切換開關的輸入端連接，所述接收信號強度指示模塊的第三輸出端與所述鎖相環的輸入端連接。進一步，包括一射頻晶片，所述的低噪聲放大器、模擬下變頻器、轉角頻率可調低通濾波器、模數轉換器、靜態直流偏移校準模塊、通道選擇和處理模塊、接收信號強度指示模塊均設在所述的射頻晶片上。進一步，包括一基帶晶片和射頻晶片，所述的接收信號強度指示模塊設置在基帶 晶片上，所述的低噪聲放大器、模擬下變頻器、轉角頻率可調低通濾波器、模數轉換器、靜態直流偏移校準模塊、通道選擇和處理模塊均設置在所述的射頻晶片上。進一步，所述接收信號強度指示模塊的切換門限是根據不同的通信系統來設定。進一步，所述接收信號強度指示模塊在GSM系統中的切換門限為-87dBm。本發明的有益效果是本發明包括用於根據初步校準後的信號選擇零中頻通道或低中頻通道的通道選擇和處理模塊，能同時優化直流偏移和鄰道選擇這兩項性能指標；進一步，還包括用於根據選擇的切換門限進行控制的接收信號強度指示模塊，能根據接收信號的強度自適應選擇零中頻通道或低中頻通道，結構簡單、成本較低和易於實現；進一步，所述接收信號強度指示模塊的切換門限根據不同的通信系統來設定，即所述射頻接收機的輸入信號門限可根據不同的通信系統來設定，具有良好的可擴展性和可移植性。


圖1為零中頻架構接收機的輸出頻譜；
圖2為直流偏移在進入接收狀態後的穩定過程；
圖3為低中頻架構接收機對直流偏移的處理過程；
圖4為GSM通信系統的鄰道幹擾和模擬濾波器幅頻響應；
圖5為零中頻架構濾波器對正頻鄰道幹擾的抑制示意 圖6為零中頻架構濾波器對負頻鄰道幹擾的抑制示意圖 圖7為低中頻架構濾波器對正頻鄰道幹擾的抑制示意 圖8為低中頻架構濾波器對負頻鄰道幹擾的抑制示意 圖9為本發明一種自適應變中頻射頻接收機的模塊方框 圖10為本發明在信號較大時進行直流偏移校準的示意 圖11為本發明在信號較小時進行直流偏移校準的示意 圖12為本發明通道選擇和處理模塊與接收信號強度指示模塊的組成結構框 圖13為本發明模擬下變頻器的組成結構框圖。附圖標記SW.切換開關。
具體實施例方式下面結合附圖對本發明的具體實施方式
作進一步說明。參照圖9，本發明一種自適應變中頻射頻接收機，包括
接收天線，用於接收無線信號；
低噪聲放大器，用於對接收的無線信號進行放大；
模擬下變頻器，用於對放大後的信號進行下變頻，從而生成中頻模擬信號；
轉角頻率可調低通濾波器，用於對生成的中頻模擬信號進行鄰道選擇和抗混疊濾波； 模數轉換器，用於將經鄰道選擇和抗混疊濾波後的模擬中頻信號轉換為數字中頻信·號;
靜態直流偏移校準模塊，用於對數字中頻信號的直流偏移進行初步校準；
通道選擇和處理模塊，用於根據初步校準後的信號選擇零中頻通道或低中頻通道，進而根據選擇的通道對初步校準後的信號進行處理；
所述接收天線的輸出端依次通過低噪聲放大器、模擬下變頻器、轉角頻率可調低通濾波器、模數轉換器、靜態直流偏移校準模塊進而與所述通道選擇和處理模塊的輸入端連接。參照圖12，進一步作為優選的實施方式，所述通道選擇和處理模塊包括動態直流偏移校準子模塊和用於選擇零中頻通道或低中頻通道的切換開關SW，所述切換開關SW的輸入端與所述靜態直流偏移校準模塊的輸出端連接，所述切換開關SW的輸出端包括第一切換點和第二切換點，所述第一切換點與所述動態直流偏移校準子模塊的輸入端連接，所述動態直流偏移校準子模塊的輸出端依次連接有數字下變頻子模塊和數字濾波器；所述第二切換點與所述數字濾波器的輸入端連接。其中，動態直流偏移校準子模塊的功能由高通濾波器來實現，而切換開關SW切在第一切換點時選擇的是低中頻通道，切換開關SW切在第二切換點時選擇的是零中頻通道。參照圖13，進一步作為優選的實施方式，所述模擬下變頻器包括與低噪聲放大器輸出端連接的混頻器和用於為混頻器提供正交本振信號的鎖相環；所述混頻器用於將正交本振信號和放大後的信號進行混頻，從而將放大後的信號下變頻到中頻信號後發送至轉角頻率可調低通濾波器的輸入端。參照圖12，進一步作為優選的實施方式，還包括用於根據選擇的切換門限進行控制的接收信號強度指示模塊，所述接收信號強度指示模塊的輸入端與所述數字濾波器的輸出端連接，所述接收信號強度指示模塊的第一輸出端與所述轉角頻率可調低通濾波器的輸入端連接，所述接收信號強度指示模塊的第二輸出端與所述切換開關SW的輸入端連接，所述接收信號強度指示模塊的第三輸出端與所述鎖相環的輸入端連接。其中，切換門限是根據通信系統的輸入信號強度或幅度來選擇的，而所述接收信號強度指示模塊進行的控制包括控制切換開關SW的切向、鎖相環的本振頻率和轉角頻率可調低通濾波器的轉角頻率。進一步作為優選的實施方式，包括一射頻晶片，所述的低噪聲放大器、模擬下變頻器、轉角頻率可調低通濾波器、模數轉換器、靜態直流偏移校準模塊、通道選擇和處理模塊、接收信號強度指示模塊均設在所述的射頻晶片上。下面結合圖9-13和射頻晶片對本發明自適應變中頻的射頻接收機只採用一塊射頻晶片的實施例作具體說明
本發明自適應變中頻的射頻接收機架構如圖9、圖12和圖13所示。空中的無線信號經過接收天線接收到低噪聲放大器，低噪聲放大器把信號放大後送到模擬下變頻器的混頻器處。鎖相環PLL將為模擬下變頻器的混頻器提供正交本振信號，也即通過分頻器把放大的信號分為正交的I路信號和Q路信號。下變頻後，Ι/Q兩路信號都將經過轉角頻率可調的低通濾波器進行鄰道選擇和抗混疊濾波。轉角頻率可調的低通濾波器的輸出將連接模數轉換器，把模擬信號轉換為數位訊號。信號經模數轉換器後，將首先經過靜態直流偏移校準模塊，在射頻晶片剛上電時對直流偏移DC offset進行初步校準。射頻接收機將記錄該初步校準的值，並在每次進入接收狀態時自動減去該值。然後將通過切換開關SW來選擇信號是經過零中頻通道還是經過低中頻通道若經過低中頻通道，則信號將首先經過高通濾波器(即動態直流偏移校準子模塊)進行動態直流偏移校準，然後經過數字下變頻器進行數字下變頻，把輸入信號的載波變為零中頻信號後送入數字濾波器；若選擇零中頻通道，信號將直接送入數字濾波器。數字濾波器將對接收到的信號進行濾波，並將濾波後的信號按照接口設定的格式輸出。
當射頻晶片剛上電時，GSM通信系統有很長一段時間，讓系統進行初始化、穩定以及讓射頻晶片完成各種校準算法。靜態直流偏移校準模塊將利用這段時間進行靜態直流偏移校準(此校準是在特定的頻率下進行的)。由於DC offset會隨頻率變化而變化，故靜態直流偏移校準還能保證在初始化所在的特定頻率下將DC offset抑制得很好，而對於其他頻率，靜態直流偏移校準模塊只能把DC offset抑制到一個相對較小的值(相對於不做靜態DC offset校準而言)，以保證DC offset在不再進行動態DC offset校準的情況下(也即是採用ZIF架構時)，對於相對較大的信號輸入(如測試ACS性能時的-82dBm)仍然具有足夠的輸出信噪比。本發明的直流偏移校準方法(包括靜態直流偏移校準和動態直流偏移校準)如圖10和圖11所示。如圖11所示，當輸入信號載頻為H)，輸入信號強度或幅度較小時，接收機系統關心的是靈敏度的指標。目前GSM射頻晶片普遍能做到使靈敏度在-105至-108dBm之間。對於小信號，殘餘的DC offset將明顯影響接收的信噪比，此時本發明接收機的動態直流偏移校準子模塊會在靜態DC offset校準後進行動態DC offset校準，即本發明接收機會進行如下操作
1)將切換開關SW切在低中頻通道(即切換開關的第一切換點)；
2)控制鎖相環PLL提供R)-Fif的本振(Fif為中頻頻率)；
3)轉角頻率可調低通濾波器的轉角頻率設置在低中頻模式下(此時轉角頻率更寬)。上述操作能利用低中頻架構接收機的高通濾波器有效抑制DC offset，從而提高小信號下的接收信噪比和靈敏度。如圖10所示，當輸入信號幅度超過_82dBm時，接收機系統的信噪比已經足夠高，此時DC offset對信噪比的影響可以忽略，故接收系統更關心的是ACS性能。此時，本發明射頻接收機只進行靜態DC offset校準而不再進行動態DC offset校準，即本發明射頻接收機進行如下操作
1)將切換開關SW切在零中頻通道(即切換開關的第二切換點)；
2)控制鎖相環PLL提供輸入信號載頻H)的本振；
3)轉角頻率可調低通濾波器的轉角頻率設置在零中頻模式下(此時轉角頻率更窄)。上述操作能利用零中頻架構接收機的低通濾波器轉角頻率更窄的特點，有效抑制ACI，提高接收機的ACS性能；同時，剛上電時靜態直流偏移校準模塊已把DC offset校準到一個較小的範圍，在ACS的測量中即便不使用高通濾波器也能保證DC offset不明顯對輸出信噪比產生不良影響。根據國際、國內規範要求，對於GSM通信系統，ACS測量的輸入有用信號為_82dBm。而由於無線傳輸存在多徑衰落的效應，基站發出_82dBm的信號到達射頻晶片天線被接收時，信號會有範圍的波動。因此，理論上只要保證輸入信號幅度大於時採用零中頻架構，就能保證ACS性能。而-87dBm的這個切換門限，最少比測量接收靈敏度時的信號強度大18dB，故此時DC offset對於此大信號信噪比的影響是可以忽略的。該實施例的接收機射頻晶片上集成了接收信號強度指示(RSSI)模塊，用於在數字濾波器輸出端檢測接收到信號的強度。以_87dBm為切換門限，接收信號強度指示模塊根據檢測到輸入信號(即數字濾波器的輸出信號)的大小來選擇
1)切換開關SW;
2)鎖相環PLL的本振頻率；
3)轉角頻率可調低通濾波器的轉角頻率的轉角頻率。接收信號強度指示模塊選擇的切換門限即為接收機架構(即通道選擇)切換的輸入信號門限，其可以通過寫寄存器的方式進行配置。因此可以配置不同的切換門限來適應不同的通信系統(例如對GSM通信系統而言，切換門限就是_87dBm)。進一步作為優選的實施方式，包括一基帶晶片和射頻晶片，所述的接收信號強度指示模塊設置在基帶晶片上，所述的低噪聲放大器、模擬下變頻器、轉角頻率可調低通濾波器、模數轉換器、靜態直流偏移校準模塊、通道選擇和處理模塊均設置在所述的射頻晶片上。下面結合圖9-13、射頻晶片和基帶晶片對本發明自適應變中頻的射頻接收機採用射頻晶片和基帶晶片共同實現的實施例作進一步說明
該實施例與只採用一塊射頻晶片的實施例的結構大致相同，不同之處在於該實施例通過基帶晶片的接收信號強度指示模塊或接收信號質量模塊來選擇射頻接收晶片採用哪一種架構。此時射頻接收機的架構選擇(即通道選擇)將直接受基帶晶片控制，而不受射頻接收機晶片內部信號控制。由於基帶晶片的功能強大，可以完成信號解調等一系列複雜運算，因此除了通過接收信號強度指示模塊，基帶晶片還可以通過接收信號質量的好壞來判斷當前所採用的射頻接收機架構是否最優化。若此時的接收信號質量不是最優，基帶晶片將產生一個反饋信號至射頻接收晶片來選擇
1)切換開關SW;
2)鎖相環PLL的本振頻率；
3)轉角頻率可調低通濾波器的轉角頻率的轉角頻率。進一步作為優選的實施方式，所述接收信號強度指示模塊的切換門限是根據不同的通信系統來設定。進一步作為優選的實施方式，所述接收信號強度指示模塊在GSM系統中的切換門限為 _87dBm。以上是對本發明的較佳實施進行了具體說明，但本發明創造並不限於所述實施例，熟悉本領域的技術人員在不違背本發明精神的前提下還可做作出種種的等同變形或替換，這些等同的變形或替換均包含在 本申請權利要求所限定的範圍內。
權利要求
1.一種自適應變中頻射頻接收機，其特徵在於包括接收天線，用於接收無線信號；低噪聲放大器，用於對接收的無線信號進行放大；模擬下變頻器，用於對放大後的信號進行下變頻，從而生成中頻模擬信號；轉角頻率可調低通濾波器，用於對生成的中頻模擬信號進行鄰道選擇和抗混疊濾波；模數轉換器，用於將經鄰道選擇和抗混疊濾波後的模擬中頻信號轉換為數字中頻信號;靜態直流偏移校準模塊，用於對數字中頻信號的直流偏移進行初步校準；通道選擇和處理模塊，用於根據初步校準後的信號選擇零中頻通道或低中頻通道，進而根據選擇的通道對初步校準後的信號進行處理；所述接收天線的輸出端依次通過低噪聲放大器、模擬下變頻器、轉角頻率可調低通濾波器、模數轉換器、靜態直流偏移校準模塊進而與所述通道選擇和處理模塊的輸入端連接。
2.根據權利要求1所述的一種自適應變中頻射頻接收機，其特徵在於所述通道選擇和處理模塊包括動態直流偏移校準子模塊和用於選擇零中頻通道或低中頻通道的切換開關(SW)，所述切換開關(Sff)的輸入端與所述靜態直流偏移校準模塊的輸出端連接，所述切換開關(SW)的輸出端包括第一切換點和第二切換點，所述第一切換點與所述動態直流偏移校準子模塊的輸入端連接，所述動態直流偏移校準子模塊的輸出端依次連接有數字下變頻子模塊和數字濾波器；所述第二切換點與所述數字濾波器的輸入端連接。
3.根據權利要求2所述的一種自適應變中頻射頻接收機，其特徵在於所述模擬下變頻器包括與低噪聲放大器輸出端連接的混頻器和用於為混頻器提供正交本振信號的鎖相環；所述混頻器用於將正交本振信號和放大後的信號進行混頻，從而將放大後的信號下變頻到中頻信號後發送至轉角頻率可調低通濾波器的輸入端。
4.根據權利要求3所述的一種自適應變中頻射頻接收機，其特徵在於還包括用於根據選擇的切換門限進行控制的接收信號強度指示模塊，所述接收信號強度指示模塊的輸入端與所述數字濾波器的輸出端連接，所述接收信號強度指示模塊的第一輸出端與所述轉角頻率可調低通濾波器的輸入端連接，所述接收信號強度指示模塊的第二輸出端與所述切換開關(SW)的輸入端連接，所述接收信號強度指示模塊的第三輸出端與所述鎖相環的輸入端連接。
5.根據權利要求3或4所述的一種自適應變中頻射頻接收機，其特徵在於包括一射頻晶片，所述的低噪聲放大器、模擬下變頻器、轉角頻率可調低通濾波器、模數轉換器、靜態直流偏移校準模塊、通道選擇和處理模塊、接收信號強度指示模塊均設在所述的射頻晶片上。
6.根據權利要求3或4所述的一種自適應變中頻射頻接收機，其特徵在於包括一基帶晶片和射頻晶片，所述的接收信號強度指示模塊設置在基帶晶片上，所述的低噪聲放大器、模擬下變頻器、轉角頻率可調低通濾波器、模數轉換器、靜態直流偏移校準模塊、通道選擇和處理模塊均設置在所述的射頻晶片上。
7.根據權利要求3或4所述的一種自適應變中頻射頻接收機，其特徵在於所述接收信號強度指示模塊的切換門限是根據不同的通信系統來設定。
8.根據權利要求3或4所述的一種自適應變中頻射頻接收機，其特徵在於所述接收信號 強度指示模塊在GSM系統中的切換門限為-87dBm。
全文摘要
本發明公開了一種自適應變中頻射頻接收機，包括接收天線、低噪聲放大器、模擬下變頻器、轉角頻率可調低通濾波器、模數轉換器、靜態直流偏移校準模塊和通道選擇和處理模塊，接收天線的輸出端依次通過低噪聲放大器、模擬下變頻器、轉角頻率可調低通濾波器、模數轉換器、靜態直流偏移校準模塊進而與通道選擇和處理模塊的輸入端連接。本發明的通道選擇和處理模塊能根據初步校準後的信號選擇零中頻通道或低中頻通道，能同時優化直流偏移和鄰道選擇；進一步，本發明還包括接收信號強度指示模塊，結構簡單、成本較低和易於實現；進一步，本發明具有良好的可擴展性和可移植性，可廣泛應用於無線通信技術領域。
文檔編號H04B1/06GK103001654SQ20121059379
公開日2013年3月27日 申請日期2012年12月31日 優先權日2012年12月31日
發明者陳弟虎, 郭建平, 黃沫 申請人:中山大學