用於多載波系統的信道估計方法與流程
2023-05-22 03:41:46
本發明屬於無線通信技術領域，具體的說是涉及用於多載波系統的信道估計方法。
背景技術：
多載波系統具有抗多徑幹擾能力強、頻譜利用率高的優點，非常適合未來的高速無線傳輸應用。在多載波系統中，不同的子載波經受不同的信道衰落，具有不同的傳輸能力。例如OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術是一種無線通信的高速傳輸技術，其基本原理是將高速的數據流分解成許多低速率的子數據流，即將信號分成許多正交的子載波，利用這些相互正交的子載波同時進行傳輸。該技術利用子載波對數據進行調製，擴展了符號的脈衝寬度，可以有效地抵抗符號間幹擾(Inter-Symbol Interference,ISI)，提高了對抗多徑衰落的性能。與傳統頻分復用(Frequency Division Multiplexing,FDM)相比，OFDM不需要專門的保護頻帶。雖然頻譜之間會有重疊，但是各個載波之間是相互正交的。根據正交性原理可知，各個載波之間是不存在幹擾的，從而大大提高了頻譜的利用率。
此外，基於子載波索引調製(Subcarrier Index Modulation,SIM)的OFDM系統將整個多載波連續地分成大小相同的多個子塊，每個子塊中通過索引比特來選擇其中若干個子載波來發送數據，而其餘的子載波不發送數據。由於索引比特本身並不發送，而是隱含在激活子載波的位置信息中的，所以索引比特並不佔用頻譜資源。在接收端，通過激活子載波的位置就可以獲得索引比特的信息。其峰值平均功率比更小、對抗子載波間幹擾性能更好、誤碼率更低等，通過選擇不同的功率分配策略還可以節約發射機能量。
多載波系統中的信道估計方法也有很多，如線性最小二乘估計方法(LS)、線性最小均方誤差估計方法(LMMSE)、基於傅立葉變換的估計方法(DFT)等。最小二乘估計方法的計算複雜度是最低的，但其性能也是上述三種方法裡面性能最差的；線性最小均方誤差估計方法在最小二乘估計方法的基礎上進行了改進，在頻域上抑制了噪聲對信道估計結果的影響，大大提高了信道估計的準確度；基於傅立葉變換的估計方法同樣是在最小二乘估計方法的基礎上進行了改進，通過傅立葉反變換(IDFT)將最小二乘估計方法的結果變換至時域，並利用「在時域信道滿足整數點採樣的情況下，能量集中在少數幾個抽樣點上」這一特性，將最大時延之後的數據置零，再進行傅立葉變換(DFT)至頻域得到最終的信道估計結果，同樣實現了去除噪聲的效果，使得信道估計結果得到了顯著的提升。
技術實現要素：
本發明提出一種多載波系統基於導頻的DFT信道估計方法，通過對多徑時域信道衝激響應的估計，確定衝激響應位置。相比於原有基於DFT的信道估計方法只能去除最大時延之後的問題，只保留衝激響應的位置的數據，非衝激響應位置的數據置零，進一步去除了最大時延之內的噪聲，得到了更好的性能。
本發明的技術方案是：
用於多載波系統的信道估計方法，其特徵在於，包括：
發射端：
發射端等間隔均勻地將導頻放置在一個多載波符號中，每個多載波符號含有N個子載波，導頻間隔為Df，取值為的整數，其中σmax表示最大時延，表示向下取整，導頻的數量與子載波的數量滿足整數倍關係，即為整數；
接收端：
假設頻域接收信號為Y[k]，其中k＝0,1,...,N-1表示頻域子載波編號，則接收端進行信道估計還包括以下步驟：
a.LS信道估計：取導頻位置相應的接收信號Yp[m]進行LS信道估計其中m＝0,1,...,Np-1表示導頻所在的子載波編號，P指第M個導頻序列；
b.IDFT變換：對步驟a中獲得的LS信道估計結果進行Np點的IDFT變換其中n＝0,1,...,Np-1表示時域子載波編號；
c.尋徑：若多徑信道的徑數未知，進入步驟c1，若已知多徑信道的徑數L，進入步驟c5：
c1.對噪聲進行估計並將其設為門限threshold＝var(hLS[j])，計算最大時延之後純噪聲的均值noise_mean＝mean(hLS[j])，其中j＝CP,...,Np-1表示循環前綴CP之後的時域子載波編號；令初始的殘差為residual[n]＝hLS[n]，其中n＝0,1,...,Np-1表示時域子載波編號；
c2.計算|residual[n]|2,n＝0,1,...,Np-1的能量，並找到能量最大的位置li，其中i表示找到的第i徑，將能量最大的位置li上的數據替換為步驟c1中計算出的噪聲均值residual[li]＝noise_mean；
c3.計算殘差的方差residual_var＝var(residual[n])並與門限threshold進行比較，若大於門限則重複步驟c2；若小於門限則停止迭代進入步驟c4；
c4.只保留通過迭代得到的衝激位置li，其中i＝0,1,...,L-1，L表示迭代的總次數(也表示估計出的多徑徑數)，其餘的數據置零，估計結果為：
進入步驟d；
c5.根據已知的多徑信道的徑數L，令初始的殘差為residual[n]＝hLS[n]，其中n＝0,1,...,Np-1表示時域子載波編號，計算|residual[n]|2的能量並進行降序排列，取能量最大的前L個衝激位置li,i＝0,1,...,L-1，估計結果為：
其中，li表示多徑信道第i徑的位置，L為多徑信道的徑數。
進入步驟d；
d.DFT變換：將信道估計結果進行N點DFT變換到頻域，得到信道估計結果為:其中n＝0,1,...,Np-1表示時域子載波編號，k＝0,1,...,N-1表示頻域子載波編號。
本發明的有益效果為：去除了信道估計時域最大時延之內的噪聲，進一步降低了噪聲對信道估計結果影響，本方案具備很強的抗噪性能；同時更精確的信道估計也為最終的檢測算法提供依據。
附圖說明
圖1為本發明提供的多載波系統導頻的放置方式示意圖；
圖2為本發明提出的多載波系統基於導頻的DFT信道估計方法的流程示意圖。
具體實施方式
下面結合附圖，詳細描述本發明的技術方案：
本發明相比於原有基於DFT的信道估計方法只能去除最大時延之後的問題，只保留衝激響應的位置的數據，非衝激響應位置的數據置零，進一步去除了最大時延之內的噪聲，得到了更好的性能。
下面以總的子載波個數N＝1024，循環前綴CP＝64的OFDM系統為例介紹本發明的具體實施方式。
發射端：
步驟1：發送端等間隔均勻地將導頻放置在一個多載波符號中，如圖1所示。每個多載波符號含有N＝1024個子載波，導頻間隔為Df＝3，導頻的數量
接收端：
步驟1：接收端的處理過程如圖2所示。頻域接收信號為Y[k]，其中k＝0,1,...,1023表示頻域子載波編號。取導頻位置相應的接收信號Yp[m]進行LS信道估計其中m＝0,1,...,255表示導頻所在的子載波編號。
步驟2：對LS信道估計結果進行Np＝256點的IDFT變換其中n＝0,1,...,255表示時域子載波編號。
步驟3-1：尋徑：若不知道多徑信道的徑數，則首先對噪聲進行估計並將其設為門限threshold＝var(hLS[j])，並計算最大時延之後純噪聲的均值noise_mean＝mean(hLS[j])，其中j＝64,...,255表示CP之後的時域子載波編號。令初始的殘差為residual[n]＝hLS[n]，其中n＝0,1,...,255表示時域子載波編號。
步驟3-2：計算|residual[n]|2,n＝0,1,...,255的能量，並找到能量最大的位置li，其中i表示找到的第i徑。將能量最大的位置li上的數據替換為步驟3-1計算出的噪聲均值residual[li]＝noise_mean。
步驟3-3：計算殘差的方差residual_var＝var(residual[n])並與門限threshold進行比較，若大於門限則重複步驟3-2；若小於門限則停止迭代。
步驟3-4：停止迭代之後，只保留通過迭代得到的衝激位置li，其中i＝0,1,...,L-1，L表示迭代的總次數(也表示估計出的多徑徑數)，其餘的數據置零。
若已知多徑徑數L(或通過其他方式計算出多徑徑數)則可以直接計算|residual[n]|2的能量並進行降序排列，取能量最大的前L個衝激位置li,i＝0,1,...,L-1進行步驟3-4的處理。
步驟4：將信道估計結果進行N點DFT變換到頻域其中n＝0,1,...,255表示時域子載波編號，k＝0,1,...,255表示頻域子載波編號。