超導儲能用雙向三電平軟開關dc/dc及其電流側移相控制方法
2023-05-08 01:55:51
專利名稱：超導儲能用雙向三電平軟開關dc/dc及其電流側移相控制方法
技術領域：
本發明涉及一種超導儲能用的直流變換器及其控制方法，特別涉及一種超導儲能用雙向三電平軟開關DC/DC及其控制方法。
背景技術：
近年來，隨著超導材料技術的發展，超導材料在電力領域的運用越來越得到人們的關注與重視，世界各國紛紛開展超導電力技術的研究。其中超導儲能技術由於能實現脈衝能量調節、電力系統穩定控制等多方面的功能而倍受人們的關注，成為目前唯一商業化的超導電力技術。超導儲能技術一般分為電壓源型和電流源型兩種類型，其中電壓源型和電流源型相比，技術更為成熟，從而成為超導儲能系統的主流選擇。在電壓源型超導儲能裝置中，需要用DC/DC對超導磁體進行充放電。目前常用的DC/DC技術要麼是需要充放電設備各一套，如美國專利US005159261「採用充電和放電DC/DC的超導儲能穩定裝置」；要麼採用一套裝置同時實現充放電的功能，如美國專利US005661646「採用不同相角的多重化DC/DC斬波器」和美國專利US004695932「超導儲能電路」。這些專利雖然採用的拓撲結構不一樣，但是都沒有解決兩個關鍵的問題1、開關管的軟開關問題。這些DC/DC都是通過硬開關來實現超導磁體的充放電，開關管開關應力大，損耗大，不僅大大縮短了開關管的壽命，而且降低了系統的工作效率。2、直流電壓端電壓低，且只有一個直流端電壓接口，無法與先進的多電平電壓源逆變器相連。
圖1為美國專利US004695932「超導儲能電路」的拓撲結構圖，其中10為用於超導磁體充放電的DC/DC斬波器。它通過開關管17a和17b的硬開關來實現對超導磁體的充放電，開關管的應力大，損耗也大；同時，它只有一個直流端電壓接口，如圖中所示的電容9兩端所提供的直流電壓接口，為了減小諧波，它只能通過採用多重化的形式的電壓源換流器與高壓電力系統相連。而多重化的電壓源換流器需要使用多個體積龐大，價格昂貴的工頻變壓器。不僅大大增大了系統的體積，還大大增加了系統的成本。工頻變壓器的體積和成本都佔到整個系統的40％以上。
發明內容
為了克服已有技術的不足，本發明提供了一種可以實現能量雙向流動的三電平DC/DC，它能實現電流單元全部開關管的零電流開關，電壓單元全部開關管的零電壓開關，提高了工作的效率。並且，通過採用變壓器降壓，使電流單元可以採用電壓容量低而電流容量大的開關器件，提高了電流單元的通流能力，從而有效地提高了超導磁體的儲能量。由於它的電壓側有兩個獨立的直流電壓埠，所以可以和三電平的逆變器直接相連，而三電平逆變器技術已經非常成熟，能夠廣泛適應於中高壓電力系統，從而避免了使用多個工頻變壓器與高壓電力系統相連，極大地降低了成本和體積。
本發明的拓撲結構由電壓單元、變壓器單元和電流單元三部分組成。電壓單元為帶中點箝位二極體的兩個三電平半橋組成，三電平半橋的每個開關管都並聯電容，或都不並聯電容，通過其寄生電容實現軟開關。電容的取值可視軟開關的需要而定。兩個三電平半橋的中點和箝位二極體的中點都與兩個分壓電容器的中點相連。電流單元的結構根據變壓器單元而定。若為普通變壓器，副邊為全橋形式的電流源逆變器，若為帶中間抽頭的變壓器，副邊為半橋形式的電流源逆變器。為了提高功率密度，變壓器可用高頻變壓器。
本發明的控制方法通過控制電流單元的移相角，控制能量的流動方向和大小。控制方法簡單，充放電轉化速度快。同時，通過控制變壓器原邊三電平橋臂輸出的正負向電壓脈寬的相對大小，還可以解決三電平橋臂中點電壓不平衡的問題。
以下結合附圖和具體實施方式
進一步說明本發明。
圖1為現有技術美國專利US004695932的原理圖。
圖2為本發明的一個典型的拓撲結構原理圖。圖中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8為開關管，D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8、D9、D10、D11、D12為二極體，C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8為相應開關管上的並聯電容器，Cd1、Cd2為兩個分壓電容，Llk為變壓器的漏感或外接的諧振電感，Tr為副邊帶中間抽頭的變壓器，T1、T2為電流只能單相流動的開關或者是雙向流動的開關與二極體相串聯的組合，L超導磁體。
圖3為本發明的實施例1。圖中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8為IGBT，D9、D10、D11、D12為二極體，C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8為相應開關管上的並聯電容器，Cd1、Cd2為兩個分壓電容，Llk為變壓器的漏感或外接的諧振電感，Tr為副邊帶中間抽頭的變壓器，T1、T2為晶閘管，L為超導磁體。
圖4為本發明的實施例2。圖中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8為IGBT，D9、D10、D11、D12為二極體，C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8為相應開關管上的並聯電容器，Cd1、Cd2為兩個分壓電容，Llk為變壓器的漏感或外接的諧振電感，Tr為副邊帶中間抽頭的變壓器，T1-T4為晶閘管，L為超導磁體。
圖5為本發明的實施例3。圖中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8為IGBT，D9、D10、D11、D12為二極體，C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8為相應開關管上的並聯電容器，Cd1、Cd2為兩個分壓電容，Llk為變壓器的漏感或外接的諧振電感，Tr為副邊帶中間抽頭的變壓器，T1、T2為IGBT，D1、D2為二極體，L為超導磁體。
圖6為本發明的實施例4。圖中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8為IGBT，D9、D10、D11、D12為二極體，C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8為相應開關管上的並聯電容器，Cd1、Cd2為兩個分壓電容，Llk為變壓器的漏感或外接的諧振電感，Tr為副邊帶中間抽頭的變壓器，T1-T4為IGBT，D1-D4為二極體，L為超導磁體。
圖7為一個開關周期的時序圖。
圖8為電流單元半控型開關與全控型開關觸發脈衝對比圖。
圖9為分壓電容電壓不平衡控制原理圖。
具體實施例方式
圖2為本發明的一個典型的拓撲結構原理圖。它由電壓單元、變壓器單元和電流單元三部分組成。其電壓單元由兩個三電平橋臂組成。開關管Q1-Q4和鉗位二極體D9、D10組成其中一個三電平橋臂。開關管Q1-Q4頭尾相連，開關管Q1反並聯二極體D1，並與電容器C1並聯；開關管Q2反並聯二極體D2，並與電容器C2並聯；開關管Q3反並聯二極體D3，並與電容器C3並聯；開關管Q4反並聯二極體D4，並與電容器C4並聯。開關管Q1、Q2的中點與鉗位二極體D9的陰極相連，開關管Q3、Q4的中點與鉗位二極體D10的陽極相連。D9的陽極與D10的陰極相連，其中點與分壓電容Cd1、Cd2的中點相連。開關管Q5-Q8和鉗位二極體D11、D12組成其中另一個三電平橋臂。開關管Q5-Q8頭尾相連，開關管Q5反並聯二極體D5，並與電容器C5並聯；開關管Q6反並聯二極體D6，並與電容器C6並聯；開關管Q7反並聯二極體D7，並與電容器C7並聯；開關管Q8反並聯二極體D8，並與電容器C8並聯。開關管Q5、Q6的中點與鉗位二極體D11的陰極相連，開關管Q7、Q8的中點與鉗位二極體D12的陽極相連。D11的陽極與D12的陰極相連，其中點與分壓電容Cd1、Cd2的中點相連。兩個三電平橋臂與兩個串聯分壓電容Cd1、Cd2並聯。兩個三電平橋臂的中點A、B與變壓器原邊繞組的兩端相連。變壓器單元為副邊帶中間抽頭的變壓器。其電流單元為由開關T1、T2組成的電流源換流器。T1、T2的一端與變壓器副邊的兩端相連，另一端相互連接，並與超導磁體L的一端相連，超導磁體L的另一端與變壓器的中間抽頭相連。其中C1-C8根據需要也可以取消，通過其寄生電容來實現軟開關。
圖3為本發明的實施例1。圖中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8為IGBT，D9、D10、D11、D12為二極體C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8為相應開關管上的並聯電容器，Cd1、Cd2為兩個分壓電容，Llk為變壓器的漏感或外接的諧振電感，Tr為副邊帶中間抽頭的變壓器，T1、T2為晶閘管，L為超導磁體。其連接方式與圖2完全相同，只是用相應的實際開關代替理想開關。其中IGBT可為1MBI600PX-120，晶閘管可以為KA1200。
圖4為本發明的實施例2。圖中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8為IGBT，D9、P10、D11、D12為二極體，C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8為相應開關管上的並聯電容器，Cd1、Cd2為兩個分壓電容，Llk為變壓器的漏感或外接的諧振電感，Tr為副邊帶中間抽頭的變壓器，T1-T4為晶閘管，L為超導磁體。其電壓單元的連接方式與圖2完全相同。其變壓器單元為普通變壓器，變壓器的原邊與三電平橋臂的兩個中點相連，變壓器的副邊與電流單元的交流電流端相連。其電流單元為由晶閘管T1-T4組成的電流源換流器。T1的陽極與T3的陰極相連，構成其中一個橋臂，T2的陽極與T4的陰極相連，構成其中另一個橋臂，兩個橋臂相互並聯，並與超導磁體L並聯。兩個橋臂的中點與變壓器副邊的兩端相連。其中IGBT可為1MBI600PX-120，晶閘管可以為KA1200。
圖5為本發明的實施例3。圖中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8為IGBT，D9、D10、D11、D12為二極體，C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8為相應開關管上的並聯電容器，Cd1、Cd2為兩個分壓電容，Llk為變壓器的漏感或外接的諧振電感，Tr為副邊帶中間抽頭的變壓器，T1、T2為IGBT，D1、D2為二極體，L為超導磁體。其連接方式與圖3完全相同。它用IGBT與二極體相互連接作為一個整體，來代替圖3中的一個晶閘管。其中IGBT可為1MBI600PX-120，二極體可為MDN 600C20。
圖6為本發明的實施例4。圖中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8為IGBT，D9、D10、D11、D12為二極體，C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8為相應開關管上的並聯電容器，Cd1、Cd2為兩個分壓電容，Llk為變壓器的漏感或外接的諧振電感，Tr為副邊帶中間抽頭的變壓器，T1-T4為IGBT，D1-D4為二極體，L為超導磁體。其連接方式與圖4完全相同。它用IGBT與二極體相互連接作為一個整體，來代替圖4中的一個晶閘管。其中IGBT可為1MBI600PX-120，二極體可為MDN 600C20。
本發明的具體工作原理和過程如下本發明變換器在一個開關周期共有10種開關模態，分別對應於[t0，t1]、[t1，t2]、[t2，t3]、[t3，t4]、[t4，t5]、[t5，t6]、[t6，t7]、[t7，t8]、[t8，t9]、[t9，t10]，如圖7所示。其中[t0，t5]為前半周期，[t5，t10]為後半周期。下面結合圖2(設其中電流單元的開關器件為晶閘管等半控型開關)，詳細描述其工作過程，其中UA0為第一個三電平橋臂的輸出端A對兩個分壓電容器中點0的電壓，UB0為第二個三電平橋臂的輸出端B對兩個分壓電容器中點0的電壓。UAB為兩個橋臂輸出端的電壓。IP為流過變壓器原邊的電流。另設變壓器的變比為n(Np/Ns)，Uo為副邊可控整流電路的輸出電壓。
開關模態1(對應於[t0，t1])。t0時刻之前，UAB為正，IP為負，T1關斷，T2導通，加載副邊濾波電感兩端的電壓與電流的方向相反，電流的絕對值呈下降的趨勢，此時原邊電流的流向為D8-D7-B-A-D2-D1。t0時刻，給T1施加觸發脈衝，由於T1兩端承受正電壓，在觸發脈衝的作用下，T1開通，由於變壓器存在漏感，流過T1的電流逐漸增加，T1實現了零電流開通。而此時，T2承受反向電壓，在反向電壓的作用下，流過T2的電流逐漸減少到零，T2過零關斷，從而實現了零電流關斷。T2關斷後，可控整流電路的輸出電壓Uo正向加在超導磁體上。超導磁體上的電流增加。此時原邊電流的流向為Q1-Q2-A-B-Q7-Q8。
開關模態2(對應於[t1，t2])。t1時刻，Q1、Q8關斷，由於C1、C8上的電壓為零，所以是零電壓關斷。IP給C1、C8充電，C3、C4、C5、C6放電，當A點電位低於0點時，二極體D9導通，此時C1兩端的電壓等於Cd1兩端的電壓。同理B點的電位高於0點時，二極體D12導通，此時C8兩端的電壓等於分壓電容Cd2兩端的電壓，而C5兩端的電壓等於分壓電容Cd1兩端的電壓。充放電過程結束後，忽略開關管和線路壓降，UAB和Uo均為零。此時原邊電流的流向為0-D9-Q2-A-B-Q7-D12-0。
開關模態3(對應於[t2，t3])。t2時刻，Q2、Q7關斷，由於C2、C7上的電壓為零，所以是零電壓關斷。IP給C2、C7充電，C3、C4、C5、C6放電。充放電過程結束後，D3、D4、D5、D6導通，C3、C4、C5、C6上的電壓為零，此時原邊電流的流向為D4-D3-A-B-D6-D5。
開關模態4(對應於[t3，t4])。t3時刻，Q3、Q6導通，由於其反並聯二級管已導通，C3、C6上的電壓為零，所以是零電壓開通。
開關模態5(對應於[t4，t5])。t4時刻，Q4、Q5導通，由於其反並聯二級管已導通，C4、C5上的電壓為零，所以是零電壓開通。
由於下半周期的工作原理與上半周期完全相同，這裡不在贅述。
以上為電流單元採用半控型器件如晶閘管的工作原理。對於電流單元採用全控型開關與二極體串聯的形式，其控制方法幾乎完全相同，唯一不同的是電流單元的觸發脈衝，兩者脈衝對比如圖8所示。其中T1、T2為半控型開關的觸發脈衝，S1、S2為全控型開關的觸發脈衝。對於半控型開關，t0時刻，給T1觸發脈衝，此時加在T1上的電壓大於零，由於變壓器有漏感，流過T1的電流逐漸增加，T1零電流開通，而加在T2上的電壓小於零，流過T2的電流逐漸減小，T2過零關斷，實現零電流關斷。對於全控型開關，t0時刻，給S1觸發脈衝，此時加在S1上的電壓大於零，由於變壓器有漏感，流過S1的電流逐漸增加，S1零電流開通，而加在S2上的電壓小於零，流過S2的電流逐漸減小到零，當S2減小到零後，t1時刻，關斷S2，從而實現零電流關斷。
需要另外說明的是，開關模態4和開關模態5可以合併。其原因如下若省略開關模態5，t4、t5時刻合併，Q3、Q4、Q5、Q6同時開通，由於此時它們的反並聯二級管都已導通，所以它們開通的先後並不影響其零電壓開通，因此這兩個開關模態可以合併。
以上分析是在分壓電容Cd1、Cd2上電壓平衡的情況下做出的，若Cd1和Cd2上電壓不平衡，本發明提供了一種方法來控制其中點電壓的平衡。設電容Cd1上的電壓大於Cd2上的電壓。如圖9所示，縮小UA0和UB0負向電壓的脈寬，則變壓器原邊兩個三電平橋臂上半部分的工作時間大於下半部分，流出兩個分壓電容Cd1、Cd2中點的電流Io不為零，流進Cd1的電流Icd1小於零，流進Cd2的電流Icd2大於零，Cd1上的電壓Ucd1下降，Ucd2上的電壓上升。同理，縮小UA0和UB0正向電壓的脈寬，則可以使Cd1上的電壓Ucd1上升，Ucd2上的電壓下降。需要特別說明的是，中點不平衡的控制並不局限於縮短正向或負向脈寬，也可以通過增加脈寬的方式，總而言之，就是通過控制正負向電壓脈寬的相對大小來控制中點電壓的不平衡。通過這種方式，中點不平衡的問題即得以解決。
權利要求
1.超導儲能用雙向三電平軟開關DC/DC，其特徵在於它由電壓單元、變壓器單元和電流單元三部分組成；電壓單元由兩個三電平橋臂組成；開關管[Q1-Q4]和鉗位二極體[D9]、[D10]組成其中一個三電平橋臂；開關管[Q1-Q4]頭尾相連；開關管[Q1]反並聯二極體[D1]，並與電容器[C1]並聯；開關管[Q2]反並聯二極體[D2]，並與電容器[C2]並聯；開關管[Q3]反並聯二極體[D3]，並與電容器[C3]並聯；開關管[Q4]反並聯二極體[D4]，並與電容器[C4]並聯；開關管[Q1]、[Q2]、[Q3]、[Q4]也可都不並聯電容，通過其寄生電容實現軟開關；開關管[Q1]、[Q2]的中點與鉗位二極體[D9]的陰極相連，開關管[Q3]、[Q4]的中點與鉗位二極體[D10]的陽極相連；[D9]的陽極與[D10]的陰極相連，其中點與分壓電容[Cd1]、[Cd2]的中點相連；開關管[Q5-Q8]和鉗位二極體[D11]、[D12]組成其中另一個三電平橋臂；開關管[Q5-Q8]頭尾相連，開關管[Q5]反並聯二極體[D5]，並與電容器[C5]並聯；開關管[Q6]反並聯二極體[D6]，並與電容器[C6]並聯；開關管[Q7]反並聯二極體[D7]，並與電容器[C7]並聯；開關管[Q8]反並聯二極體[D8]，並與電容器[C8]並聯；開關管[Q5]、[Q6]、[Q7]、[Q8]也可都不並聯電容，通過其寄生電容實現軟開關；開關管[Q5]、[Q6]的中點與鉗位二極體[D11]的陰極相連，開關管[Q7]、[Q8]的中點與鉗位二極體[D12]的陽極相連；鉗位二極體[D11]的陽極與[D12]的陰極相連，其中點與分壓電容[Cd1]、[Cd2]的中點相連；兩個三電平橋臂與兩個串聯分壓電容[Cd1]、[Cd2]並聯；兩個三電平橋臂的中點A、B與變壓器原邊繞組的兩端相連；變壓器單元若為副邊帶中間抽頭的變壓器，其電流單元為由開關[T1]、[T2]組成的電流源換流器；開關[T1]、[T2]的一端與變壓器副邊的兩端相連，另一端相互連接，並與超導磁體[L]的一端相連，超導磁體[L]的另一端與變壓器的中間抽頭相連；其中[C1-C8]也可以取消，通過其寄生電容來實現軟開關。
2.應用於權利要求1所述的超導儲能用雙向三電平軟開關DC/DC電流側移相控制方法，其特徵在於通過控制電流單元的移相角，控制變換器能量的流動方向和大小；通過控制三電平橋臂輸出正負向電壓脈寬的相對大小來控制中點電壓的不平衡。
全文摘要
一種超導儲能用雙向三電平軟開關DC/DC，由電壓單元、變壓器單元和電流單元組成。電壓單元為帶中點箝位二極體的兩個三電平半橋，三電平半橋的每個開關管上都並聯電容，或都不並聯電容，通過其寄生電容實現軟開關。兩個三電平半橋的中點和箝位二極體的中點都與兩個分壓電容器的中點相連。電流單元的結構根據變壓器單元而定，若為普通變壓器，副邊為全橋形式的電流源逆變器，若為帶中間抽頭的變壓器，副邊為半橋形式的電流源逆變器。本發明通過控制電流單元的移相角，控制能量的流動方向和大小。同時，通過控制三電平橋臂輸出的正負向電壓脈寬的相對大小，解決三電平橋臂中點電壓不平衡的問題。
文檔編號H02M3/335GK1845434SQ200610011909
公開日2006年10月11日 申請日期2006年5月16日 優先權日2006年5月16日
發明者郭文勇, 趙彩宏, 歐陽羿, 辛理夫, 李學斌 申請人:中國科學院電工研究所