數模混合自動增益控制系統及其控制方法

2023-05-08 08:26:46 1

專利名稱：數模混合自動增益控制系統及其控制方法
技術領域：
本發明涉及的是一種數位訊號處理技術領域的方法及裝置，具體是一種用於直接 變頻調諧器的數模混合自動增益控制系統及其控制方法。
背景技術：
在直接變頻調諧器中，RF輸入信號的信號強度範圍在-IOOdBm到-20dBm之間，而 模擬數字轉換器(ADC)典型的輸入電壓範圍是峰-峰值1伏。因此在ADC對基帶I/Q信號 採樣之前，需要用可變增益放大器對基帶信號I/Q信號進行放大，以充分利用ADC的比特 數，並避免出現飽和。此外，在直接變頻調諧器中，基帶I/Q信號之間需要精確一致的信號 電平，因此對I/Q兩路的放大器振幅的準確度有很高的要求。現有技術通常採用可變增益放大器以放大基帶信號。然而，要達到I/Q之間精確 一致的信號電平，將導致可變增益放大器有著過高的能耗和過大晶片面積，技術難度高，價 格昂貴。另外，在直接變頻調諧器中，RF輸入信號乘以一個本地振蕩器(LO)產生的同相分 量和正交分量，從而把信號從射頻搬移到基帶。本振信號(電平接近OdBm)與RF輸入信號 (電平在-IOOdBm到-20dBm之間)相比，電平通常要大得多。而且由於本振信號和RF輸入 信號封裝在同一晶片較近的物理距離內，電平較大的本振信號通常洩漏到RF輸入信號中 導致混合調製。所謂的混合調製指的就是本振信號本身與滲漏進RF輸入信號的本振信號 相乘。這種混合調製在I/Q兩路都產生了很強的直流分量。由於直接變頻器的結構，這些 直流分量直接殘留在了所需要的帶寬內，因此將極大的降低信號的質量。更嚴重的是，這些 大電平的帶內直流分量甚至可能飽和掉用以對基帶I/Q信號採樣的ADC。經過對現有技術的檢索，中國專利文獻號CNl 125016A，
公開日1996_6_19，記載了 一種「直接變頻調諧器」，該技術提供了一種用於對RF輸入端接收的多個RF信號中所選定 的信號調諧並在輸出端產生信號的調諧裝置，其中數字增益和相位均衡網絡被包括在一個 通道中，用於調整I/Q兩路的相對增益和相移，並由微計算機根據在I/Q兩路內各自的採樣 點的信號進行自動控制，以減少相對增益和相移，從而在輸出組合單元中幾乎完全抵消了 不想要的分量。上述技術雖然提出了對I/Q兩路的相對增益以及相移的處理，但是它存在了以下 的問題第一點，它是通過發射一個多頻率參考信號，插入到I/Q兩路各自的插入點來作 為測試信號使用，也就是說一來它的測試頻率是有限的、不連續的(「八個到十個離散頻 率」)，並不是用實際信號進行測試，因此它是無法得到整個有用頻段內的所有頻點的增益 和相位變化的，這種方式的缺陷在數位電視調諧器中影響尤其明顯，因為不同於模擬電視， 數位電視信號在整個頻段內都存在有效信號，因此僅僅有限頻點的測試不足以準確的代表 整個頻段的相位和增益變化。二來，因為涉及到外加的測試信號，因此存在著測試信號和實 際有用信號之間的切換(「關斷本地振蕩器或者使RF失去工作能力」)，那麼校正的時候將引起主信號中斷，因此無法適用於實時性強的系統；也無法對時變的相位和增益提供連續 的測量，如果因為溫度、溼度等引起器件的相位和增益變化，它將無法提供準確跟蹤。第二點，該技術也提出了低通濾波器與模擬數字轉換器之間用電容耦合來避免直 流漂移，從而試圖解決直流分量對直接變頻調諧器帶來的問題。但是這種模擬的方法最大 的弊端是它會損害位於有效帶寬內、在直流附近的信號的質量，而且處理精度極其有限，殘 餘的直流分量足以對送到解調器的信號質量產生影響，同時大電容的引入會導致很難集成 到晶片中去，增加晶片面積與成本。最為嚴重的是，它在模擬域中是不提供任何的反饋控制模式，無論是對I/Q兩路 增益，還是直流分量。例如它在低通濾波器與數模轉換器之間加入放大器，並提出「如果輸 出信號有足夠幅度，放大器可以省去」。然而整個發明中並沒有提供任何的方法，去測量、判 斷是否需要放大器，如果存在放大器，又將如何控制放大器的增益等等，因此如果信號或者 殘留直流分量幅度過大，而增益又沒有得到有效的控制，那麼在進入模擬數字轉換器之間 有效數據就已經被飽和掉，從而數模轉換器之後在數字域做的所有I/Q兩路幅度增益、相 位控制都會變得毫無意義。再經過對現有技術的檢索，中國專利文獻號CN1871827B，記載了一種「接收器中聯 合DC偏差校正和信道係數估計的改進方法」，該技術提供了數位訊號接收機直接在數字域 進行DCO補償算法，基於信道脈衝響應和靜態DCO的聯合估計並確保了具有直接轉換無線 電架構的EDGE數據機的令人滿意的性能。但是首先該技術是純數字域的信號處理，不 涉及到在模擬域的反饋控制，因此同樣存在在上面所述的如果進入數字域之前直流就過大 的情況下，進入模擬數字轉換器之前的有效比特就已經被飽和掉的問題。再看，它也並沒有 對I、Q增益控制提出任何的解決辦法。綜合看現有解決直接變頻調諧器中的直流方法，有直接在模擬域通過電容隔離的 方式去除的模擬方式，缺點是精度低、影響直流附近信號質量、電容無法集成在晶片，從而 增加了晶片尺寸、成本、耗電量等等；有的通過發射單頻測試信號進行校正，缺點是不能代 表實際信號的信道特徵，也不能實時追蹤由於環境、溫度變化引起的變化；還有的儘管通過 模擬或者數位訊號處理的方式得到校正量，但是完全只在模擬域完成校正，這種方法最大 的缺點是其精度受限於模擬器件，例如數字模擬轉換器的位寬，等等，而出於成本、耗電量 等的考慮以及技術的限制，這個精度不可能提的很高，因此模擬器件的性能成了直流去除 的精度最大的瓶頸，例如MAX3580，它自帶的直流消除裝置，殘餘的直流高達70毫伏，這個 對於常規峰峰值在1伏左右的10比特模擬數字轉換器來說，直流已經佔據除符號位外的6 有效比特，這將是解調端所無法忍受的性能損失。還有的為了避開模擬器件性能約束，把直 流消除完全放到了數字域中用數位訊號進行處理。這種方式最大的缺陷就是如果在模擬數 字轉換器之前鏈路上的直流分量就過大的話，在進入數字域進行處理之前就已經飽和掉包 括低通濾波器、模擬數字轉換器在內的所有模擬器件，使得後續的數字處理沒有任何意義。綜上所述，對模擬域的信號處理是實現數模混合自動增益控制的必須手段，而高 精度的實現只能通過數字域來完成。現有技術沒有任何一種方式，是綜合了兩者的優點，既 降低了對模擬域的要求，減少晶片面積、成本和耗電量，又能得到普通模擬域無法達到的高 精度、高效率、實時直流消除。

發明內容
本發明針對現有技術存在的上述不足，提供一種數模混合自動增益控制系統及其 控制方法，用以在直接變頻調諧器中自動測量和控制基帶I/Q信號電平以及去除直流分量 信號，可同時用於數字域以及模擬域。本發明是通過以下技術方案實現的本發明涉及一種數模混合自動增益控制系統，包括位於模擬域的放大接收模塊、 變頻模塊、低通及模數轉換模塊、反饋模塊以及位於數字域的數字處理模塊，其中位於模 擬域的放大接收模塊的輸入端接收射頻輸入信號並將放大後的射頻輸入信號輸出至變頻 模塊，變頻模塊輸出模擬基帶信號且與低通及模數轉換模塊的輸入端連接，低通及模數轉 換模塊的輸入端接收模擬基帶信號與反饋模塊輸出的模擬控制信號並輸出基帶數位訊號 至位於數字域的數字處理模塊，反饋模塊的輸入端與數字處理模塊的控制端相連接並接收 數字控制信號，反饋模塊的輸出端分別與低通及模數轉換模塊的輸入端以及低通及模數轉 換模塊的控制端相連接以輸出模擬控制信號。所述的反饋模塊為以下三種結構中的任意一種a) 一個雙路數字模擬轉換器，其輸入端和輸出端分別與數字處理模塊的控制端和 低通及模數轉換模塊的輸入端相連接；b) 一個雙路數字模擬轉換器，其輸入端和輸出端分別與數字處理模塊的控制端和 低通及模數轉換模塊的控制端相連接；c)兩個並聯的雙路數字模擬轉換器，其中第一數字模擬轉換器的輸出端與低通 及模數轉換模塊的輸入端相連接，第二數字模擬轉換器的輸出端與低通及模數轉換模塊的 控制端相連接。所述的數字處理模塊包括幅度功率粗調控制信號生成器、直流分量消除粗調控 制信號生成器、直流分量消除細調濾波器以及幅度功率細調濾波器，其中幅度功率粗調控 制信號生成器的輸入端、直流分量消除粗調控制信號生成器的輸入端以及直流分量消除細 調濾波器的輸入端均與低通及模數轉換模塊的輸出端相連接以接收基帶數位訊號，幅度功 率粗調控制信號生成器的輸出端、直流分量消除粗調控制信號生成器的輸出端分別與反饋 模塊相連接，直流分量消除細調濾波器的輸出端與幅度功率細調濾波器相連接，並由幅度 功率細調濾波器輸出經過直流分量消除和幅度功率細調的數字基帶信號。所述的幅度功率粗調控制信號生成器包括第一幅度功率計算器、第一積分器、第 一減法器以及第一環路濾波器，其中第一幅度功率計算器接收低通及模數轉換模塊輸出 的基帶數字I/Q信號，分別計算出I/Q信號的幅度或者功率，然後經過第一積分器後得到平 均後的幅度或者功率，與預設的參考幅度或者功率值在第一減法器做相減，差值送到第一 環路濾波器後，輸出送到反饋模塊的第二數字模擬轉換器以產生相應的模擬控制信號。所述的直流分量消除粗調濾波器包括第二積分器、第二環路濾波器，其中第二 積分器的輸入端與低通及模數轉換模塊的輸出端相連接並接收基帶數字I/Q信號，第二積 分器的輸出端與第二環路濾波器相連接並輸出平均直流分量，第二環路濾波器的輸出端與 反饋模塊的第一數字模擬轉換器相連接並輸出粗調數位訊號，第一數字模擬轉換器輸出相 應的模擬控制信號。所述的直流分量消除細調濾波器包括第二加法器、第三積分器、第三環路濾波
8器，其中第二加法器分別與低通及模數轉換模塊的輸出端相連接並接收基帶數字I/Q信 號，以及與第三環路濾波器的輸出端相連接並接收控制信號，第二加法器的輸出端與幅度 功率細調濾波器以及第三積分器相連接並輸出消除直流分量的基帶數字I/Q信號，第三積 分器將平均後殘留的直流分量輸出至第三環路濾波器。所述的幅度功率細調濾波器裝置包括第一乘法器、第二幅度功率計算器、第四積 分器、第二減法器以及第四環路濾波器，其中第一乘法器分別與直流分量消除細調濾波器 的輸出端以及第四環路濾波器的輸出端相連接以接收控制信號，第一乘法器的輸出端將調 整幅度後的I/Q兩路信號輸出至數位訊號處理器和第二幅度功率計算器，第二幅度功率計 算器分別計算出I/Q兩路信號的幅度或者功率後輸出至第四積分器得到平均幅度或平均 功率，第四積分器將平均幅度或平均功率與預設值通過第二減法器相減得到的差值輸出至 第四環路濾波器的輸入端。本發明涉及上述數模混合自動增益控制系統的控制方法，包括以下步驟第一步、模擬域射頻輸入信號Y經過放大接收模塊後放大並輸出至變頻模塊，然 後由變頻模塊在模擬域中分別用本振信號的0度相位與90度相位和Y』進行變頻，得到I、 Q兩路模擬基帶信號I (t)和Q (t)。第二步，對模擬基帶信號I (t)和Q(t)進行模擬域的直流分量粗調處理，得到粗調 後的模擬基帶信號I』 (t)和Q』⑴。第三步、低通及模數轉換模塊對直流分量去除粗調處理後的模擬基帶信號I』 (t) 和Q』 (t)進行濾波、I、Q增益控制粗調處理以及模數轉換處理並輸出I、Q兩路基帶數字信 號至數位訊號處理模塊。第四步、數位訊號處理模塊對I、Q兩路基帶數位訊號進行直流分量細調處理和I、 Q幅度功率細調處理，從而完成數模混合直流分量消除以及I、Q兩路自動增益控制。


圖1為現有技術模擬域自動直流分量消除裝置示意圖。圖2為本發明結構示意圖。圖3為數位訊號處理器的I路結構示意圖。圖4為幅度相位差帶來鏡像頻譜抑制對照圖。
具體實施例方式下面對本發明的實施例作詳細說明，本實施例在以本發明技術方案為前提下進行 實施，給出了詳細的實施方式和具體的操作過程，但本發明的保護範圍不限於下述的實施 例。如圖2所示，本實施例包括放大接收模塊1、變頻模塊2、低通及模數轉換模塊3、 反饋模塊4和數字處理模塊5，其中放大接收模塊1的輸入端接收射頻輸入信號並將放大 後的射頻輸入信號輸出至變頻模塊2，變頻模塊2輸出模擬基帶信號至低通及模數轉換模 塊3，低通及模數轉換模塊3的輸入端接收模擬基帶信號與反饋模塊4輸出的模擬控制信號 並輸出基帶數位訊號至數字處理模塊5，反饋模塊4的輸入端與數字處理模塊5的控制端相 連接並接收數字控制信號，反饋模塊4的輸出端分別與低通及模數轉換模塊3的輸入端以
9及低通及模數轉換模塊3的控制端相連接以輸出模擬控制信號。所述的放大接收模塊1包括低噪聲放大器6和接收信號強度指示器7 (RSSI)，其 中低噪聲放大器6接收射頻輸入信號，其輸出端分別連接接收信號強度指示器7(RSSI)以 及變頻模塊2。信號強度指示器(RSSI)接收並監測放大後的射頻信號強度並反饋到低噪聲 放大器6從而進行放大倍率控制。所述的變頻模塊2包括本地振蕩器8、移相器9以及混頻器10，其中本地振蕩 器8的輸出與移相器9相連並輸出特定頻率的0度相位(同相分量)和90度相位(正交 分量)信號，混頻器10的輸入端分別與放大接收模塊1的輸出端相連接並接收射頻輸入信 號，混頻器10的相位端與移相器9相連接並分別接收0度相位(同相分量)和90度相位 (正交分量)信號，混頻器10的輸出連接低通及模數轉換模塊3。所述的移相器9的輸入為本地振蕩器8產生的特定頻率的正弦波信號，其輸出為 該頻率的0度相位(同相分量)和90度相位(正交分量)信號輸出。所述的本地振蕩器8的輸出為特定頻率的正弦波信號，該本地振蕩器8具體實施 時可採用壓控晶體振蕩器、溫補晶體振蕩器、恆溫晶體振蕩器；所述正弦波信號具體實施時 可採用上述振蕩器產生的頻率經過若干次倍頻或分頻後得到的所需頻率。所述的低通及模數轉換模塊3包括雙路加法器11、低通濾波器12、可變增益放大 器13和模擬數位訊號轉換器14，其中雙路加法器11連接變頻模塊2輸出的模擬基帶信號 和反饋模塊4輸出的直流分量消除控制信號，低通濾波器12的輸入端與雙路加法器11的 輸出端相連接並將濾除鏡像頻率後的基帶信號輸出至可變增益放大器13，可變增益放大器 13將增益處理後的基帶信號輸出至模擬數位訊號轉換器14並以數字形式輸出至數字處理 模塊5。所述的低通濾波器12具體實施時可採用單口固定低通濾波器或雙口固定低通濾 波器。所述的可變增益放大器13具體實施時可採用改變反饋電阻或者輸入電阻從而實 現增益變化的運算放大器。改變的方式可以是來自數字處理模塊的控制信號通過數字模擬 轉換器產生連續變化的電壓或者電流從而實現反饋控制，還可以是簡單的單比特擺率控制 機制，也就是說，通過簡單的模擬器件去判斷數字控制信號的符號(正或者負)，在一特定 檢測時間內，可變增益放大器的增益只向相同的方向作固定步長的調整(正或者負，對應 電壓/電流增加或者減少)。這樣，儘管比較起用數模轉換器來說收斂到所需增益需要較長 的時間，但是這樣的裝置更簡單，消耗的功率大大減少，增益收斂的過程更平緩穩定。所述的反饋模塊4包括輸入端並聯的第一數字模擬轉換器15和第二數字模擬 轉換器16，其中第一數字模擬轉換器15的輸出端與低通及模數轉換模塊3的輸入端相連 接，第二數字模擬轉換器16的輸出端與低通及模數轉換模塊3的控制端相連接。如圖2-圖4所示，所述的反饋模塊為以下三種結構中的任意一種a) 一個雙路數字模擬轉換器，其輸入端和輸出端分別與數字處理模塊的控制端和 低通及模數轉換模塊的輸入端相連接；b) 一個雙路數字模擬轉換器，其輸入端和輸出端分別與數字處理模塊的控制端和 低通及模數轉換模塊的控制端相連接；c)兩個並聯的雙路數字模擬轉換器，其中第一數字模擬轉換器的輸出端與低通及模數轉換模塊的輸入端相連接，第二數字模擬轉換器的輸出端與低通及模數轉換模塊的 控制端相連接。本實施例以上述第三種結構，即圖4為例進行實施所述的數字模擬轉換器具體實施時可採用低比特的電壓控制數字模擬轉換器、 Δ-Σ數字模擬轉換器或脈寬調製單比特數字模擬轉換器。所述的第二數字模擬轉換器16通過雙口數字模擬轉換器或單口數字模擬轉換器 實現，其連接數字處理模塊5輸出的幅度功率粗調控制數字控制信號，並輸出對應模擬信 號到低通及模數轉換模塊3的可變增益控制器的控制端。如圖5所示，為數位訊號處理單元的功能框圖。因為I路的數位訊號的處理跟Q 路完全雷同，因此圖示中僅以Q路為例進行說明。所述的數字處理模塊5包括幅度功率粗調控制信號生成器17、直流分量消除粗 調濾波器18、直流分量消除細調濾波器19以及幅度功率細調濾波器20，其中幅度功率粗 調控制信號生成器17的輸入端、直流分量消除粗調控制信號生成器18的輸入端以及直流 分量消除細調濾波器19的輸入端均與低通及模數轉換模塊3的輸出端相連接以接收基帶 數位訊號，幅度功率粗調控制信號生成器17的輸出端、直流分量消除粗調控制信號生成器 18的輸出端分別與反饋模塊4相連接，直流分量消除細調濾波器19的輸出端與幅度功率細 調濾波器20相連接，並由幅度功率細調濾波器20輸出經過直流分量消除和幅度功率細調 的數字基帶信號。所述的幅度功率粗調控制信號生成器17包括第一幅度功率計算器21、第一積分 器22、第一減法器23以及第一環路濾波器24，其中第一幅度功率計算器21接收低通及模 數轉換模塊3輸出的基帶數字I/Q信號並輸出I/Q信號的幅度或者功率至第一積分器22， 第一積分器22將平均幅度或平均功率輸出至第一減法器23與預存值相減並將差值輸出至 第一環路濾波器24，第一環路濾波器24輸出端與第二數字模擬轉換器16相連接以產生模 擬控制信號。所述的幅度功率計算器具體實施時可採用取絕對值操作或是通過乘法實現的平 方操作。所述的直流分量消除粗調濾波器18包括第二積分器25、第二環路濾波器26，其 中第二積分器25的輸入端與低通及模數轉換模塊3的輸出端相連接並接收基帶數字I/Q 信號，第二積分器25的輸出端與第二環路濾波器26相連接並輸出平均直流分量，第二環路 濾波器26的輸出端與反饋模塊4的第一數字模擬轉換器15相連接並輸出粗調數位訊號， 第一數字模擬轉換器15輸出相應的模擬控制信號。所述的直流分量消除細調濾波器19包括第二加法器27、第三積分器28、第三環 路濾波器29，其中第二加法器27分別與低通及模數轉換模塊3的輸出端相連接並接收基 帶數字I/Q信號，以及與第三環路濾波器29的輸出端相連接並接收控制信號，第二加法器 27的輸出端與幅度功率細調濾波器20以及第三積分器28相連接並輸出消除直流分量的基 帶數字I/Q信號，第三積分器28將平均後殘留的直流分量輸出至第三環路濾波器29。所述的幅度功率細調濾波器20裝置包括第一乘法器30、第二幅度功率計算器 31、第四積分器32、第二減法器33以及第四環路濾波器34，其中第一乘法器30分別與直 流分量消除細調濾波器19的輸出端以及第四環路濾波器34的輸出端相連接以接收控制信號，第一乘法器30的輸出端將調整幅度後的I/Q兩路信號輸出至第二幅度功率計算器31， 第二幅度功率計算器31分別計算出I/Q兩路信號的幅度或者功率後輸出至第四積分器32 得到平均幅度或平均功率，第四積分器32將平均幅度或平均功率與預設值通過第二減法 器33相減得到的差值輸出至第四環路濾波器34的輸入端。所述的幅度功率計算器具體實施時可採用取絕對值操作或通過乘法實現的平方 操作。所述的第一積分器22、第二積分器25、第三積分器28和第四積分器32均可通過 在設定時間內求和操作實現，通過可編程參數控制該積分器的累積速度和統計的時間長 度，從而在不同的情況下調整積分器性能已達到最優。所述的第一環路濾波器24、第二環路濾波器26、第三環路濾波器29和第四環路濾 波器34均可以為兩階數字環路濾波器，通過可編程參數控制該環路濾波器的響應速度和 帶寬，從而在不同的情況下能通過調整環路濾波器參數達到最優性能。本實施例通過以下步驟實現數模混合的直流分量消除和I、Q兩路自動增益控制， 具體步驟為第一步、頻率為Wn的模擬域射頻輸入信號Y經過放大接收模塊後放大為Y』 = Y*A 並輸出至變頻模塊，其中A是放大接收模塊的增益；然後由變頻模塊在模擬域中分別用頻 率為Wn的本振信號的0度相位與90度相位和Y』進行變頻，得到I、Q兩路模擬基帶信號 I(t)和Q(t)，其中t為時間標尺，I(t)和Q(t)代表每一時刻的模擬基帶信號。第二步，對模擬基帶信號I (t)和Q(t)進行模擬域的直流分量粗調處理，得到粗調 後的模擬基帶信號I』 (t)和Q』⑴。由於本實施例所述反饋模塊包括兩個並聯的雙路數字模擬轉換器，其中第一數 字模擬轉換器的輸出端與低通及模數轉換模塊的輸入端相連接，因此以Q路為例，以下步 驟2. 1)-2. 3)為直流分量粗調處理步驟2. 1)以Q路為例首先通過數字域中的數位訊號處理器的第二積分器對來自低通 及模數轉換模塊的基帶數字I/Q信號進行積分運算。以Q路為例，低通及模數轉換模塊輸 出的基帶數位訊號為Q(η)，則Iq = Σ Q(n)，其中η為採樣點標號，I (η)和Q(n)代表每一採 樣點的數字基帶信號，得到Q路直流分量IQ(n)後送到第二環路濾波器以濾除高頻分量並 進一步得到平均值IqaOO，以IqaOO作為數字控制信號，該數字控制信號的值與其包含的直 流分量的值成正比，它代表的是輸入基帶數位訊號的平均直流分量。2. 2)然後將數字控制信號Iqa(η)發送至位於模擬域中的反饋模塊內的第一數字 模擬轉換器並得到模擬基帶信號平均值Iqa (t)，IqaW與Iqa (η)的轉換關係滿足Iqa (t) = (Iqa (η) +2^) *Μ/ (2Ν_1)，其中Ν為信號比特寬度，M為器件範圍，單位為伏特。2. 3)最後將模擬基帶信號平均值『(t)輸出至模擬域的雙路加法器，該雙路加法 器同時接收變頻模塊輸出的模擬基帶信號I (t)並將粗調後的模擬基帶信號I』 (t)輸出到 低通及模數轉換模塊。上述直流分量粗調處理的精度受限於N的數值，即反饋模塊的位寬。本裝置結合 模擬和數字直流分量消除的方法的優點，通過在模擬域執行粗調以消除大部分直流分量， 數字域執行精細以消除殘餘直流分量，通過在模擬域降低數字模擬轉換器件的進度要求從
12而實現成本效果的最優化。第三步、低通及模數轉換模塊對粗調後的模擬基帶信號I』 (t)和Q』 (t)進行濾 波、增益控制以及模數轉換處理並輸出I、Q兩路基帶數位訊號至數位訊號處理模塊的第三 積分器。由於本實施例所述反饋模塊包括兩個並聯的雙路數字模擬轉換器，其中，第二數字 模擬轉換器的輸出端與低通及模數轉換模塊的控制端相連接，因此以Q路為例，以下步驟 3. 1)-3. 3)為I、Q兩路增益控制粗調處理步驟3. 1)以Q路為例當低通及模數轉換模塊輸出至數位訊號處理器的第一積分器 的基帶數位訊號為Q(n)，則該基帶數位訊號的幅度為AQ(n) = |Q(n) |，功率為PQ(n)= Q(n)*Q(n)，由第一積分器進行積分運算後得到平均後的信號幅度AQA(m) =Σ |Q(n)|/N及 PqaOII) =Σ (Q(n)*Q(n))/N，其中N是單位時間內的採樣點總數，m是統計的組數，第一積分 器輸出幅度差值或功率差值至第一環路濾波器以濾除高頻分量並進一步得到幅度平均值 或功率平均值，其中幅度差值A_ (m) =Aqa(m)-AK，功率差值PQAD(m) = Pqa(HI)-Pe, Ak為預 設幅度值，Pe為預設功率值，幅度平均值AqadmOii)，功率平均值PqadmOII)；3. 2)第一環路濾波器將幅度平均值或功率平均值輸出至模擬域中反饋模塊的第 二數字模擬轉換器並完成從數位訊號到模擬信號的轉換，得到模擬控制信號U_M(t)，具體 如下Uqadm (t) = (AQADM(m)+2") *M/(2l-1)或者隊應⑴=(P_(m)+2M) *M/(2L_1)其中幅度差值々_011)或功率差值？_(111)的值與Q路基帶數位訊號電平Aq(η) 成正比且代表Q路基帶數位訊號的平均幅度及平均功率，因此UQADM(t)與AqadmOii)或者 Pqadm(πι)的轉換關係取決於信號Aqadm(m)或者？_(!11)的比特位寬L，和器件的範圍，即0_M 伏特。3. 3)數字模擬轉換器將模擬控制信號U_(t)輸出至低通及模數轉換模塊的控制 端，實現在模擬域的Q路增益差預處理。所述的I、Q兩路增益粗調處理的精度受限於L的數值，而L其實就是模擬域中第 二數字模擬轉換器件的位寬，增加L的值固然可以得到更精細的控制步長，但是也同時大 大增加了晶片成本和耗電量，在達到同樣精度增益控制的時候，所需增加的邊際成本是遠 遠高於在數字域用數位訊號處理方式進行。本裝置提出的最獨特的想法，就是結合模擬和 數字I、Q增益控制的方法的優點，在模擬域只做粗略的、大致的I、Q增益差消除，把精細的 處理留在數字域進行。因此這裡的數字模擬轉換器件可以是簡單的、低比特的電壓控制數 模轉換器，或者是一個簡單的Σ數模轉換器，還可以是一個簡單的脈寬調製單比特數 模轉換器。這個數模轉換器的精度要求因為存在數字域精細的I、Q幅度功率細調濾波器的 原因而被大大降低。第四步、數位訊號處理模塊對I、Q兩路基帶數位訊號進行直流分量細調處理以及 I、Q兩路幅度功率細調處理，由於本實施例所述反饋模塊包括兩個並聯的雙路數字模擬轉 換器，所以相應在數位訊號處理模塊也對應有兩個細調處理模塊。其中直流分量消除細調 處理具體步驟為a. 1) -a. 2)，I、Q兩路幅度功率細調處理具體步驟如b. 1) _b. 2)。兩個細調 處理模塊的次序可以互換，都在本裝置的保護範圍內。a. 1)直流分量消除細調處理，以Q路為例數位訊號處理模塊第三積分器收到基 帶數位訊號Q』 (η)後得到殘餘的直流分量I』 Q = Σ Q』(η)，由第三環路濾波器濾除高頻分量得到數字基帶信號平均值I』 qa(H)；a. 2)將數字基帶信號平均值Fqa(I1)輸出至第二加法器的輸入端並與基帶數字信 號Q』(η)相減得到精調後的數字基帶信號Q」(n) =Q' (η) _1 』 QA(n)，從而完成對Q路直流 分量消除細調處理。b. 1)1、Q兩路幅度功率細調處理，以Q路為例，直流分量消除細調濾波器輸出經 過了直流消除和I、Q幅度差粗調後的Q路信號，記為Q』(η)，經過第一乘法器後信號記為 Qs' (η)，輸出至第二幅度功率計算器，得到信號Qs，(η)的幅值為AQS(n) = Qs' (η)或者 功率PQS(n) =Qs' (n)*Qs』(η)，並輸出至第四積分器得到平均後的信號幅度Aqsa(m)或功率 Pqsa(m)。其中乘法器的輸出Qs』 (η) =Q' (η)*S，其中S來自第四環路濾波器輸出的平均 值控制信號；b. 2)第四積分器將平均後的信號幅度AqsaOii)與預設的幅度值Ak相減或將平均後 的信號功率Pqsa(HI)與預設的功率值&相減，並將差值Aqsad(HI)或？_(111)輸出至第四環路濾 波器以濾除高頻分量，使進一步得到平均值控制信號S並輸出至第一乘法器，從而完成對Q 路增益的細調控制。其中平均後的信號幅度為Aqsa(HI) =Σ |Qs』 (η) Ι/Ν，平均後的信號功率為Pqsa(m) =Σ (Qs，(n)*Qs，(η))/N，N是單位時間內的採樣點總數，m是計算的組數。以上是通過雙路調節增益完成數字部分的I/Q增益自動控制處理。事實上還可以 通過單路調節完成。假設進入數字域的信號因為經過了模擬域內直流分量去除粗調處理以 及I/Q兩路增益粗調調節，則可以假設除了殘餘的直流分量和增益差，I/Q兩路數據已經位 於比較理想的狀態(電平值、直流分量等)，則此時可以將上面過程中得到的Q路第四積分 器的輸出Pqsa(HI)或者Aqsa(HI)與對應的I路第四積分器的輸出PISA(m)或者Aisa(HI)相減，得 到I/Q的平均幅度差或者功率差，再送到一環路濾波器中進行進一步平均，平均後的值送 到I路或者Q路的第一乘法器中，完成增益差調製。這樣的方式比起雙路調節節省了一個 乘法器、兩個減法器和一個積分器，通過反饋收斂的過程，也能得到I/Q幅度差精細調整的 目的，但是不能同時對兩路信號的增益進行修正。然而這屬於本裝置的處理結構之一。圖6是幅度相位差帶來鏡像頻譜抑制對照圖，如圖6所示，橫坐標表示I/Q兩路相 位不匹配度，單位為度，從左到右表示I/Q兩路相位差增大；縱坐標表示I/Q兩路相位不匹 配度，單位為分貝，從下到上表示I/Q兩路幅度差增大。不同曲線表示在橫、縱坐標表示的 相位、幅度不匹配程度下，直接變頻中有效頻譜對鏡像頻譜的抑制，數字越高，表示有效頻 譜的帶肩越高，鏡像頻譜帶肩越低，從而整體信號質量越好。如圖所示，當相位誤差小於0.1 度，幅度誤差小於0. OldB,鏡像頻譜帶肩抑制大於60dB。本方法通過數位訊號處理，精細計算I/Q兩路幅度或者功率並反饋到模擬域，用 模擬器件完成大部分增益差調整。舉例來說，假設使用較低的如6比特模擬數字轉換器，那 麼經過第一步預處理後殘留I/Q增益差將只有0. 13分貝，已經可以送到模擬數字轉換器進 行下一步處理。第二步數字域內對殘留I/Q增益差的處理，由於邏輯單元的增加在目前大 規模門電路的應用下可以忽略不計，因此其精度更是只受限於輸入有效信號的比特位寬。 舉例來說如使用的雙8比特模擬數字轉換器(ADC)，則殘留I/Q增益差只有0. 03分貝，使用 雙10比特模擬數字轉換器(ADC)，則殘留I/Q增益差將只有0. 008分貝。同理，本裝置通過數位訊號處理精細計算直流分量並反饋到模擬域，用模擬器件完成大部分直流消除。一般在消除之前載波洩露導致的直流分量比有效數據高几十分貝， 而假設使用較低的如6比特模擬數字轉換器，那麼經過粗調處理後殘留直流將比有效數據 低15分貝以上，也就是直流分量是矯正之前的約幾萬分之一。數字域內對殘留直流分量的 細調處理，由於邏輯單元的增加在目前大規模門電路的應用下可以忽略不計，因此其精度 更是只受限於有效信號的比特位寬。當採用雙10比特模擬數字轉換器(ADC)用於本裝置 時，每路的殘餘直流分量將比有效數據低27分貝以上。 本裝置既可以同時對直接變頻調諧器中的I/Q增益差和直流分量進行檢測、控制 和消除，也可以僅單獨對其中任何一項進行檢測、控制和消除，通過獨特的數字、模擬混合 處理結構，利用反饋控制的原理完成I/Q增益差和直流分量的消除。
權利要求
一種數模混合自動增益控制系統，包括位於模擬域的放大接收模塊、變頻模塊、低通及模數轉換模塊、反饋模塊以及位於數字域的數字處理模塊，其中位於模擬域的放大接收模塊的輸入端接收射頻輸入信號並將放大後的射頻輸入信號輸出至變頻模塊，變頻模塊輸出模擬基帶信號且與低通及模數轉換模塊的輸入端連接，低通及模數轉換模塊的輸入端接收模擬基帶信號與反饋模塊輸出的模擬控制信號並輸出基帶數位訊號至位於數字域的數字處理模塊，反饋模塊的輸入端與數字處理模塊的控制端相連接並接收數字控制信號，反饋模塊的輸出端分別與低通及模數轉換模塊的輸入端以及低通及模數轉換模塊的控制端相連接以輸出模擬控制信號，其特徵在於所述的反饋模塊為以下三種結構中的任意一種a)一個雙路數字模擬轉換器，其輸入端和輸出端分別與數字處理模塊的控制端和低通及模數轉換模塊的輸入端相連接；b)一個雙路數字模擬轉換器，其輸入端和輸出端分別與數字處理模塊的控制端和低通及模數轉換模塊的控制端相連接；c)兩個並聯的雙路數字模擬轉換器，其中第一數字模擬轉換器的輸出端與低通及模數轉換模塊的輸入端相連接，第二數字模擬轉換器的輸出端與低通及模數轉換模塊的控制端相連接。
2.根據權利要求1所述的數模混合自動增益控制系統，其特徵是，所述的數字處理模 塊包括幅度功率粗調控制信號生成器、直流分量消除粗調控制信號生成器、直流分量消除 細調濾波器以及幅度功率細調濾波器，其中幅度功率粗調控制信號生成器的輸入端、直流 分量消除粗調控制信號生成器的輸入端以及直流分量消除細調濾波器的輸入端均與低通 及模數轉換模塊的輸出端相連接以接收基帶數位訊號，幅度功率粗調控制信號生成器的輸 出端、直流分量消除粗調控制信號生成器的輸出端分別與反饋模塊相連接，直流分量消除 細調濾波器的輸出端與幅度功率細調濾波器相連接，並由幅度功率細調濾波器輸出經過直 流分量消除和幅度功率細調的數字基帶信號。
3.根據權利要求2所述的數模混合自動增益控制系統，其特徵是，所述的幅度功率粗 調控制信號生成器包括第一幅度功率計算器、第一積分器、第一減法器以及第一環路濾波 器，其中第一幅度功率計算器接收低通及模數轉換模塊輸出的基帶數字I/Q信號，分別計 算出I/Q信號的幅度或者功率，然後經過第一積分器後得到平均後的幅度或者功率，與預 設的參考幅度或者功率值在第一減法器做相減，差值送到第一環路濾波器後，輸出送到反 饋模塊的第二數字模擬轉換器以產生相應的模擬控制信號。
4.根據權利要求2所述的數模混合自動增益控制系統，其特徵是，所述的直流分量消 除粗調濾波器包括第二積分器、第二環路濾波器，其中第二積分器的輸入端與低通及模 數轉換模塊的輸出端相連接並接收基帶數字I/Q信號，第二積分器的輸出端與第二環路濾 波器相連接並輸出平均直流分量，第二環路濾波器的輸出端與反饋模塊的第一數字模擬轉 換器相連接並輸出粗調數位訊號，第一數字模擬轉換器輸出相應的模擬控制信號。
5.根據權利要求2所述的數模混合自動增益控制系統，其特徵是，所述的直流分量消 除細調濾波器包括第二加法器、第三積分器、第三環路濾波器，其中第二加法器分別與 低通及模數轉換模塊的輸出端相連接並接收基帶數字I/Q信號，以及與第三環路濾波器的輸出端相連接並接收控制信號，第二加法器的輸出端與幅度功率細調濾波器以及第三積分 器相連接並輸出消除直流分量的基帶數字I/Q信號，第三積分器將平均後殘留的直流分量 輸出至第三環路濾波器。
6.根據權利要求2所述的數模混合自動增益控制系統，其特徵是，所述的幅度功率細 調濾波器裝置包括第一乘法器、第二幅度功率計算器、第四積分器、第二減法器以及第四 環路濾波器，其中第一乘法器分別與直流分量消除細調濾波器的輸出端以及第四環路濾 波器的輸出端相連接以接收控制信號，第一乘法器的輸出端將調整幅度後的I/Q兩路信號 輸出至數位訊號處理器和第二幅度功率計算器，第二幅度功率計算器分別計算出I/Q兩路 信號的幅度或者功率後輸出至第四積分器得到平均幅度或平均功率，第四積分器將平均幅 度或平均功率與預設值通過第二減法器相減得到的差值輸出至第四環路濾波器的輸入端。
7.一種根據權利要求1所述的數模混合自動增益控制系統，其特徵在於，包括以下步驟第一步、頻率為Wn的模擬域射頻輸入信號Y經過放大接收模塊後放大為Y』 = Y*A並 輸出至變頻模塊，其中A是放大接收模塊的增益；然後由變頻模塊在模擬域中分別用頻率 為Wn的本振信號的0度相位與90度相位和Y』進行變頻，得到I、Q兩路模擬基帶信號I⑴ 和Q(t)，其中t為時間標尺，I (t)和Q(t)代表每一時刻的模擬基帶信號；第二步，對模擬基帶信號I (t)和Q(t)進行模擬域的直流分量粗調處理，得到粗調後的 模擬基帶信號I』⑴和Q』⑴；第三步、低通及模數轉換模塊對直流分量去除粗調處理後的模擬基帶信號I』 (t)和 Q』 (t)進行濾波、I、Q增益控制粗調處理以及模數轉換處理並輸出I、Q兩路基帶數位訊號 至數位訊號處理模塊；第四步、數位訊號處理模塊對I、Q兩路基帶數位訊號進行直流分量細調處理和I、Q幅 度功率細調處理，從而完成數模混合直流分量消除以及I、Q兩路自動增益控制。
8.根據權利要求7所述的數模混合自動增益控制系統，其特徵是，所述的第二步、第三 步具體如下a)當所述反饋模塊為一個雙路數字模擬轉換器且其輸入端和輸出端分別與數字處理 模塊的控制端和低通及模數轉換模塊的輸入端相連接時a. 1)以Q路為例首先通過數字域中的數位訊號處理器的第二積分器對來自低通及模 數轉換模塊的基帶數字I/Q信號進行積分運算，以Q路為例，低通及模數轉換模塊輸出的基 帶數位訊號為Q(η)，則Iq = Σ Q(n)，其中η為採樣點標號，I (η)和Q(n)代表每一採樣點的 數字基帶信號，得到Q路直流分量IQ(n)後送到第二環路濾波器以濾除高頻分量並進一步 得到平均值Iqa (η)，以Iqa(η)作為數字控制信號，該數字控制信號的值與其包含的直流分量 的值成正比，它代表的是輸入基帶數位訊號的平均直流分量；a. 2)然後將數字控制信號Iqa(η)發送至位於模擬域中的反饋模塊內的第一數字模擬 轉換器並得到模擬基帶信號平均值Iqa (t)，IqaW與Iqa (η)的轉換關係滿足 Iqa (t) = (IQA (η)+2^)^/(2^1), 其中Ν為信號比特寬度，M為器件範圍，單位為伏特；a. 3)最後將模擬基帶信號平均值Iqa(t)輸出至模擬域的雙路加法器，該雙路加法器同 時接收變頻模塊輸出的模擬基帶信號I (t)並將粗調後的模擬基帶信號I』 (t)輸出到低通及模數轉換模塊；b)當所述反饋模塊為一個雙路數字模擬轉換器且其輸入端和輸出端分別與數字處理 模塊的控制端和低通及模數轉換模塊的控制端相連接時b. 1)以Q路為例當低通及模數轉換模塊輸出至數位訊號處理器的第一積分器的基帶 數位訊號為Q(n)，則該基帶數位訊號的幅度為Aq (n) = | Q(n) |，功率為PQ(n) =Q(n)*Q(n)， 由第一積分器進行積分運算後得到平均後的信號幅度AQA(m) =Σ I Q(η) I/N及PQA(m)= Σ (Q(n)*Q(n))/N，其中N是單位時間內的採樣點總數，m是統計的組數，第一積分器輸出幅 度差值或功率差值至第一環路濾波器以濾除高頻分量並進一步得到幅度平均值或功率平 均值，其中幅度差值AqadOII) =Aqa(m)-AK，功率差值Pqad(HI) =Pqa(HI)-Pk, Ak*預設幅度值， Pr為預設功率值，幅度平均值Aqadm (m)，功率平均值P_ (m)；b. 2)第一環路濾波器將幅度平均值或功率平均值輸出至模擬域中反饋模塊的第二數 字模擬轉換器並完成從數位訊號到模擬信號的轉換，得到模擬控制信號υ,Μα)，具體如 下U_(t) = (Aqadm (m)+2L-1)*M/(2L~l)或= (P_(m)*M/(2L_1)其中幅度差值々_011)或功率差值？_(111)的值與Q路基帶數位訊號電平Aq(η)成正 比且代表Q路基帶數位訊號的平均幅度及平均功率，因與Aqadm(HI)或者？_(!11) 的轉換關係取決於信號Aqadm(HI)或者？_(!11)的比特位寬L，和器件的範圍，即O-M伏特；b. 3)數字模擬轉換器將模擬控制信號U_(t)輸出至低通及模數轉換模塊的控制端， 實現在模擬域的Q路增益差預處理；c)當所述反饋模塊為兩個並聯的雙路數字模擬轉換器且第一數字模擬轉換器的輸出 端與低通及模數轉換模塊的輸入端相連接，第二數字模擬轉換器的輸出端與低通及模數轉 換模塊的控制端相連接時，則同時執行上述步驟a. 1)-步驟a. 3以及步驟b. 1)-步驟b. 3)。
9.根據權利要求7所述的數模混合自動增益控制系統，其特徵是，所述的第四步具體為a)當所述反饋模塊為一個雙路數字模擬轉換器且其輸入端和輸出端分別與數字處理 模塊的控制端和低通及模數轉換模塊的輸入端相連接時a. 1)直流分量消除細調處理，以Q路為例數位訊號處理模塊第三積分器收到基帶數 字信號Q』 (η)後得到殘餘的直流分量I』 Q = Σ Q』(η)，由第三環路濾波器濾除高頻分量得 到數字基帶信號平均值FqaOO ；a.2)將數字基帶信號平均值I』 ^(n)輸出至第二加法器的輸入端並與基帶數位訊號 Q，(η)相減得到精調後的數字基帶信號Q」(n) =Q' (n)_I』 QA(n)，從而完成對Q路直流分 量消除細調處理；b)當所述反饋模塊為一個雙路數字模擬轉換器且其輸入端和輸出端分別與數字處理 模塊的控制端和低通及模數轉換模塊的控制端相連接時b.1)I、Q兩路幅度功率細調處理，以Q路為例，直流分量消除細調濾波器輸出經過了直 流消除和I、Q幅度差粗調後的Q路信號，記為Q』(η)，經過第一乘法器後信號記為Qs 』 (η), 輸出至第二幅度功率計算器，得到信號Qs』(η)的幅值為Aqs (η) = Qs'(η) |或者功率Pqs (η) = Qs' (n)*Qs』(η)，並輸出至第四積分器得到平均後的信號幅度AqsaOII)或功率Pqsa(m)，其 中乘法器的輸出Qs』 (η) = Q』(n)*S，其中S來自第四環路濾波器輸出的平均值控制信號；b. 2)第四積分器將平均後的信號幅度Aqsa(HI)與預設的幅度值Ak相減或將平均後的信 號功率Pqsa(m)與預設的功率值Pk相減，並將差值AqsadOII)或？_(111)輸出至第四環路濾波 器以濾除高頻分量，使進一步得到平均值控制信號S並輸出至第一乘法器，從而完成對Q路 增益的細調控制，其中平均後的信號幅度為AqsaOII) =Σ |Qs』(η) I/N，平均後的信號功率 為PQSA(m) =Σ (Qs，(n)*Qs，(η))/N，N是單位時間內的採樣點總數，m是計算的組數;c)當所述反饋模塊為兩個並聯的雙路數字模擬轉換器且第一數字模擬轉換器的輸出 端與低通及模數轉換模塊的輸入端相連接，第二數字模擬轉換器的輸出端與低通及模數轉 換模塊的控制端相連接時，則可執行上述步驟a. 1)-步驟a. 3以及步驟b. 1)-步驟b. 3),a 組步驟和b組步驟的兩組之間的先後次序可換。
全文摘要
一種數位訊號處理技術領域的用於直接變頻調諧器的數模混合自動增益控制系統及其控制方法，包括位於模擬域的放大接收模塊、變頻模塊、低通及模數轉換模塊和反饋模塊以及位於數字域的數字處理模塊。本發明模擬域中I/Q兩路可變增益放大器的增益比較一致，從而經過模擬域初步處理後基帶I/Q兩路信號殘餘幅度差或者功率，以及殘留的直流分量相當小，與現有技術相比集成晶片的尺寸結構簡化，降低功耗，同時結合數字域高精度處理後，有效的消除直接變頻調諧器中的直流分量以及I/Q幅度不均衡。其中模擬域中的可變增益放大器的跟蹤速度和數字域中的AGC的控制帶寬都可以在相當廣泛的一個範圍內進行適應調整，從而滿足不同場合的應用。
文檔編號H03G3/20GK101895266SQ20101023045
公開日2010年11月24日 申請日期2010年7月20日 優先權日2010年7月20日
發明者夏勁松, 宋伯煒, 李文華, 範瑩瑩 申請人:上海全波通信技術有限公司