動態mosfet柵極驅動器的製作方法
2023-05-08 10:31:31
專利名稱：動態mosfet柵極驅動器的製作方法
技術領域：
這裡公開的實施例主要地涉及一種柵極驅動器系統架構和控制方法，並且更具體地涉及一種在單個切換周期期間動態調整驅動電流的柵極驅動器系統。
背景技術：
功率金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)是包括切換模式電源的功率電子系統中常用的半導體切換器件。用於功率MOSFET的柵極驅動器對於實現高性能(如低電磁幹擾(EMI)、高效率和良好控制性能)而言是關鍵的。圖1是圖示了使用M0SFETQ1的常規回掃型切換功率轉換器100的電路圖。切換功率轉換器100包括功率級105和次級輸出級107。功率級105包括MOSFET Ql和功率變壓器Tl。功率變壓器Tl包括初級繞組Np、次級繞組Ns和輔助繞組Na。次級輸出級107包括二極體Dl和輸出電容器Cl。控制器101使用具有接通時間(Ton)和關斷時間(Tqff)的脈衝這一形式的輸出驅動信號102來控制MOSFETQl的接通狀態和關斷狀態。換而言之，控制器101生成驅動MOSFET Ql的輸出驅動信號102。
從AC功率源(未示出)接收AC功率，並且對AC功率整流以提供未調節的輸入電壓VD。。輸入功率在開關Ql接通之時存儲於變壓器Tl中，因為二極體D1在MOSFET Ql接通時變成反向偏置。然後，在開關Ql關斷之時跨電容器C1向電子設備傳送整流的輸入功率，因為二極體Dl在MOSFET Ql 關斷時變成正向偏置。二極體D1作為輸出整流器來工作，並且電容器仏作為輸出濾波器來工作。向電子設備遞送所得的經整流的輸出電壓VQUT。如先前提到的那樣，控制器101生成用於控制MOSFET Ql的接通時間和關斷時間並且調整輸出電壓Vqut的適當開關驅動脈衝102。控制器101在包括PWM(脈衝寬度調製)和/或PFM(脈衝頻率調製)模式的多種操作模式中基於切換功率轉換器的先前切換周期中的感測的輸出電壓Vsense和感測的初級側電流Id使用反饋迴路來控制MOSFET Ql。Isense用來感測經過初級繞組Np的初級電流Id並且以跨感測電阻器Rs的電壓這一形式切換Q1。跨變壓器Tl的輔助繞組Na反映輸出電壓VQUT，經由包括電阻器R1和R2的電阻分壓器向控制器101輸入該輸出電壓作為電壓VSENSE。基於感測的輸出電壓，控制器101確定切換功率轉換器100的操作頻率，該操作頻率規定輸出驅動信號102中的接通時間(TJ和關斷時間(Tqff)的頻率。圖2圖示了在控制器101中包括的常規柵極驅動器系統配置。驅動器末級包括高側PMOS Qp和低側NMOS Qno高側PMOS源極連接到Ncc,而低側NMOS源極連接到接地(GND)。如圖2中所示，控制器101包括柵極驅動器控制電路201。柵極驅動器控制電路202生成開關控制信號S以及分別用於PMOS Qp和NMOS Qn的驅動器信號Sp和Sn。
圖3圖示了常用於分析MOSFET切換性能的等效電路模型。器件的切換性能取決於為了跨器件的寄生電容建立電壓改變而需要的時間。Re代表MOSFET的柵極的分布式電阻。Ls和Ld分別代表MOSFET的源極和漏極引線電感。CeD代表MOSFET的柵極到漏極電容(即米勒電容)並且是電壓的非線性函數。Ces和Cds分別代表MOSFET的柵極到源極電容和漏極到源極電容。最後，等效電路圖示了跨MOSFET的漏極和源極的體-漏極二極體。可以參照圖4中所示具體波形來理解MOSFET操作。一般而言，圖4圖示了在切換周期內的各種時間的與功率MOSFET Ql的漏極電流Id對應的電流Isense、開關控制信號S1、用於驅動器下側NMOS Qn的柵極驅動器信號Sn、用於驅動器高側PMOS Qp的柵極驅動器信號SP、MOSFET Ql的柵極到源極電壓Ves和MOSFET Ql的漏極到源極電壓VDS。
在時間h處，控制器101通過發出高401開關控制信號S來接通Ql並且通過發出低403柵極驅動器信號Sn來關斷低側NMOS Qn。在時間h處，在防止高側PMOS Qp與低側NMOS (^之間直衝(shoot through)的短時間延遲之後,控制器101將柵極驅動器信號Sp設置成低405，這接通高側PMOS Qp。在時間區間[t1; t2]期間，柵極驅動電流對Ql的輸入電容器充電。電流流過高側PMOS Qp,並且高側PMOS Qp的接通狀態電阻Rds (on)_P適於作為柵極電阻Rg，該柵極電阻影響用來驅動功率MOSFET Ql的驅動電流。當Ql的柵極到源極電壓Ves上升407至用於MOSFET Ql的閾值電壓Vth以上時，Ql開始傳導。在時間區間[t1;t2]期間，MOSFET Ql的漏極到源極電壓VDS仍然維持高電壓409，例如Vds = VDC。根據系統配置，Vdc可以約為300V或者更高。在時間區間[t2, t3]期間，Ql的柵極到源極電壓Ves達到臺階(plateau) 411並且保持於這一臺階411。另外，驅動電流主要對Ql的米勒電容器CeD充電。如圖4中所示，Ql的漏極到源極電壓Vds在時間區間[t2，t3]期間減少413 (由dV/dt代表)。與Ql的漏極到源極電容器Cds和變壓器的寄生電容耦合的Ql的漏極到源極電壓Vds的改變速率dV/dt藉助C*dV/dt生成漏極電流Id中的電流尖峰415。在時間區間[t3，t4]期間，當Ql的漏極到源極電壓Vds減少至低電平417時，米勒電容器CeD充電完全，並且驅動電流主要對Ql的柵極到源極電容器Ces充電。在時間區間[t3，t4]期間，柵極到源極電壓Ves上升419並且最終達到V。。附近。Ql的接通轉變完成。在時間區間[t4，t5]期間，柵極到源極電壓Ves維持於Vcc附近，並且Ql的漏極到源極電壓Vds保持於低電平417。另外，在時間區間[t4，t5]期間，漏電流ID朝著理想尖峰上升421。在時間t5處，控制器101判決關斷Ql (由開關控制信號S2變低423示出)，並且柵極驅動器信號Sp設置成高425，這關斷高側PMOS Qp。如圖4中所示，漏極電流Id在時間t5處達到理想尖峰。在時間丨5處，柵極驅動器信號Sn保持低403。另外，在時間丨5處，柵極到源極電壓Ves維持於\c附近，並且Ql的漏極到源極電壓Vds保持於低電平417。在時間t6處，在防止高側PMOS Qp與低側NMOS Qn之間直衝的短時間延遲之後，柵極驅動器信號SnS置成高427，這接通低側NMOS QN。在時間區間[t6，t7]期間，低側NMOSQn提供用於對電容器Ces放電的路徑，並且低側NMOS Qn的接通狀態電阻Rds (on)_N影響放電電流。如圖4中所示，Ql的柵極到源極電壓Ves從V。。減少至少於V。。，但是大於Vth的臺階431，並且Ql的漏極到源極電壓Vds保持於低電平417。在時間區間[t7，t8]期間，Ql的柵極到源極電壓Ves保持於臺階431，並且驅動電流主要對Ql的米勒電容器CeD放電。另外，漏極到源極電壓Vds在時間區間[t7，t8]期間朝著高電壓409上升433 (由dV/dt代表)。在時間區間[t8，t9]期間(未考慮高頻振鈴和其它寄生效應)，Q1的漏極到源極電壓Vds達到最大DC電壓409，並且驅動電流主要對電容器Ces放電。另外，Ql的柵極到源極電壓Ves減少435。一旦柵極到源極電壓Ves減少至閾值電壓Vth以下，Ql關斷，並且漏極電流Id在時間t9達到實際尖峰並且衰減437至零。Ql的關斷轉變完成。
發明內容
描述一種在操作期間使功率MOSFET的EMI和傳導損耗最小的動態MOSFET柵極驅動器系統架構和控制方案的實施例。在一個實施例中，柵極驅動器耦合到功率MOSFET的柵極。在切換功率轉換器的單個切換周期內，柵極驅動器在MOSFET的接通操作期間變化在MOSFET的柵極處的驅動電流，以在接通操作期間減少EMI和傳導損耗。此外，在切換周期內的MOSFET的關斷操作期間，柵極驅動器也變化在MOSFET的柵極處的驅動電流，以減少關斷延遲時間並且減少EMI。在一個實施例中，為了變化功率MOSFET的驅動電流，MOSFET柵極驅動器系統在切換功率轉換器的單個(即一個)切換周期內動態調整柵極驅動器接通電阻和/或柵極驅動器關斷電阻以減少系統中的EMI並且在操作期間使功率MOSFET的傳導損耗最小。在切換周期的接通時間期間，系統在初始接通時段設置相對大的接通電阻，以減少MOSFET的漏極到源極電壓隨時間的電壓改變速率。通過減少隨時間的電壓改變速率來減少EMI。另外，柵極驅動器將接通電阻轉變成更低電阻以減少由系統的驅動器驅動的功率MOSFET的傳導損耗。在切換周期的關斷時間期間，柵極驅動器在初始關斷時段設置相對小的關斷電阻以減少關斷延遲時間，並且將關斷電阻轉變成更大電阻以減少MOSFET的漏極到源極電壓的改變速率。通過減少改變速率來減少EMI。在說明書中描述的特徵和優點並非囊括，並且具體而言，許多附加特徵和優點鑑於附圖和說明書將為本領域普通技術人員所清楚。另外應當注意，在說明書中使用的語言已經主要出於可讀性和指導的目的而加以選擇並且可以尚未被選擇成界定或者限制發明主題內容。
可以通過結合附圖考慮下文具體實施方式
容易理解本公開內容的實施例的教導。圖1圖示了常規切換功率轉換器。圖2圖示了常規柵極驅動器配置。圖3圖示了 MOSFET電路模型。圖4圖示了常規切換功率轉換器的切換波形的具體視圖。圖5圖示了常規固定柵極電阻在各種電源操作負載條件下的切換波形。圖6A圖示了常規切換功率轉換器當在接通時間使用固定高柵極電阻時的切換波形。圖6B圖示了常規切換功率轉換器當在接通時間在柵極驅動器中使用固定低柵極電阻時的切換波形。圖7A圖示了常規切換功率轉換器當在關斷時間在柵極驅動器中使用固定高柵極電阻時的切換波形。圖7B圖示了常規切換功率轉換器當在關斷時間在柵極驅動器中使用固定低柵極電阻時的切換波形。圖8A圖示了根據一個實施例的切換功率轉換器。圖8B圖示了根據一個實施例的MOSFET柵極驅動器系統的具體視圖。圖9圖示了圖8B中所示MOSFET柵極驅動器系統的一個實施例在單個切換周期期間的切換波形。圖10圖示了柵極驅動器中的動態調整的柵極電阻的一個實施例在單個切換周期期間的接通時間的切換波形。圖11圖示了柵極驅動器中的動態調整的柵極電阻的一個實施例基於電源操作負載條件的切換波形。圖12A圖示了根據一個實施例的高側MOSFET的具有可變接通電阻的動態柵極驅動器。圖12B圖示了根據一個實施例的高側MOSFET的具有可變接通電阻的動態柵極驅動器的具體視圖。圖13A圖示了根據一個實施例的高側MOSFET的具有可變接通電阻的動態柵極驅動器的具體視圖，該動態柵極驅動器使用比較器檢測接通和關斷延遲。圖13B圖示了根據一個實施例的高側MOSFET的具有可變接通電阻的動態柵極驅動器的具體視圖，該動態柵極驅動器使用比較器檢測接通和關斷延遲。圖14圖示了柵極驅動器中的動態調整的柵極電阻的一個實施例在單個切換周期期間的關斷時間的切換波形。圖15圖示了動態柵極驅動器的一個實施例的具體視圖，該動態柵極驅動器包括高側MOSFET的可變接通電阻和低側MOSFET的可變接通電阻。
具體實施例方式附圖和下文描述僅通過示例涉及各種實施例。應當注意從前文討論中將容易認識這裡公開的結構和方法的替代實施例作為可以在未脫離這裡討論的原理時運用的可行替代。現在將具體參照若干實施例，在附圖中圖示了這些實施例的例子。注意只要可行，相似或者同樣標號就可以使用於附圖中並且可以指示相似或者同樣功能。附圖僅出於示例的目的而描繪各種實施例。本領域技術人員將容易從下文描述中認識可以運用這裡舉例說明的結構和方法的替代實施例而未脫離這裡描述的原理。如上文向前描述的那樣，圖4圖示了常規回掃型切換功率轉換器中的MOSFET的切換波形。在時間區間[t2，t3]期間，漏極到源極電壓Vds從高DC電壓409朝著零下降413。與寄生電容器耦合的漏極到源極電壓的高的電壓改變速率dV/dt引起電流尖峰415和EMI噪聲問題(i = C*dV/dt)。在多數應用中希望減少漏極到源極電壓Vds的電壓改變速率dV/dt。對於給定高DC電壓而言，時間區間[t2，t3]的持續時間越長，漏極到源極電壓Vds的改變速率dV/dt就越小。對於具有給定輸入電容器的給定功率MOSFET而言，減少驅動電流Id可以減少漏極到源極電壓Vds的電壓改變速率dV/dt。因此增加柵極電阻Rg是一種用於減少EMI的技術，該柵極電阻是高側PMOSRds (on) _P。多數當前柵極驅動器使用固定柵極電阻Rg或者固定Rds (on、)_P，這難以覆蓋不同電源操作條件。有基於電源操作動態控制Rds (on)_P的各種解決方案。圖5圖示了在各種操作條件的固定值Rds (on)_P。圖5圖示了在各種操作條件下的固定值Rds (on)_P。圖5圖示了與輕負載條件相比在重負載和長503接通時間Tqn條件下使用Rds (on) _P (即PMOS接通狀態電阻)的更大501固定值。在輕負載和更短505接通時間Tw條件期間，與在重負載下使用的固定值Rds(on)_P相比，使用更小507固定Rds(on)_P。因此，固定Rds (on)_P值在一個切換周期內用於輕負載和重負載條件二者。對於在不連續傳導模式(DCM)中操作的電源而言，由於切換電流在接通之前為零，所以增加Rds(on)_P通常並不增加切換損耗。然而，增加Rds(on)_P可能在時間區間[t3,t4]期間由於增加Rds (on)_P而增加傳導損耗。回顧圖4,請注意在時間區間[t3,t4]期間，Ql的漏極到源極電壓Vds下降至低電平417，但是未完全達到零伏特。另外，Ql的柵極到源極電壓Ves在時間區間[t3，t4]期間從臺階411朝著Ncc增加419。增加Rds (on)_P的值造成Ql的柵極到源極電壓Ves的更慢增加速率。這可以使時間區間[t3，t4]對接通時間Ton內的大部分有貢獻，在該部分期間Ves增加419，並且可能造成Ves達到比穩態值V。。低得多的值。通常，MOSFET的Rds(on)隨著柵極到源極電壓Ves更高而減少。因而，柵極驅動器中的更高Rds (on)_P將在時間區間[t3，t4]期間增加功率MOSFET的Rds (on)。由於漏極電流Id已經在這一時段期間積累並且如圖4中所示增加421，所以Ql的漏極到源極電壓Vds將增加(VDS = ID*Rds(on))。漏極電流Id與Ql的漏極到源極電壓Vds的乘積生成傳導處損耗並且減少效率。圖6A和圖6B分別圖示了高固定Rds (on)_P和低Rds (on)_P值在接通操作期間在柵極驅動器中的常規應用。如圖6A中所示，在時間h處，MOSFET Ql接通(由開關控制信號變高601示出)。在時間圖h處，在短延遲之後，柵極驅動器信號Sp設置成低603，這接通高側PMO QP，並且設置固定高605接通狀態電阻Rds(on)_P。使用高605固定Rds (on)_P在時間區間[t2，t3]期間減少Ql的漏極到源極電壓的電壓改變速率dV/dt (即更低斜率)，由此減少由於更低電流尖峰607所致的EMI，但是由於在時間區間[t2，t3]之間的更長持續時間而增加傳導損耗。如圖6B中所示，在時間tQ處，MOSFET Ql接通(由開關控制信號變高609示出)。在時間h處，在短延遲之後，柵極驅動器信號Sp設置成低611，這接通高側PMO Qp,並且設置固定低613接通狀態電阻Rds (on)_P。與漏極到源極電壓在圖6A中的時間區間[t2，t3]期間的電壓改變速率相比，使用低Rds (on)_P在時間區間[t2，t3]期間增加漏極到源極電壓的電壓改變速率dV/dt (即更高斜率)。這由於更高電流尖峰615而造成增加的EMIM，但是傳導損耗更低。因此，在一個切換周期內使用固定Rds(on)_P不能在接通操作期間同時提供漏極到源極電壓的更慢電壓改變速率dV/dt和更小傳導損耗。這一情形在變化的V。。值和接通Tm條件之下惡化。另外，增加MOSFET傳導損耗也降低電源效率，這可能妨礙電源通過某些能量管制標準並且也將降低電源的熱能力。一般而言，電子設備尺寸正在變得越來越小。隨著尺寸更小，熱管理變得更困難。如果電源不能針對給定電子設備尺寸處置熱量，則電源和/或最終廣品可能失效。
圖7A圖示了固定高接通狀態電阻Rds (on)_N在 MOSFET Ql的由時間區間[t5，t9]圖示的關斷操作期間的常規應用。在時間t5處，MOSFET Ql關斷(由開關控制信號S變低701示出)。在時間t6處，在短時間延遲之後，柵極驅動器信號SnS置成高703，這接通低側NMOS Qn,並且設置固定高接通狀態電阻Rds (on) _N705。使用固定高接通狀態電阻Rds (on) _N705造成在時間區間[t6，t7]之間的更長時間延遲。在時間區間[t7，t8]期間，固定高接通狀態電阻減緩Ql的漏極到源極電壓Vds的電壓改變速率，這減少EMI。然而，更慢的電壓改變速率也增加在[t7，t8]期間的持續時間。因此，通過在Ql關斷期間使用固定高接通狀態電阻Rds (on)_N來進一步增加關斷延遲。圖7B圖示了在Ql的由時間區間[t5，t9]圖示的關斷操作期間應用固定低接通狀態電阻Rds (on)_N。在時間t5處，MOSFET Ql關斷(由開關控制信號S變低709示出)。在時間t6處，在短時間延遲之後，柵極驅動器信號Sn設置成高711，這接通低側NMOS Qn,並且設置固定低接通狀態電阻Rds (on) _N713。使用固定高接通狀態電阻Rds (on) _N713造成在時間區間[t6，t7]之間的更短時間延遲。然而在時間區間[t7，t8]期間，固定低接通狀態電阻713造成Ql的漏極到源極電壓Vds的更快的改變速率dV/dt。因此，雖然通過在Ql關斷期間使用低接通電阻Rds (on) _N713來減少關斷延遲，但是低接通狀態電阻Rds (on) _N713增加漏極到源極電壓的改變速率dV/dt，從而造成增加的EMI。圖8A圖示了根據一個實施例的使用MOSFET Ql的回掃型切換功率轉換器800的電路圖。切換功率轉換器800包括執行與關於圖1描述的功率級105和次級級107相似的功能的功率級805和次級輸出級807。切換功率轉換器800的動態柵極驅動器控制器801生成用於控制MOSFET Ql的接通時間和關斷時間並且調節輸出電壓Vott的適當開關驅動脈衝803。動態柵極驅動器控制器801在包括PWM(脈衝寬度調製)和/或PFM(脈衝頻率調製)模式的多種操作模式中基於在切換功率轉換器的先前切換周期中的感測的輸出電壓Vsense和感測的初級側電流Id使用反饋迴路來控制MOSFET Ql0 Isense用來以跨感測電阻器Rs的電壓這一形式感測經過初級繞組Np和開關Ql的初級電流ID。在一個實施例中，如下文將進一步描述的那樣，動態柵極驅動器控制器801在單個(即一個)切換周期內動態調整柵極驅動器接通電阻和柵極驅動器關斷電阻二者以減少系統中的電磁幹擾(EMI)並且在操作期間使功率MSOFET的傳導損耗最小。圖SB圖示了用於通過調整MOSFET Ql在接通操作和關斷操作期間的驅動器電流Idmve來解決上文描述的接通和關斷問題的動態柵極驅動器配置809的一個實施例。如圖SB中所示，動態柵極驅動器配置809包括向柵極驅動器811發出開關控制信號S的動態柵極驅動器控制器801。基於開關控制信號S，柵極驅動器811在切換功率轉換器800的多個切換周期中的單個切換周期內動態調整驅動器電流IDRIVE以接通和關斷MOSFET Ql0圖9圖示了根據一個實施例的動態柵極驅動器配置809在切換功率轉換器800的單個切換周期期間的各種切換波形。具體而言，圖9隨時間圖示了在MOSFET Ql的接通操作和關斷操作期間的開關控制信號S、驅動電流IDKIVE、MOSFET Ql的柵極到源極電壓Ves和MOSFET Ql的漏極到源極電壓VDS。在時間h處，動態柵極驅動控制器801通過發出高901開關控制信號S來接通Ql。開關控制信號S為高901的持續時間代表MOSFET Ql的接通時間Tm。在短延遲之後，在時間h處，柵極驅動器811將驅動電流Idkive設置成第一(低)電流電平902，該第一(低)電流電平為正值。在時間區間Lt1至t2]期間，Ql的柵極到源極電壓Ves上升913至比Ql閾值電壓Vth更高的第一電壓電平915，並且Ql開始傳導。在這一時段期間，Ql的漏極到源極電壓Vds維持高電壓917，例如Vds = VD。。在時間區間[t2，t3]期間，Ql的柵極到源極電壓Ves保持於第一電壓電平915。另外,驅動電流Idkive維持於第一電流電平902。如圖9中所不，Ql的漏極到源極電壓Vds在時間區間[t2，t3]期間減少919。由於驅動電流Idkive維持於第一電流電平902，所以Ql的漏極到源極電壓Vds的由dV/dt代表的電壓改變速率是慢的，由此造成更低EMI。在時間丨3處，柵極驅動器將柵極驅動電流Idkive增加至與比第一電流電平902更高的正值關聯的第二電流電平903。在時間區間[t3，t4]期間，柵極驅動器811將柵極驅動電流Idkive維持於第二電流電平903。如圖9中所示，在時間區間[t3，t4]期間，Ql的漏極到源極電壓Vds減少921至低電平925，並且柵極到源極電壓Ves上升923並且最終達到V。。附近。在時間t4處，柵極驅動器811將柵極驅動電流Idkive減少至第三電流電平905，該第三電流電平是很低或者接近零的正值，由此完成Ql的接通轉變。在時間區間[t4，t5]期間，柵極驅動器811將柵極驅動電流Idkive維持於第三電流電平905。另外，在時間區間[t4，t5]期間，Ql的漏極到源極電壓Vds維持於低電平925，並且柵極到源極電壓Ves維持於近似為\c。時間區間[t5，t9]圖示了用於動態柵極驅動器配置809的關斷操作，該動態柵極驅動器配置通過調整MOSFET Ql的驅動器電流Idkive來解決上文描述的關斷問題。在時間t5處，動態柵極驅動器控制器801關斷MOSFET Ql (由開關控制信號S變低927示出)。在短時間延遲之後，在時間t6處，柵極驅動器611將驅動電流Idkive從第三電流電平905調整(即減少)至代表高負值的第四電流電平907。在時間區間[t5，t6]期間，驅動器電流Idkive維持於第四電流電平907。另外，在時間區間[t6，t7]期間，MOSFET Ql的柵極到源極電壓Ves從Ncc減少929至在閾值Vth以上的值931，並且 MOSFET Ql的漏極到源極電壓Vds仍然保持於低電平925。在時間t7處，驅動器電流IDRWe增加至大於第四電流電平907但是少於第二電流電平905的第五電流電平909。在一個實施例中，第五電流電平909與低負值關聯。在時間區間[t7，t8]期間，驅動器電流Idkive維持於第五電流電平909以減少MOSFET Ql的EMI和關斷延遲。如圖9中所示，MOSFET Ql的柵極到源極電壓Ves在時間區間[t7，t8]期間維持於值931 (即臺階)，並且漏極到源極電壓Vds在時間區間[t7，t8]期間朝著高電壓917上升933 (由dV/dt代表)。如圖9中所示，MOSFET Ql的漏極到源極電壓Vds達到最大DC電壓917並且在時間區間[t8，t9]期間維持DC電壓917。另外，MOSFET Ql的柵極到源極電壓Ves在時間區間[t8，t9]期間減少935至零。一旦柵極到源極電壓Ves下降至閾值電壓Vth以下，Ql關斷。在時間〖9處，驅動器電流IDKIVj|加至仍然為負但是接近零的第六電流電平911。與第六電流電平911關聯的值大於第四電流電平907和第五電流電平909但是少於第三電流電平905的值。因此，關斷轉變完成。梓通操作圖10圖示了如何如上文關於圖9討論的那樣在單個切換周期內在接通操作期間變化柵極驅動電流Idkive以解決接通問題(即在相同時間實現慢dV/dt和低傳導損耗)的一個實施例。在一個切換周期內的接通時間！》期間，動態調整接通柵極電阻Rg，該接通柵極電阻是驅動器高側PMOS接通狀態電阻Rds (on)_P。一般而言，在初始接通時，大致地從時間區間Iitci, t3]使用Rds (on)_P (即Rds (on)_P_H),這減緩從Ql的漏極到源極電壓Vds從高DC電壓(比如300V)朝著零的下降速率，因此減少dV/dt。在時間h處，動態柵極驅動器控制器801通過發出高1001開關控制信號S來接通Ql0開關控制信號S為高1001的持續時間代表MOSFET Ql的接通時間Tm。在時間、處，驅動器高側PMOS關斷，這是因為柵極驅動器信號Sp為高1003。由於驅動器高側PMOS關斷，所以驅動器高側PMOS的Rds(on)_P也關斷1003(即關斷開關)。另外，在時間h處，柵極到源極電壓Ves近似為零1005，並且MOSFET Ql的漏極到源極電壓Vds為高電壓1007。在短延遲之後，在時間&處，柵極驅動器811將柵極驅動器信號Sp設置成低1009，這接通高側PMOS QP。在時間區間[t1;t2]期間，柵極到源極電壓Ves上升1009至在MOSFETQI的閾值電壓Vth以上的第一電壓電平1013，從而使QI傳導，並且MOSFET QI的漏極到源極電壓Vds仍然維持高電壓1007。在時間區間[t1； t2]期間，Rds (on)_P切換成高電阻1011。在時間區間[t2，t3]期間，高側PMOS Qp的Rds (on) _P保持高1011。高電阻1011在時間區間[t2，t3]期間減緩漏極到源極電壓Vds的dV/dt，由此減少EMI，因為初級電流Id中的電流尖峰減少1023。另外，在時間區間[t2，t3]期間，由於高側PMOS Qp的高IOllRds (on)_P，柵極到源極電壓Ves維持於第一電壓電平1013，並且漏極到源極電壓Vds隨著dV/dt更低而減少1015。在時間t3處，Ql的柵極到源極電壓Ves從第一電壓電平1013朝著V。。增加1017，並且Ql的漏極到源極電壓Vds下降1019至明顯低的電平，比如少於近似10V。作為響應，Rds (on)_P切換成更低的電阻(即Rds(on)_P_L)1021。更低的Rds (on)_P1021提供用於對Ql的柵極到源極電壓Ves快速充電的更多驅動電流，從而Ves可以在時間t4處快速斜變(即增加)至Vcc。因此，時間區間[t3，t4]減少(`即變成更短)，並且漏極到源極電壓Vds減少1019。因而傳導損耗減少並且效率提聞。在時間區間[t4，t5]期間，Ql的柵極到源極電壓Ves維持於Vcc附近，並且Ql的漏極到源極電壓Vds維持於低電平1025。另外，Rds (on)_P維持於更低的電阻Rds (on)_P_L1021。在時間t5處，動態柵極驅動器控制器801通過發出低1027開關控制信號S來關斷Ql並且通過發出高1003柵極驅動器信號Sp來關斷高側PMOS。由於高側PMOS關斷，所以Rds (on) _P關斷1029。在時間區間[t6，t7]期間，Ql的柵極到源極電壓Ves從Vcc減少1031至第二電平1033，並且漏極到源極電壓Vds維持於低電平1025。在時間t7處，Ql的柵極到源極電壓Vgs已經下降至第二電平1033，並且漏極到源極電壓Vds已經從低電平1025增加1035。在時間區間[t7，t8]期間，Ql的柵極到源極電壓Ves維持於第二電平1033，並且漏極到源極電壓Vds保持增加1035，直至在時間t8處達到高電壓1007。在時間區間[t8，t9]期間，Ql的柵極到源極電壓Ves減少1037至閾值電壓Vth區間以下，直至在時間t9處達到近似零。圖11圖示了如何可以在整個電源操作範圍期間基於負載、1 和/或V。。改變來調整高接通電阻Rds (on) _P_H和低接通電阻Rds (on) _P_L。例如，在輕負載條件下，接通時間Tm通常為小，或者V。。更低，從而與在重負載條件期間使用的值(例如Rds (on) _P_H_2和Rds (on) _P_L_2)相比，使用 Rds (on) _P_H 和 Rds (on) _P_L 的更小值(例如，Rds (on) _P_H_1和Rds (on)_P_L_l)。通過在輕負載條件下使用Rds (on)_P_H和Rds (on)_P_L的更小值，在面臨小接通時間Tm時增加Ql的接通轉變速度並且減少有效佔空比損耗而又可以使相對高dV/dt合理，這是因為在輕負載條件下絕對尖峰電流小並且總EMI噪聲小。另一方面，可以在重負載、大接通時間Tm或者高V。。條件下使用Rds (on)_P_H和Rds (on)_P_L的更大值(例如，Rds (on)_P_H_2 和 Rds (on)_P_L_2)。圖12A圖示了用於實施可變接通電阻以改進接通操作的柵極驅動器811的一個實施例。控制器包括柵極驅動器控制電路1201，該柵極驅動器控制電路耦合到包括高側PMOSQp和低側NMOS Qn的可變Rds (on)的驅動器末級。高側PMOS源極連接到V。。，並且低側NMOS源極連接到接地(GND)。柵極驅動器控制電路1201生成分別用於PMOS和NMOS的驅動器信號Sp和Sn，這些驅動器信號控制向MOSFET Ql的驅動器輸出。圖12B圖示了來自圖12A的高側PMOS Qp的可變Rds (on)的實施方式的一個實施例。在一個實施例中，並聯的多個PMOS (QP1至Qpn)用來實施可變Rds (on)_P，其中每個PMOS的Rds (on)可以相等或者可以不相等。每個PMOS具有用於接通/關斷PMOS的專用控制信號(Rg_P_Ctrl[N:l])。柵極驅動器控制電路1201可以基於如上文關於圖10和圖11提到的動態控制方案設置Rg_P_Ctrl位。利用每個PMOS的Rds (on)的不同組合，可以調整在接通時的實際等效Rds (on)_P。在一個切換周期的接通時間Tm內，有各種實施例實現從Rds (on)_P_H向Rds (on)_P_L的轉變。一個實施例基於開環控制。在一個實施例中，設置從圖10的時間&起的預定時間延遲，並且在時間h處使能計時器。一旦計時器達到預定閾值，Rds(on)_P從高(Rds (on)_P_H) 1011切換成低(Rds (on)_P_L) 1021。可以基於作為目標的MOSFET特性和應用電路設計來確定這一時間延遲。在另一實施例中，如圖13A和圖13B中所示，實現從高Rds(on)_P_H1011向低Rds(on)_P_L1021的轉變是基於閉環控制。在圖13A中，柵極驅動器811包括與圖12A和圖12B中所示柵極驅動器控制電路1201相似的柵極驅動器控制電路1301。柵極驅動器811還包括具有輸入的Ves比較器1303，這些輸入包括Ql的柵極到源極電壓Ves和閾值。在一個實施例中，閾值高於目標MSOFET的典型柵極到源極電壓Ves在時間區間[t2，t3]期間的第一電壓電平1013，但是比Vcc低得多。響應於Ql的柵極到源極電壓Ves上升至閾值Vth以上，t匕較器1303被設置並且向柵極驅動器控制電路1301發出用於將Rds(on)_P從高(Rds(on)_P_H) 1011 切換成低(Rds(on)_P_L) 1021 的控制信號 1305。在圖13B中所示實施例中，柵極驅動器811包括驅動器控制電路1301和具有輸入的Vds比較器1307，這些輸入包括Ql的漏極到源極電壓Vds和閾值。在一個實施例中，閾值在明顯低電平，從而快速dV/dt不會引起高噪聲，比如少於約10V。響應於Ql的漏極到源極電壓Vds下降至閾值，Vds比較器1307被設置並且向柵極驅動器控制電路1301發出用於將Rds(on)_P 從高(Rds (on) _P_H) 1011 切換成低(Rds (on)_P_L) 1021 的控制信號 1309。在圖13B中，與Ql的漏極和Vds比較器1307的輸入耦合的外部二極體D2可以用來阻塞向Vds比較器1307的高電壓。關斷操作回顧圖4，在常規切換功率轉換器的關斷轉變區間[t5，t9]期間，MOSFET Ql應當在時間t5處關斷，但是MOSFET Ql直至時間t9處才關斷。這代表關斷延遲。因而漏極電流尖峰從在時間t5處的理想尖峰增加至在時間t9處的實際尖峰，從而造成生成過量能量。在一些應用(如其中需要緊密電流調節的電池充電器和發光二極體(LED)照明)中，這一過量能量將降低控制性能。此外，關斷延遲可能隨著不同MOSFET而變化，因為不同MOSFET具有不同特性。變化的過量能量引起系統性能、容差和產量變化。另一方面，不能在未犧牲效率、EMI或者增加系統成本時完成減少性能變化(使用具體MOSFET可以減少變化，但是有部件成本增加)。來自時間區間[t5，t6]的延遲通常不明顯。該延遲的大多數從時間區間[t6，t9]出現。對於具有給定輸入電容器的·給定功率MOSFET而言，在關斷時增加驅動電流可以減少關斷延遲。這可以通過減少驅動低側NMOS 接通狀態電阻Rds (on)_N來實現，因為Qn在關斷期間為Ql的柵極到源極電壓Ves提供放電路徑。然而，如果接通狀態電阻Rds (on)_N太小，則Ql的柵極到源極電壓Vds在[t7，t8]期間上升，這引起高dV/dt從而造成增加的EMI噪聲。多數常規柵極驅動器在一個切換周期內在關斷時使用與接通電阻Rds (on)_N*聯的固定柵極電阻Rg。然而，這不能將同時解決慢速dV/dt和小關斷延遲的問題。圖14圖示了如何通過變化低側NMOS Qn的Rds (on)在單個切換周期內在關斷操作期間變化柵極驅動電流Idkive以解決關斷問題(即同時實現慢速dV/dt和短關斷延遲)的一個實施例處。在時間h處，動態柵極驅動器控制器801通過發出高1401開關控制信號S來接通Ql0開關控制信號S為高的持續時間1401代表MOSFET Ql的接通時間Tm。在時間h處，動態柵極驅動器控制器801通過發出低1403柵極驅動器信號Sn來關斷驅動器低側NM0S。由於驅動器低側NMOS關斷，所以驅動器低側NMOS的Rds(on)_N也關斷1405(即關斷開關)。另外，在時間h處，柵極到源極電壓Vgs近似為零1407，並且MOSFET Ql的漏極到源極電壓Vds為高電壓1409。在短延遲之後，在時間h處，動態柵極驅動器控制器801將柵極驅動器信號Sn維持成低1403，這保持低側NMOS Qn關斷。在時間區間[t1;t2]期間，柵極到源極電壓Ves上升1411至在MOSFET Ql的閾值電壓Vth以上的第一電壓電平1413從而使Ql傳導。M0SFETQ1的漏極到源極電壓Vds在時間區間[t1;t2]期間仍然維持高電壓1409。在時間區間[t1;t2]期間，Rds(on)_NW然關斷 1405。在時間區間[t2，t3]期間，低側NMOS Qn的Rds (on)_N在柵極驅動器信號Sn保持低1403時保持關斷1405。另外，在時間區間[t2，t3]期間，柵極到源極電壓Ves維持於第一電壓電平1413，並且漏極到源極電壓Vds減少1415。在時間t3處，Ql的柵極到源極電壓Ves從第一電壓電平1413增加1417至V。。，並且Ql的漏極到源極電壓Vds減少1415至明顯低電平1419，比如少於近似IOV。在時間區間[t4，t5]期間，Ql的柵極到源極電壓Ves維持於Vcc,並且Ql的漏極到源極電壓Vds維持於低電平1419。低側NMOS Qn的Rds (on)_N在柵極驅動器信號Sn保持低1403時在時間區間[t4，t5]期間保持關斷1405。在時間〖5處，開關控制信號S設置成低1421，從而表明Ql關斷。在一個切換周期內的開關關斷時間Irff期間，動態調整關斷柵極電阻Rg，該關斷柵極電阻是驅動器低側NMOS接通狀態電阻Rds (on) _N。在短延遲之後，在時間丨6處，柵極驅動器信號Sn轉變成高1423，由此接通驅動器低側NMOS Qn。驅動器低側NMOS Qn接通引起低1425Rds (on)_N (即Rds(on)_N_L)的注入，這在時間區間[t6，t7]期間提供Ql的柵極到源極電壓Ves從Vcc到臺階的快速放電。
在時間區間[t6，t7]期間，Ql的柵極到源極電壓Ves從VCC減少1427至第二電平1430，並且漏極到源極電壓Vds維持於低電平1419。如圖14中所示，時間區間[t5，t7]的減少使總關斷延遲減少、但是未增加Q的漏極到源極電壓的電壓改變速率dV/dt。在時間t7處，Ql的柵極到源極電壓Ves已經下降至第二電平1429，並且漏極到源極電壓Vds已經從明顯低電平1419增加1431，比如在約IOV以上。另外，在時間t7處，Rds (on)_N切換成更高電阻1429(即Rds(on)_N_H)。在時間區間[t7，t8]期間，Ql的柵極到源極電壓Vgs維持於第二電平1429，並且漏極到源極電壓Vds保持增加1431。此外，Rds (on)_N維持於更高的電阻1429。在EMI為主要關注對象的設計中，更高的Rds(on)_N_H可以在漏極到源極電壓Vds在時間段t9處從低電平1419斜變1431至高DC電壓1435(如300V)時減緩電壓改變速率dV/dt。與接通操作相似，在整個電源操作範圍期間，可以基於負載、Tm和/或V。。改變來調整Rds(on)_N_H和Rds(on)_N_L。也有用於實施Rds (on)_N的可變步進的各種方式。一個實施例實施並聯的多個NM0S，並且它們的Rds (on)可以如關於圖12B針對高側PMOS的可變接通電阻描述的那樣相等或者不相等。每個NMOS包括用於接通NMOS或者關斷NMOS的專用控制信號Rg_N_Ctrl [N:1]。可以基於如上文提到的動態控制方案設置Rg_N_Ctrl位。利用每個NMOS的Rds(on)的不同組合，可以調整在關斷時的實際等效Rds(on)_N。在一個切換周期的關斷時間Irff內，有用於實現從Rds (on)_N_L向Rds (on)_N_H的轉變的不同方式。一個實施例基於開環控制——設置從圖14中所示時間t5起的預定時間延遲並且在時間丨5處使能計時器。一旦計時器達到預定閾值，Rds (on)_N從低1425切換成高1429。可以基於作為目標的MOSFET特性和應用電路設計來確定這一時間延遲。另一實施例基於閉環控制。與高側PMOS的可變接通電阻相似，為了實現從Rds(on)_N_L1425向Rds(on)_N_H1429的轉變，驅動器包括具有輸入的比較器，這些輸入包括Ql的柵極到源極電壓Ves和與圖13A中所示配置相似的閾值。在一個實施例中，閾值是用於目標MOSFET的在時間區間[t7，t8]期間的典型Ves臺階電壓、但是高於Ql閾值VTH。響應於Ql的柵極到源極電壓Ves上升至閾值以上，比較器被設置並且發出用於將Rds (on)_N從L切換成H的控制信號。在一個實施例中，為了實現從Rds (on) _N_L向Rds (on) _N_H的轉變，驅動器包括具有輸入的比較器，這些輸入包括Ql的漏極到源極電壓Vds和與圖13B中所示配置相似的閾值。在一個實施例中，閾值是指示MOSFET Ql開始進入臺階區域的值並且是在接通時間Tm期間明顯高於Vds電壓但是比高DC電壓( 300V和以上)低得多的值。響應於漏極到源極電壓Vds上升至閾值以上，比較器被設置並且發出用於將Rds (on)_N從低切換成高的控制信號。另外，動態柵極驅動器控制可以減少關斷延遲，但是未完全去除關斷延遲。在關斷延遲仍然是一項關注對象的情況下，比如當需要很緊密的電流調節時，這裡的實施例通過利用上文先前關於圖13描述的Ves和/或Vds比較器來向MOSFET柵極驅動器中引入實時關斷延遲測量。在一個實施例中，當控制器判決關斷Ql時在圖14的時間t5處啟動計時器，並且基於柵極到源極電壓Ves比較器或者漏極到源極電壓Vds比較器重置計時器。對於Ves比較器而言，一旦柵極到源極電壓Ves下降至閾值以下，該閾值在Ql的閾值Vth以下但是高於零伏特，從而可以容易檢測信號，比較器被設置並且發出用於重置計時器並且取回可以用於補償目的的關斷延遲信息的控制信號。對於Vds比較器而言，一旦漏極到源極電壓Vds上升至閾值以上，該閾值接近或者高於高DC電壓(對於300V DC電壓，閾值可以約為300V)，比較器被設置並且發出用於重置計時器並且得到關斷延遲信息的控制信號。組合接通和關斷架構以及控制方案形成如圖15中所示完整動態MOSFET柵極驅動器811，該柵極驅動器包括柵極驅動器控制電路1501、具有可變接通電阻的PMOS Qp和具有可變接通電阻的低側NMOS Qn。動態MOSFET柵極驅動器803可以減少漏極到源極電壓在接通操作和關斷操作二者的改變速率dV/dt，改進傳導損耗，減少關斷延遲時間並且實時測量用於計算和控制補償的延遲時間。在不損失EMI性能的前提下，改進的傳導損耗將不僅提高電源效率而且增強電子設備的熱能力和可製造性。改進的關斷延遲時間與實時感測和補償一起將保證電源系統在變化的部件特性和操作條件下更一致地執行。制誥產率和部件詵擇件通過如上文描述的那樣在接通操作和關斷操作期間使用可變電阻，由於控制方案的自適應性質而可以提高電源的可製造性。另外可以拓寬部件選擇以適應電特性的可變性。應當提到，雖然在圖9中出於示例目的而描繪不同柵極驅動電流Idkive為直線，但是未必在實際電路設計中在嚴格電流電平實施Idkive電平(這通常意味著嚴密控制的恆流源)，只要在不同電平之間有實質性的幅度和方向差異即可。除了 MOSFET之外，這一動態柵極驅動器系統架構和控制方案將使用於其它類型的柵極控制的功率半導體切換器件如IGBT 中。在閱讀本公開內容時，本領域技術人員將理解用於檢測切換功率轉換器中的無負載條件並且在無負載條件之下操作切換功率轉換器的更多附加替選設計。因此，儘管已經圖示和描述具體實施例和應用，但是將理解這裡討論的實施例並不限於這裡公開的精確構造和部件，並且可以在這裡公開的方法和裝置的布置、操作和細節上進行本領域技術人員將清楚的各種修改、改變和變化而未脫離公開內容的精神實質和範圍。
權利要求
1.一種切換功率轉換器，包括: 變壓器，包括:初級繞組，耦合到輸入電壓；以及次級繞組，耦合到所述切換功率轉換器的輸出； 場效應電晶體開關，耦合到所述變壓器的所述初級繞組，在所述場效應電晶體開關接通之時生成經過所述初級繞組的電流，而在所述場效應電晶體開關關斷之時不生成經過所述初級繞組的電流；以及 驅動器控制電路，配置成生成用於在所述場效應電晶體開關的多個切換周期期間接通或者關斷所述場效應電晶體開關的控制信號，所述切換周期中的每個切換周期包括其中所述場效應電晶體開關接通的第一部分和其中所述場效應電晶體開關關斷的第二部分，並且所述驅動器控制電路在所述場效應電晶體開關的所述切換周期中的至少一個切換周期的所述第一部分和所述第二部分中的至少一個部分內調整所述控制信號的量值。
2.根據權利要求1所述的切換功率轉換器，其中所述驅動器控制電路將所述控制信號的所述量值從在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第一部分的較早時段期間的第一電平調整至在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第一部分的較晚時段期間的第二電平。
3.根據權利要求1所述的切換功率轉換器，其中所述驅動器控制電路將所述控制信號的所述量值從在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第二部分的較早時段期間的第一電平調整至在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第二部分的較晚時段期間的第二電平。
4.根據權利要求1所述的切換功率轉換器，其中所述驅動器控制電路包括: 第一場效應電晶體，具有可變接通電阻； 第二場效應電晶體 ，與所述第一場效應電晶體串聯耦合併且也具有可變接通電阻； 其中所述場效應電晶體開關的柵極耦合到在所述第一場效應電晶體與所述第二場效應電晶體之間的節點， 調整所述第一場效應電晶體的所述接通電阻以在所述至少一個切換周期的所述第一部分期間調整所述控制信號的所述量值，並且 調整所述第二場效應電晶體的所述接通電阻以在所述至少一個切換周期的所述第二部分期間調整所述控制信號的所述量值。
5.根據權利要求4所述的切換功率轉換器，其中所述驅動器控制電路響應於計時器達到從所述場效應電晶體開關接通時起的預定時間閾值在所述至少一個切換周期的所述第一部分期間將所述第一場效應電晶體的所述接通電阻從第一電阻調整至第二電阻，並且其中所述驅動器控制電路響應於所述計時器達到從所述場效應電晶體開關關斷時起的預定時間閾值在所述至少一個切換周期的所述第二部分期間將所述第二場效應電晶體的所述接通電阻從第三電阻調整至第四電阻。
6.根據權利要求5所述的切換功率轉換器，其中所述驅動器控制電路響應於所述場效應電晶體開關的柵極到源極電壓在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第一部分期間超過閾值在所述至少一個切換周期的所述第一部分期間將所述第一場效應電晶體的所述接通電阻從所述第一電阻調整至所述第二電阻。
7.根據權利要求5所述的切換功率轉換器，其中所述驅動器控制電路響應於所述場效應電晶體的漏極到源極電壓在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第一部分期間超過閾值在所述至少一個切換周期的所述第一部分期間將所述第一場效應電晶體的所述接通電阻從所述第一電阻調整至所述第二電阻。
8.根據權利要求4所述的切換功率轉換器，其中所述驅動器控制電路響應於所述場效應電晶體的柵極到源極電壓在所述至少一個切換周期的所述第二部分期間超過閾值在所述至少一個切換周期的所述第二部分期間將所述第二場效應電晶體的所述接通電阻從第三電阻調整至第四電阻。
9.根據權利要求4所述的切換功率轉換器，其中所述驅動器控制電路響應於所述場效應電晶體的漏極到源極電壓在所述至少一個切換周期的所述第二部分期間超過閾值在所述至少一個切換周期的所述第二部分期間將所述第二場效應電晶體的所述接通電阻從第三電阻調整至第四電阻。
10.驅動器控制電路中，一種控制切換功率轉換器的方法，所述切換功率轉換器包括:變壓器，具有初級繞組，所述初級繞組耦合到所述切換功率轉換器的輸出；以及場效應電晶體開關，耦合到所述變壓器的所述初級繞組，在所述場效應電晶體開關接通之時生成經過所述初級繞組的電流而在所述場效應電晶體開關關斷之時不生成經過所述初級繞組的電流，所述方法包括: 生成用於在所述場效應電晶體開關的多個切換周期期間接通或者關斷所述場效應電晶體開關的控制信號，所述切換周期中的每個切換周期包括其中所述場效應電晶體開關接通的第一部分和其中所述場效應電晶體開關關斷的第二部分；並且 在所述場效應電晶體開關的所述切換周期中的至少一個切換周期的所述第一部分和所述第二部分中的至 少一個部分內調整所述控制信號的量值。
11.根據權利要求10所述的方法，其中調整所述控制信號的所述量值包括: 將所述控制信號的所述量值從在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第一部分的較早時段期間的第一電平調整至在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第一部分的較晚時段期間的第二電平。
12.根據權利要求10所述的方法，其中調整所述控制信號的所述量值包括: 將所述控制信號的所述量值從在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第二部分的較早時段期間的第一電平調整至在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第二部分的較晚時段期間的第二電平。
13.根據權利要求10所述的方法，其中所述驅動器控制電路包括具有可變接通電阻、與第二場效應電晶體串聯耦合的第一場效應電晶體，並且在所述第一場效應電晶體與所述第二場效應電晶體之間的節點耦合到所述場效應電晶體開關的柵極，並且其中調整所述控制信號的所述量值包括: 調整所述第一場效應電晶體的所述接通電阻以在所述至少一個切換周期的所述第一部分期間調整所述控制信號的所述量值；並且 調整所述第二場效應電晶體的所述接通電阻以在所述至少一個切換周期的所述第二部分期間調整所述控制信號的所述量值。
14.根據權利要求13所述的方法，其中響應於計時器達到從所述場效應電晶體開關接通時起的預定時間閾值，在所述至少一個切換周期的所述第一部分期間將第一所述場效應電晶體的所述接通電阻從第一電阻調整至第二電阻，並且其中響應於所述計時器達到從所述場效應電晶體開關關斷時起的預定時間閾值，在所述至少一個切換周期的所述第二部分期間將所述第二場效應電晶體的所述接通電阻從第三電阻調整至第四電阻。
15.根據權利要求14所述的方法，其中調整所述控制信號的所述量值包括: 響應於所述場效應電晶體開關的柵極到源極電壓在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第一部分期間超過閾值，在所述至少一個切換周期的所述第一部分期間將所述第一場效應電晶體的所述接通電阻從所述第一電阻調整至所述第二電阻。
16.根據權利要求14所述的方法，其中調整所述控制信號的所述量值包括: 響應於所述場效應電晶體的漏極到源極電壓在所述切換周期中的所述一個切換周期的所述第一部分期間超過閾值， 在所述至少一個切換周期的所述第一部分期間將所述第一場效應電晶體的所述接通電阻從所述第一電阻調整至所述第二電阻。
全文摘要
這裡的實施例描述一種動態金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)柵極驅動器系統架構和控制方案。MOSFET柵極驅動器系統在單個(即一個)切換周期內動態調整柵極驅動器接通電阻和柵極驅動器關斷電阻以減少系統中的電磁幹擾(EMI)並且使功率MOSFET在操作期間的傳導損耗最小。
文檔編號H02M3/335GK103095137SQ20121040702
公開日2013年5月8日 申請日期2012年10月16日 優先權日2011年11月1日
發明者李勇, 史富強, A·K-C·李, D·阮, 陳江 申請人:艾沃特有限公司