交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路的製作方法

2023-04-26 19:15:26 1

交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路的製作方法
【專利摘要】本發明涉及一種交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路。所述電路包括：振蕩器，用於產生第一脈衝振蕩信號和第二脈衝振蕩信號；第一採樣保持單元，用於接收所述第一脈衝振蕩信號，當所述第一脈衝振蕩信號為高電平時採樣所述輸出電壓信號，得到第一採樣電壓信號；第二採樣保持單元，用於接收所述第二脈衝振蕩信號，當所述第二脈衝振蕩信號為高電平時採樣所述輸出電壓信號，得到第二採樣電壓信號；線或單元，用於接收所述第一採樣電壓信號和所述第二採樣電壓信號並輸出第三採樣電壓信號；第三採樣保持單元，用於接收並對所述第三採樣電壓信號進行採樣得到第四採樣電壓信號。本發明實現了在任何負載條件下都能對輸出電壓進行比較精確的檢測。
【專利說明】交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路

【技術領域】
[0001] 本發明涉及集成電路設計領域，具體涉及交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採 樣電路。

【背景技術】
[0002] 在交流-直流轉換器電路中，對輸出電壓的檢測可以通過採樣變壓器電感的電壓 來實現，而主級電感電壓可以通過變壓器輔助繞組傳輸給控制晶片。圖1為現有技術中的 一種交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路的結構圖。如圖1所示，電阻R1表示次 級繞組的串聯寄生電阻與輸出引線的串聯寄生電阻的和。在不同的輸出負載電流下，次級 繞組的電壓是有區別的。圖2為現有技術中在不同輸出負載電流下交流-直流轉換器中的 輸出電壓的波形比較圖。從圖2中可以看出，由於負載的不同，在去磁時間（Tdmg)內次級 繞組的輸出電流也不同，造成電阻R1上的壓降不同，最後使在FB腳的波形不同。但是，在 去磁時間結束時，次級繞組的電流降為0A，電阻R1上的壓降也降為0V。因此，理想情況下， 控制晶片對輸出電壓的採樣應該在次級繞組去磁時間結束之前進行。


【發明內容】

[0003] 本發明的目的是針對現有技術的不足，在交流-直流轉換器電路中，提出了一種 在去磁時間結束前對輸出電壓進行採樣的電路，從而使控制晶片在任何負載條件下都能對 輸出電壓進行比較精確的檢測。
[0004] 為實現上述目的，本發明提供了一種交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電 路，所述電路包括：
[0005] 振蕩器，用於產生第一脈衝振蕩信號和第二脈衝振蕩信號；
[0006] 第一採樣保持單元，與所述振蕩器相連接，用於接收所述第一脈衝振蕩信號，當所 述第一脈衝振蕩信號為高電平時米樣所述輸出電壓信號，得到第一米樣電壓信號；
[0007] 第二採樣保持單元，與所述振蕩器相連接，用於接收所述第二脈衝振蕩信號，當所 述第二脈衝振蕩信號為高電平時採樣所述輸出電壓信號，得到第二採樣電壓信號；
[0008] 線或單元，分別與所述第一採樣保持單元和第二採樣保持單元相連接，用於接收 所述第一採樣電壓信號和所述第二採樣電壓信號並輸出第三採樣電壓信號；
[0009] 第三採樣保持單元，與所述線或單元相連接，用於接收並對所述第三採樣電壓信 號進行採樣得到第四採樣電壓信號。
[0010] 優選地，所述振蕩器包括第一電流源、第二電流源、第一開關、第二開關、電容、第 一比較器、第二比較器、第三比較器、RS觸發器、反相器、第一 D觸發器、第二D觸發器、第 一三輸入與門和第二三輸入與門；
[0011] 所述第二開關與所述第二電流源相連並接地；所述第一電流源與所述第一開關相 連並分別接入所述第一比較器的正向輸入端和所述第二比較器的正向輸入端，所述電容連 接於所述第一開關和所述第一比較器的正向輸入端之間，所述第一比較器的負向輸入端接 入第一比較閾值，所述第一比較器的輸出端與所述RS觸發器的R端相連接，所述第二比較 器的負向輸入端接入第二比較閾值，所述第二比較器的輸出端與所述RS觸發器的S端相連 接，所述RS觸發器的輸出端與所述第一 D觸發器相連接，所述RS觸發器的輸出端經由所述 反相器後與所述第二D觸發器相連接，所述第一 D觸發器的輸出端、所述RS觸發器的輸出 端和所述第三比較器的輸出端分別與所述第一三輸入與門相連接，所述第二D觸發器的輸 出端、所述RS觸發器的輸出端和所述第三比較器的輸出端分別與所述第二三輸入與門相 連接；
[0012] 當所述第一開關閉合、所述第二開關斷開，所述第一電流源對所述電容進行充電， 所述電容兩端的電壓上升到所述第一比較閾值時，所述第一比較器輸出高電平使得所述RS 觸發器的輸出端被置為低電平，從而控制所述第一開關斷開、所述第二開關閉合，所述第二 電流源為所述電容放電，所述電容兩端的電壓下降到所述第二比較閾值時所述第二比較器 輸出高電平使得所述RS觸發器的輸出端被重置為高電平，從而控制所述第一開關閉合、所 述第二開關斷開。
[0013] 優選地，所述線或單元包括第一運算放大器、第二運算放大器、第一 NM0S管、第二 NM0S管、第三電流源、第四電流源和電源；
[0014] 所述第一運算放大器的正向輸入端接入所述第一採樣電壓信號，所述第一運算放 大器的負向輸入端與所述第一 NM0S管的源極相接經由所述第三電流源接地，所述第二運 算放大器的正向輸入端接入所述第二採樣電壓信號，所述第二運算放大器的負向輸入端與 所述第二NM0S管的源極相接經由所述第四電流源接地，所述第一 NM0S管的漏極和所述第 二NM0S管的漏極分別接電源，所述第一 NM0S管的源極和所述第二NM0S管的源極相接並作 為所述線或單元的輸出端，從而輸出所述第三採樣電壓信號；
[0015] 當所述第一採樣電壓信號大於所述第二採樣電壓信號時，所述第一 NM0S管的柵 極電壓大於所述第二M0S管的柵極電壓，所述第一 NM0S管的源極同時驅動所述第三電流源 和所述第四電流源使得所述第一 NM0S管導通第二NM0S管截止，使得所述第三採樣電壓信 號等於所述第一採樣電壓信號；
[0016] 當所述第一採樣電壓信號小於所述第二採樣電壓信號時，所述第一 NM0S管的柵 極電壓小於所述第二M0S管的柵極電壓，所述第一 NM0S管的源極同時驅動所述第三電流源 和所述第四電流源使得所述第一 NM0S管截止第二NM0S管導通，使得所述第三採樣電壓信 號等於所述第二採樣電壓信號。
[0017] 優選地，所述第一脈衝振蕩信號的相位和所述第二脈衝振蕩信號的相位相差半個 周期。
[0018] 優選地，所述第一比較閾值大於所述第二比較閾值。
[0019] 通過本發明實施例提供的一種交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路，該 電路的振蕩器產生兩個脈衝振蕩信號，分別控制第一採樣保持單元和第二採樣保持單元， 交流-直流轉換器中的輸出電壓通過第一採樣保持單元和第二採樣保持單元得到第一採 樣電壓信號和第二採樣電壓信號，第一採樣電壓信號和第二採樣電壓信號通過線或單元得 到第三採樣電壓信號，第三採樣電壓信號通過第三採樣保持單元在控制信號下進行採樣得 到第四採樣電壓信號，從而實現了在去磁時間結束前對輸出電壓的採樣，使得控制晶片在 任何負載條件下都可以對輸出電壓進行比較精確的檢測。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0020] 圖1為現有技術中的一種交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路的結構 圖；
[0021] 圖2為現有技術中在不同輸出負載電流下交流-直流轉換器中的輸出電壓的波形 比較圖；
[0022] 圖3為本發明實施例提供的一種交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路的 結構圖；
[0023] 圖4為本發明實施例提供的一種交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路的 時序圖；
[0024] 圖5為本發明實施例提供的振蕩器電路的結構不意圖；
[0025] 圖6為本發明實施例提供的振蕩器電路的時序圖；
[0026] 圖7為本發明實施例提供的線或單元的結構示意圖。

【具體實施方式】
[0027] 下面通過附圖和實施例，對本發明的技術方案做進一步的詳細描述。
[0028] 本發明提出一種在去磁時間結束前對輸出電壓進行採樣的電路，從而使控制晶片 在任何負載條件下都能對輸出電壓進行比較精確的檢測。
[0029] 圖3為本發明實施例提供的一種交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路的 結構圖，如圖3所示，該輸出電壓動態採樣電路包括：振蕩器U1、第一採樣保持單元U21、第 二採樣保持單元U22、線或單元U3和第三採樣保持單元U23。
[0030] 振蕩器U1的輸入端為圖1中所示的FB節點的電壓信號，振蕩器U1用於產生第一 脈衝振蕩信號CLK1和第二脈衝振蕩信號CLK2。由於整個開關電源的負反饋作用，FB電壓 波形的高電平最終會約等於圖1中誤差放大器的另一個輸入端，即參考電壓Vref。因此振 蕩器U1內部會將FB電壓波形與一個小於Vref電壓的參考電壓（Vref-Voff)相比較，其中 Voff可以選擇的範圍是0. OlV-Vref :當FB電壓波形比（Vref-Voff)高時，振蕩器U1的輸 出端第一脈衝振蕩信號CLK1和第二脈衝振蕩信號CLK2為兩個相位相差半個周期的脈衝振 蕩信號；當FB電壓波形比（Vref-Voff)低時，振蕩器U1的輸出端第一脈衝振蕩信號CLK1 和第二脈衝振蕩信號CLK2為邏輯低電平。
[0031] 圖4為本發明實施例提供的一種交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路 的時序圖，如圖4所示。在FB電壓高於（Vref-Voff)時，第一脈衝振蕩信號CLK1立刻為 高電平，高電平的時間為tl，低電平的時間為（tl+2*t2)，因此脈衝周期為（2*tl+2*t2); 第二脈衝振蕩信號CLK2在延時（tl+t2)後為高電平，高電平的時間為tl，低電平的時間 為（tl+2*t2)，因此脈衝周期為（2*tl+2*t2)。CLK2的上升沿與CLK1的上升沿的延遲為 (tl+t2)，因此相位相差半個周期。
[0032] 第一採樣保持單元U21與振蕩器U1相連接，第一採樣保持單元U21的輸入端分別 為FB和第一脈衝振蕩信號CLK1，輸出為第一米樣電壓信號VFBA，當第一脈衝振蕩信號CLK1 為邏輯高時，VFBA採樣FB的電壓值，當第一脈衝信號CLK1為邏輯低時，VFBA保持上一次的 採樣值；
[0033] 第二採樣保持單元U22與振蕩器U1相連接，第二採樣保持單元U22的輸入端分別 為FB和第二脈衝振蕩信號CLK2,輸出為第二採樣電壓信號VFBB，當脈衝振蕩信號CLK2為 邏輯高時，VFBB採樣FB的電壓值，當脈衝信號CLK2為邏輯低時，VFBB保持上一次的採樣 值。
[0034] 線或單元U3分別與所述第一採樣保持單元U21和第二採樣保持單元U22相連接， 線或單元U3的輸入端為第一採樣電壓信號VFBA和第二採樣電壓信號VFBB，將VFBA和VFBB 進行線或處理並輸出第三採樣電壓信號VFBC。具體地，第三採樣電壓信號VFBC為線或單元 的輸出VFBA和VFBB兩個電壓中最大的電壓值。
[0035] 第三採樣保持單元U23與線或單元U3相連接，對第三採樣電壓信號VFBC進行採 樣得到第四採樣電壓信號VFB。具體的，第三採樣保持單元U23的輸入端為第三採樣電壓信 號VFBC和圖1中的Gate信號，輸出為圖1所示中的VFB節點的電壓信號，即與誤差放大器 的一個輸入端。當Gate信號為邏輯高時，VFB採樣VFBC的電壓值，當Gate信號為邏輯低 時，VFB保持上一次的採樣值。
[0036] 進一步地，振蕩器U1的具體實現方式如圖5所示。振蕩器U1包括：第一電流源 II、第二電流源12、第一開關SW1、第二開關SW2、電容C1、第一比較器、第二比較器、第三比 較器、RS觸發器、反相器、第一 D觸發器、第二D觸發器、第一三輸入與門AND1和第二三輸 入與門AND2。
[0037] 第二開關SW2與第二電流源12相連並接地；第一電流源11與第一開關SW1相連並 分別接入第一比較器的正向輸入端和第二比較器的正向輸入端，電容C1連接於第一開關 SW1和第一比較器的正向輸入端之間，第一比較器的負向輸入端接入第一比較閾值VthH， 第一比較器的輸出端與RS觸發器的R端相連接，第二比較器的負向輸入端接入第二比較閾 值VthL，第二比較器的輸出端與RS觸發器的S端相連接，RS觸發器的輸出端與第一 D觸 發器相連接，RS觸發器的輸出端經由反相器後與第二D觸發器相連接，第一 D觸發器的輸 出端、所述RS觸發器的輸出端和第三比較器的輸出端分別與第一三輸入與門AND1相連接， 第二D觸發器的輸出端、RS觸發器的輸出端和第三比較器的輸出端分別與第二三輸入與門 AND2相連接。
[0038] 其中，第一電流源II、第二電流源12,第一開關SW1、第二開關SW2,電容C1，第一比 較器，第二比較器，和RS觸發器構成了傳統的振蕩器。
[0039] 圖6為本發明實施例提供的振蕩器電路的時序圖。如圖6所示，當第一開關SW1 閉合、第二SW2斷開時，第一電流源II對電容C1進行充電，電容C1兩端的電壓上升，也就 是鋸齒波Saw上升，當上升到第一比較器的第一比較閾值VthH時，第一比較器輸出高電平， RS觸發器的輸出端Q1被重置為低電平，從而控制第一開關SW1斷開第二開關SW2閉合，第 二電流源12為電容C1放電，當電容C1兩端的電壓鋸齒波Saw下降到第二比較器的第二比 較閾值VthL時，第二比較器輸出高電平，RS觸發器的輸出Q1被置位為高電平，從而控制第 一開關SW1閉合第二開關SW2斷開。如此往復使得RS觸發器的輸出Q1為振蕩脈衝波。Q1 為高電平的時間tl和低電平的時間t2分別為： ,CKVthH-VthL)
[0040] t\ =- /1 Γ ? ^ CKVlhH-VlhL)
[0041] ?2 =- /2
[0042] 振蕩脈衝波Q1和經由反相器產生的Q1的反向信號分別被第一 D觸發器和第二D 觸發器分頻，產生兩個分頻信號Q2和Q3。
[0043] 第三比較器將FB的電壓波形與閾值（Vref-Voff)相比較，產生邏輯控制信號 VFBHigh。當FB比閾值（Vref-Voff)低時，VFBHigh為低，第一三輸入與門AND1和第二三 輸入與門AND2的輸出第一脈衝振蕩信號CLK1和第二脈衝振蕩信號CLK2為低；當FB比閾 值（Vref-Voff)高時，VFBHigh為低，第一三輸入與門AND1的輸出第一脈衝振蕩信號CLK1 為Q1和Q2的與，第二三輸入與門AND2的輸出第二脈衝振蕩信號CLK2為Q1和Q3的與。
[0044] 進一步地，線或單元U3的具體實現方式如圖7所示，線或單元U3包括：線或單元 包括第一運算放大器、第二運算放大器、第一 NM0S管匪1、第二NM0S管匪2、第三電流源13 和第四電流源14。
[0045] 第一運算放大器的正向輸入端接入第一米樣電壓信號VFBA，第一運算放大器的負 向輸入端與第一 NM0S管匪1的源極相接經由第三電流源13接地，第二運算放大器的正向 輸入端接入第二採樣電壓信號VFBB，第二運算放大器的負向輸入端與第二NM0S管匪2的源 極相接經由第四電流源14接地，第一 NM0S管匪1的漏極和第二NM0S管匪2的漏極分別接 電源，第一 NM0S管匪1的源極和第二NM0S管匪2的源極相接並作為線或單元U3的輸出第 三採樣電壓信號VFBC。
[0046] 第一運算放大器的負向輸入端與第一 NM0S管匪1的源極短接形成增益為1的放 大器，正向輸入端與圖3中的第一米樣電壓信號VFBA相連。運算放大器驅動由第一 NM0S 管匪1和第三電流源13構成的甲類放大器。
[0047] 同樣，第二運算放大器的負向輸入端與第二NM0S管匪2的源極短接形成增益為1 的放大器，正向輸入端與圖3中的第二採樣電壓信號VFBB相連。運算放大器驅動由第二 NM0S管NM0S管匪2和第四電流源14構成的甲類放大器。
[0048] 第一 NM0S管匪1和第三電流源13構成的甲類放大器具有較大的高電平驅動能 力，和受第三電流源13限制的低電平驅動能力，第二NM0S管匪2和第四電流源14構成的甲 類放大器同樣具有較大的高電平驅動能力，和受第四電流源14限制的低電平驅動能力。如 圖7所示，當NM1和NM2的源極短接到一起並連接到VFBC時，VFBC的電壓由VFBA和VFBB 的最高電壓決定，這就是線或單元的"線或"功能。例如，當VFBA>VFBB時，NM1的柵極電壓 大於匪2的柵極電壓，那麼匪1的源極就會同時驅動電流源13和14,匪1導通，使得VFBC =VFBA，並且第二運算放大器的負向輸入端電壓等於VFBA大於VFBB，因此第二運算放大器 的輸出更低，使得匪2截止。反之當VFBB>VFBA時，匪2的柵極電壓大於匪1的柵極電壓， 那麼匪2的源極就會同時驅動電流源13和14,匪2導通，使得VFBC = VFBB，並且第一運算 放大器的負向輸入端電壓等於VFBB大於VFBA，因此第一運算放大器的輸出更低，使得匪1 截止。
[0049] 本發明實施例提出一種在去磁時間結束前對輸出電壓進行米樣的電路，其中包 括：振蕩器產生兩個脈衝振蕩信號分別控制兩個採樣保持單元，這兩個採樣保持單元分別 對輸出電壓進行採樣得到兩個採樣信號，該兩個採樣信號再通過線或單元得到第三採樣電 壓信號，第三採樣電壓信號再通過一個採樣保持單元得到對輸出電壓進行採樣的最終採樣 電壓，從而使得控制晶片在任何負載條件下都能對輸出電壓進行比較精確的檢測。
[0050] 以上所述的【具體實施方式】，對本發明的目的、技術方案和有益效果進行了進一步 詳細說明，所應理解的是，以上所述僅為本發明的【具體實施方式】而已，並不用於限定本發明 的保護範圍，凡在本發明的精神和原則之內，所做的任何修改、等同替換、改進等，均應包含 在本發明的保護範圍之內。
【權利要求】
1. 一種交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路，其特徵在於，所述電路包括： 振蕩器，用於產生第一脈衝振蕩信號和第二脈衝振蕩信號； 第一採樣保持單元，與所述振蕩器相連接，用於接收所述第一脈衝振蕩信號，當所述第 一脈衝振蕩信號為高電平時米樣所述輸出電壓信號，得到第一米樣電壓信號； 第二採樣保持單元，與所述振蕩器相連接，用於接收所述第二脈衝振蕩信號，當所述第 二脈衝振蕩信號為高電平時採樣所述輸出電壓信號，得到第二採樣電壓信號； 線或單元，分別與所述第一採樣保持單元和第二採樣保持單元相連接，用於接收所述 第一米樣電壓信號和所述第二米樣電壓信號並輸出第三米樣電壓信號； 第三採樣保持單元，與所述線或單元相連接，用於接收並對所述第三採樣電壓信號進 行採樣得到第四採樣電壓信號。
2. 根據權利要求1所述的交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路，其特徵在於， 所述振蕩器包括第一電流源、第二電流源、第一開關、第二開關、電容、第一比較器、第二比 較器、第三比較器、RS觸發器、反相器、第一 D觸發器、第二D觸發器、第一三輸入與門和第 二三輸入與門； 所述第一電流源與所述第一開關相連並分別接入所述第一比較器的正向輸入端和所 述第二比較器的正向輸入端，所述電容連接於所述第一開關和所述第一比較器的正向輸入 端之間，所述第一比較器的負向輸入端接入第一比較閾值，所述第一比較器的輸出端與所 述RS觸發器的R端相連接，所述第二比較器的負向輸入端接入第二比較閾值，所述第二比 較器的輸出端與所述RS觸發器的S端相連接，所述RS觸發器的輸出端與所述第一D觸發器 相連接，所述RS觸發器的輸出端經由所述反相器後與所述第二D觸發器相連接，所述第一 D觸發器的輸出端、所述RS觸發器的輸出端和所述第三比較器的輸出端分別與所述第一三 輸入與門相連接，所述第二D觸發器的輸出端、所述RS觸發器的輸出端和所述第三比較器 的輸出端分別與所述第二三輸入與門相連接； 當所述第一開關閉合、所述第二開關斷開，所述第一電流源對所述電容進行充電，所述 電容兩端的電壓上升到所述第一比較閾值時，所述第一比較器輸出高電平使得所述RS觸 發器的輸出端被置為低電平，從而控制所述第一開關斷開、所述第二開關閉合，所述第二電 流源為所述電容放電，所述電容兩端的電壓下降到所述第二比較閾值時所述第二比較器輸 出高電平使得所述RS觸發器的輸出端被重置為高電平，從而控制所述第一開關閉合、所述 第二開關斷開。
3. 根據權利要求1所述的交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路，其特徵在於， 所述線或單元包括第一運算放大器、第二運算放大器、第一 NMOS管、第二NMOS管、第三電流 源、第四電流源和電源； 所述第一運算放大器的正向輸入端接入所述第一採樣電壓信號，所述第一運算放大 器的負向輸入端與所述第一 NMOS管的源極相接經由所述第三電流源接地，所述第二運算 放大器的正向輸入端接入所述第二採樣電壓信號，所述第二運算放大器的負向輸入端與所 述第二NMOS管的源極相接經由所述第四電流源接地，所述第一 NMOS管的漏極和所述第二 NMOS管的漏極分別接電源，所述第一 NMOS管的源極和所述第二NMOS管的源極相接並作為 所述線或單元的輸出端，從而輸出所述第三採樣電壓信號； 當所述第一採樣電壓信號大於所述第二採樣電壓信號時，所述第一 NMOS管的柵極電 壓大於所述第二MOS管的柵極電壓，所述第一 NMOS管的源極同時驅動所述第三電流源和所 述第四電流源使得所述第一 NM0S管導通第二NM0S管截止，使得所述第三採樣電壓信號等 於所述第一米樣電壓信號； 當所述第一採樣電壓信號小於所述第二採樣電壓信號時，所述第一 NM0S管的柵極電 壓小於所述第二M0S管的柵極電壓，所述第一NM0S管的源極同時驅動所述第三電流源和所 述第四電流源使得所述第一 NM0S管截止第二NM0S管導通，使得所述第三採樣電壓信號等 於所述第二米樣電壓信號。
4. 根據權利要求1所述的交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路，其特徵在於， 所述第一脈衝振蕩信號的相位和所述第二脈衝振蕩信號的相位相差半個周期。
5. 根據權利要求2所述的交流-直流轉換器中的輸出電壓動態採樣電路，其特徵在於， 所述第一比較閾值大於所述第二比較閾值。
【文檔編號】H02M3/335GK104143928SQ201410364898
【公開日】2014年11月12日 申請日期:2014年7月29日 優先權日:2014年4月21日
【發明者】郭越勇, 趙汗青 申請人:美芯晟科技（北京）有限公司