頻率誤差檢測裝置的製作方法
2023-05-10 10:59:31 2
專利名稱：頻率誤差檢測裝置的製作方法
技術領域：
這裡的實施例涉及無線通信的接收機中的頻率誤差檢測裝置。
背景技術：
廣播及通信區域中，以幀等的一定長度的塊單位進行數據傳送。接收機檢測傳送數據中以幀單位存儲的幀同步信號等的識別符，通過該幀同步進行幀單位的解調處理。例如，中國(中華人民共和國)地面數字廣播規格的DTMB(Digital TerrestrialMultimedia Broadcast)中，幀由幀體(以下為FB)和幀頭(以下為FH)構成。FB存儲了由調製的源數據流和系統信息組合的3780個符號。另外，ra存儲了偽隨機噪音序列(以下稱為PN序列)，作為用於識別幀的已知信號。DTMB具有3個ra長度作為ra，與該3個ra長度對應地具有第I 第3廣播模式。但是，存在以下技術輸入變換為頻域的接收信號作為接收機的接收信號，取得變換為該頻域的接收信號和插入頻域的已知信號的相關，求出距離基準值的變化量，從而檢測頻率誤差。另一方面，存在以下技術輸入變換為時域的接收信號作為接收機的接收信號，將變換為時域的接收信號變頻的同時將插入時域的已知信號變頻，推定該變頻的已知信號在傳送路徑受到的失真的影響，根據該推定值對接收信號進行頻率失真(頻率誤差)的補正。但是，DTMB中，如前述，通過將時域的接收信號變頻而作為頻域信號來檢測頻率的失真(誤差)的場合，需要與時域的已知信號的長度對應的變頻電路。DTMB中，作為時域的接收信號中的幀頭(FH)，準備了 3個(符號長度420、595、945)，在變頻利用的場合，需要與該3個信號對應的3個變頻電路和用於使符號長度3780的幀體(FB)變頻的一個變頻電路合計至少4種變頻電路，存在電路規模大的問題。
發明內容
本發明解決的課題是提供頻率誤差檢測裝置，其通過將時域的接收信號變頻而作為頻域信號來檢測頻率的失真(誤差)的場合，變頻電路小即可，可減小電路規模。 實施例的頻率誤差檢測裝置，其特徵在於，包括已知信號提取電路，對插入周期變化的已知信號的接收信號提取已知信號；第I分散配置電路，將上述已知信號提取電路提取的已知信號在固定區間中分散配置；第I變頻電路，將上述第I分散配置電路的輸出變頻，變換為頻域信號；第I延遲檢波電路，通過對上述第I變頻電路的輸出即頻域信號進行延遲檢波，算出鄰接頻率分量間的相位變動量；序列發生電路，發生與上述周期變化的上述 已知信號相同的序列;第2分散配置電路，將上述序列發生電路發生的已知信號在固定區間中分散配置;第2變頻電路，將上述第2分散配置電路的輸出變頻，變換為頻域信號；第2延遲檢波電路，通過對上述第2變頻電路的輸出即頻域信號進行延遲檢波，算出鄰接頻率分量間的相位變動量；相關運算電路，輸出上述第I延遲檢波電路的輸出和上述第2延遲檢波電路的輸出的相關值；峰值檢測電路，檢測上述相關值中一個以上電力大的峰值，算出從基準值的差，作為頻率誤差輸出。根據上述構成的頻率誤差檢測裝置，通過將時域的接收信號變頻而作為頻域信號來檢測頻率的失真(誤差)的場合，變頻電路小即可，可減小電路規模。
圖I是本發明的第I實施例的頻率誤差檢測裝置的方框圖。圖2A及B是DTMB的幀構成和幀頭構成的圖。圖3是幀頭的變動的示圖。 圖4A及B是分散配置電路的處理的說明圖。圖5是相關運算電路的處理的說明圖。圖6是DTMB的第I廣播模式中的幀構成和!7H的變動及該變動時的已知信號(接收PN序列)的提取處理的說明圖。圖7A D是接收PN序列的分散配置的優點的說明圖。圖8是不將接收PN序列分散配置而變頻時的頻率特性H和以分散配置的狀態變頻時的頻率特性I的說明圖。圖9A及B是接收PN序列的延遲檢波後(相關運算前)的頻率特性和參照信號的延遲檢波後(相關運算前)的頻率特性的一例的說明圖。圖10是根據時間的偏差算出頻率誤差的方法的說明圖。圖11是本發明的第2實施例的頻率誤差檢測裝置的方框圖。
具體實施例方式本發明實施例的頻率誤差檢測裝置具備已知信號提取電路、第I分散配置電路、第I變頻電路、第I延遲檢波電路、序列發生電路、第2分散配置電路、第2變頻電路、第2延遲檢波電路、相關運算電路、峰值檢測電路。已知信號提取電路，對插入周期變化的已知信號的接收信號提取已知信號。第I分散配置電路，將上述已知信號提取電路提取的已知信號在固定區間中分散配置。第I變頻電路，將上述第I分散配置電路的輸出變頻，變換為頻域信號。第I延遲檢波電路，通過對上述第I變頻電路的輸出即頻域信號進行延遲檢波，算出鄰接頻率分量間的相位變動量。序列發生電路，發生與上述周期變化的上述已知信號相同的序列。第2分散配置電路，將上述序列發生電路發生的已知信號在固定區間中分散配置。第2變頻電路，將上述第2分散配置電路的輸出變頻，變換為頻域信號。第2延遲檢波電路，通過對上述第2變頻電路的輸出即頻域信號進行延遲檢波，算出鄰接頻率分量間的相位變動量。相關運算電路，輸出上述第I延遲檢波電路的輸出和上述第2延遲檢波電路的輸出的相關值。峰值檢測電路，檢測上述相關值中一個以上電力大的峰值，算出從基準值的差，作為頻率誤差輸出。以下，參照
本發明的實施例。本發明的實施例中，說明頻率誤差檢測裝置，其用於提取接收信號所包含的時域的已知信號，將此時域的已知信號變頻，對該變頻的已知信號進行與變頻的已知的參照信號的相關運算，根據相關值距離基準值的偏差檢測接收信號的頻率誤差。以下，以DTMB為例進行說明。
[第I實施例]圖I是本發明的第I實施例的頻率誤差檢測裝置的方框圖。本實施例中，說明DTMB中的接收機中採用的頻率誤差檢測裝置。圖I所示第I實施例的頻率誤差檢測裝置100具備接收信號的輸入端子101、已知信號提取電路102、第I分散配置電路103、第I變頻電路104、第I延遲檢波電路105、序列發生電路111、第2分散配置電路112、第2變頻電路113、第2延遲檢波電路114、相關運算電路106、峰值檢測電路107、頻率誤差信號的輸出端子120和模式判別電路115。已知信號提取電路102，對插入周期變化的已知信號的接收信號提取已知信號。第I分散配置電路103，將已知信號提取電路102提取的已知信號在固定區間中分散配置。第I變頻電路104，將第I分散配置電路103的輸出變頻，變換為頻域信號。第I延遲檢波電路105，通過對第I變頻電路104的輸出即頻域信號進行延遲檢波，算出鄰接頻率分量間的相位變動量。序列發生電路111，發生與上述周期變化的上述已知信號相同的序列。第2分散配置電路112，將序列發生電路111發生的已知信號在固定區間中分散配置。第2變頻電路113，將第2分散配置電路112的輸出變頻，變換為頻域信號。第2延遲檢波電路114，通過對第2變頻電路113的輸出即頻域信號進行延遲檢波，算出鄰接頻率分量間的相位變動量。相關運算電路106，輸出第I延遲檢波電路105的輸出和第2延遲檢波電路114的輸出的相關值。峰值檢測電路107，檢測來自相關運算電路106的相關值中一個以上電力大的峰
值，算出從基準值的差，作為頻率誤差輸出。圖2A及圖2B表示DTMB中的接收信號的幀構成和該幀的幀頭(FH)的構成。圖2A表示接收信號的幀構成，圖2B表示圖2A的幀的幀頭的放大的構成。作為廣播信號，如圖2A，連續地發送多個幀。接收信號是周期地插入已知信號的幀構成的信號。DTMB的幀由幀頭(FH)和幀體(FB)構成，在FH插入用於識別幀的已知信號(PN序列)。而且，的特徵為前半部分的序列的一部分Q和後半部分的序列的一部分R由PN序列的循環擴展構成。Q和Q』相同，R和R』也相同。另外，DTMB中，具有與作為時域的接收信號中的幀頭(FH)的3個符號長度420、595,945對應的第I、第2、第3廣播模式。在該第I、第2、第3廣播模式中的3個不同長度的FH分別插入的已知信號(PN序列)具有符號長度255、595、511。其中的第2廣播模式具有與FH和其所包含的PN序列相同的長度(即，符號長度595)。這第I、第2、第3廣播模式中除了第2廣播模式的第I、第3廣播模式中，插入!7H的PN序列對於連續地接收的規定數的幀，逐個幀地以一定的規則在FH範圍內變動位置(稱為變動)。以下的說明中，以3個廣播模式中的第I廣播模式(ra長為420)作為具體例進行說明。圖3是ra變動中的PN序列的移動的情形。ra變動是圖2B所示PN序列如圖3那樣逐個幀地以固有的變化量左右移動。變化量以某幀編號(記為fr#)為邊界變少，在幀周期內，變化量返回O。根據該變動模式可識別幀。一般地說，幀編號fr#若設為0 M，則最大的幀編號M在3個廣播模式中都不同。第I廣播模式0 長420)中，M = 224。 關於第I廣播模式(ra長為420的場合)，將由幀編號fr#0 224的225個的幀數形成的期間稱為超級幀。圖3的例中，PN序列從fr#0開始逐漸移動，在fr#112處成為從基準偏移最多的狀態，在fr#224中，返回最初的幀編號fr#0的位置。fr#224和fr#0的內容相同，從而，fr#224和fr#0由2幀相同的PN序列發送。這裡，說明模式判別電路115。本實施例的構成中，設置判別第I 第3的3個廣播模式的模式判別電路115。模式判別電路115與判別的廣播模式對應，控制已知信號提取電路102、第I分散配置電路103、序列發生電路111、第2分散配置電路112及峰值檢測電路107，與廣播模式相應地進行接收的接收信號的頻率誤差檢測。例如分散配置時，需要廣播模式的信息，因此，可以在先判定廣播模式後檢測頻率誤差。頻率誤差的檢測和廣播模式的判定無法同時進行。作為模式判別電路115的判定方法，例如，在時域用接收信號的已知信號和參照信號(3個)取得相關，將相關值最高的模式判定為廣播模式的方法。從而，可接收3個廣播模式的廣播信號的接收機中採用的頻率誤差檢測裝置中，通過模式判別電路，可自動判別廣播信號的廣播模式，進行與判別的廣播模式對應的頻率誤差檢測。接著，說明圖I的動作。圖I中，接收信號輸入已知信號提取電路102，提取接收PN序列。提取的PN序列輸入分散配置電路103。分散配置電路103將圖4A所示接收PN序列在圖4B所示變頻區間(PN序列長以上的區間)分散配置並輸出。這裡，變頻區間是PN序列長以上的固定區間，本實施例中，設為與符號長度3780的幀體(FB)變頻時使用的變頻電路(圖示省略)的變頻區間相同的區間。圖4A及圖4B表示將接收PN序列分割為N個(N是例如與PN序列長相同的符號數)，在未圖示FB用的變頻電路中的變頻區間內分散配置的例子。如圖4B所示，將圖4A所示N個符號組成的PN序列以一個符號單位在變頻區間均等分散。為第I廣播模式時，N是255符號。變頻區間對於任一廣播模式，都固定為例如FB用的變頻器的變換區間即符號數3780。從而，變頻區間內分散配置的PN序列的間隔因廣播模式而異。
關於N個符號的接收PN序列在變頻區間內以符號單位分散配置時分散的符號和符號之間的內插方法，可採用以固定值埋入的方法、以隨機序列值埋入的方法、拷貝由已知信號提取電路提取的已知信號的數據的方法等。這樣，通過分散配置，即使在由比PN序列長更長的變頻器變頻時(例如FB用的變頻電路(圖示省略)中的變頻區間)，也可以抑制不連續點(參照後述圖7B)導致的不需要的高頻分量。第I變頻電路104對分散配置的接收PN序列採用FFT、DFT等的算法，將時域信號變換為頻域信號並輸出。第I延遲檢波電路105算出並輸出分散配置後變換為頻域的接收PN序列的鄰接載波間的相位差。第I延遲檢波電路105輸出的鄰接載波間的相位差在接收PN序列相對於基準信號(PN序列)存在頻率誤差的場合，該相位差本身變得不同於基準的相位差而輸 出。另一方面，序列發生電路111發生與接收!7H的PN序列同一的PN序列，作為參照信號輸出。第2分散配置電路112採用與接收信號的已知信號的場合同樣的方法，將參照信號在變頻區間分散配置並輸出。第2變頻電路113對分散配置的參照信號採用FFT、DFT等的算法，將時域信號變換為頻域信號並輸出。第2延遲檢波電路114算出並輸出分散配置後變換為頻域的參照信號的鄰接載波間的相位差。該參照信號的鄰接載波間的相位差也可以預先計算並保存利用。相關運算電路106算出並輸出接收PN序列的相位差和參照信號的相位差的相關值。圖5表示相關運算電路的構成及處理。相關運算電路106具備保持參照信號Sr的多個採樣值的序列保持部116 ;將接收PN序列Sc逐個採樣地移動的同時進行保持的序列保持部117 ;將構成序列保持部116的m個寄存器部al am的各採樣值和構成序列保持部117的m個寄存器部bl bm的各採樣值進行對應相乘的m個乘法器Ml Mm ;將乘法器Ml Mm的m個乘法結果相加而作為相關值輸出的加法器118。另外，接收PN序列側的延遲檢波輸出、參照信號側的延遲檢波輸出及相關值都作為頻域的值而獲得。圖5所示的數據Sc、Sr成為變頻後的波形。接收PN序列、參照信號分別變換為頻域後，在進一步延遲檢波後，在頻域進行相關運算。該構成中，相關運算電路106將接收PN序列Sc逐個採樣地移動的同時，通過進行與參照信號Sr的積和運算，獲得相關值。箭頭119表示移動方向。峰值檢測電路107檢測一個以上具有比相關值強的電力的峰值，根據與成為基準的峰值位置0的差T算出頻率誤差。在峰值位置0處，接收PN序列和參照信號無頻率誤差，兩者一致時，出現峰值。兩者存在頻率誤差的場合，相對於圖5所示Sr，從Sc偏移的狀態移動到對Sc逐一採樣的某固定的量(最大移動量)為止。可通過最大移動量檢測的最大的頻率誤差變化。逐一採樣地移動的同時，測定峰值成為最大為止的移動量t。通過運算該測定的移動量T的倒數，可算出頻率誤差。這裡，將接收PN序列Sc以一個採樣量移動時的頻率誤差量因每廣播模式而異。接著，參照圖6 圖10，進一步以由圖I 圖5的構成中分散配置獲得的優點為中心進行說明。
圖6說明DTMB的第I廣播模式O7H長=420符號，PN序列長x = 255符號)中的幀構成和FH的變動及該ra變動時的已知信號(接收PN序列)的提取處理。關於幀體FB的長度，為第I 第3廣播模式共用的3780符號。成為圖2B所示循環擴展的構成，因此，在ra的範圍內即使接收PN序列如圖3所示地變動，如將接收PN序列的提取範圍設定在圖6所示ra長的中央，則也可以提取PN序列。即，若圖6所不PN序列的提取範圍設定在FH長的中央,最初的巾貞的PN序列(用符號FHO表示)配置在ra長的中央位置，則即使從該位置使PN序列如符號rai所示左移動，或者如符號FH2所示右移動，由於如圖2B所示，在PN序列的左右兩側循環擴展的序列部分都同時移動，因此，PN序列及其循環擴展序列部分只要在上述提取範圍內存在，就可以可靠地提取與PN序列等價的序列。圖7A表示不將提取的接收PN序列X分散配置，而將該接收PN序列x的符號數據在FB用的變頻電路的變頻區間(符號長3780)從其開頭分配時的、從變頻後看的變頻前的 序列。該場合，圖7A所示接收PN序列X是255的長度，3780-255 ( = 3525)的期間成為無數據的期間，因此，用固定值0內插。這樣，如不將接收PN序列X分散配置，則在有數據期間和無數據期間(固定值0的期間)之間產生不連續點。圖7B中，為了視覺上容易理解不連續點，用正弦波表示有數據的期間。實際上，圖7B的波形成為PN序列，因此成為0或I的2值。圖7B的波形與從變頻後看的變頻前的波形相當，存在不連續點e、g、h。圖7C表示將接收PN序列相對於FB用的變頻電路的變頻區間(符號長3780)分散配置的狀態。圖7D表示將圖7C的分散配置狀態的PN序列用兼用作FB用的變頻電路變頻後的波形，是從其變頻後看的變頻前的波形。圖7D的二點劃線所示包絡線的波形中，圖7B的波形出現的不連續點e、g、h(尤其是圖7B所示的幀和幀的各周期間的不連續點g)消失，成為平滑的波形。圖8表示未分散配置而變頻時(圖7A及圖7B)的變頻後的頻率特性H和以分散配置狀態變頻時(圖7C及圖7D)的變頻後的頻率特性I。橫軸為頻率f，縱軸為電力P。在從接收PN序列X未分散配置時的變頻後看的變頻前的波形中，如存在不連續點(參照圖7B)則變頻後在本來的信號產生不需要的高頻分量(圖8的符號H)。反之，從變頻後看的變頻前的波形如圖7D所示，不存在不連續點而形成平滑，這意味著變頻後的波形(圖8的符號I)中不需要的高頻分量降低。圖9A表不接收PN序列的延遲檢波後(即相關運算如)的頻率特性，圖9B表不參照信號的延遲檢波後(即相關運算前)的頻率特性。 延遲檢波後的接收PN序列的頻率特性(圖9A)和參照信號的頻率特性(圖9B)的兩者若不存在頻率誤差，則在該兩者間進行圖5所示的相關運算(積和運算)後，在圖10所示時間軸上，在時間0處形成峰值P1。如圖9A及圖9B，相對於全部相同頻率特性的狀態，如圖5所示，接收PN序列Sc相對於參照信號SR產生頻率誤差的狀態下，使接收PN序列Sc逐一採樣地移動(到最大峰值為止需要移動量tl)而獲得峰值P2的場合，將來自如圖10所示位置0的移動量Tl測定為採樣偏差，可根據它算出頻率誤差。由於在對相對於3個廣播模式的不同FH長(或PN序列長)而預先確定的一種變頻電路的變頻區間分散配置，因此可以由一個變頻電路進行處理。根據第I實施例，不依存已知信號的長度就可以以一種變頻電路檢測頻率誤差，因此電路規模削減的效果大。本實施例中，使用例如FB長3780的FB用的變頻電路，進行比其短的確定的固定區間(例如255符號區間)的PN序列的變頻。在該變頻時，前先進行的分散配置作為防止因對變動的PN序列提取某確定的固定區間X而產生不連續點的情況的對策而進行。補充地說，在FH變動的場合，在提取的固定區間X提取的序列逐幀而異。另一方面，參照信號固定(例如圖3所示fr#0的255符號的區間)。若x以圖2B的方式由循環擴展生成，可以以保持連續性的方式變頻，則變頻後的X通過僅僅使變頻後的參照信號相位移動就可以作為相同信號處理。分散配置為了以保持上述的連續性的方式變頻而進行。從而，即使幀編號未知且存在FH的變動，也可以檢測頻率誤差。[第2實施例]圖11是本發明的第2實施例的頻率誤差檢測裝置的方框圖。
圖11所示頻率誤差檢測裝置100A相對於圖I的構成，不同點在於還具備振幅壓 制電路108、平均化電路109、輸出選擇電路110。振幅壓制電路108設置在第I變頻電路104和第I延遲檢波電路105之間，與根據第I變頻電路104的輸出即頻域信號算出的閾值比較，壓制信號的振幅，向第I延遲檢波電路105輸出。振幅壓制電路108例如從變換為頻域的接收PN序列的平均電力算出閾值，壓制超過閾值的瞬時電力的載波。壓制方法可利用以閾值削減的方法和設為0的方法。平均化電路109設置在第I延遲檢波電路105和相關運算電路106之間，將第I延遲檢波電路105的輸出按幀單位平均化，向相關運算電路106輸出。平均化電路109例如將第I延遲檢波電路105的輸出用幀單位進行2幀以上平均化後輸出。輸出選擇電路110從來自峰值檢測電路107的、不同時間的接收信號檢測的2個以上的頻率誤差選擇並輸出。輸出選擇電路110例如預先存儲對多個幀算出的頻率誤差，從其中選擇作為最終輸出而輸出的頻率誤差。作為選擇方法，可考慮從多個頻率誤差中選擇頻度最高的頻率誤差的方法或者在連續獲得規定次數相同頻率誤差的時刻選擇該頻率誤差的方法。根據第2實施例，通過增加振幅壓制電路，可除去單一頻率的連續波產生的幹擾(Cff幹擾)等的幹擾波，因此可以提高頻率誤差的檢測精度。通過增加平均化電路，可除去作為隨機分量的噪聲，改善相關值所包含的SN比，因此可提聞頻率誤差的檢測精度。通過增加輸出選擇電路，即使在接收信號的接收品質惡劣的場合也可以從多次檢測的結果選擇最可靠的輸出，因此可以提高頻率誤差。另外，圖11中，表示了對圖I的裝置設置振幅壓制電路108、平均化電路109、輸出選擇電路110這3個電路的構成，但是，即使是對圖I的裝置設置這3個電路中的至少一個的構成，也可以獲得提高頻率誤差的檢測精度的效果。雖然說明本發明的幾個實施例，但是這些實施例只是作為例示，而不是限定發明的範圍。這些新實施例可以各種各樣的形態實施，在不脫離發明的要旨的範圍，可進行各種省略、置換、變更。這些實施例及其變形也是發明的範圍、要旨所包含的，同時也是權利要求的範圍所述的發明及其均等的範圍所包含的。
權利要求
1.ー種頻率誤差檢測裝置，其特徵在於，包括 已知信號提取電路，對插入周期變化的已知信號的接收信號提取已知信號； 第I分散配置電路，將上述已知信號提取電路提取的已知信號在固定區間中分散配置； 第I變頻電路，將上述第I分散配置電路的輸出變頻，變換為頻域信號； 第I延遲檢波電路，通過對上述第I變頻電路的輸出即頻域信號進行延遲檢波，算出鄰接頻率分量間的相位變動量； 序列發生電路，發生與上述周期變化的上述已知信號相同的序列； 第2分散配置電路，將上述序列發生電路發生的已知信號在固定區間中分散配置； 第2變頻電路，將上述第2分散配置電路的輸出變頻，變換為頻域信號； 第2延遲檢波電路，通過對上述第2變頻電路的輸出即頻域信號進行延遲檢波，算出鄰接頻率分量間的相位變動量； 相關運算電路，輸出上述第I延遲檢波電路的輸出和上述第2延遲檢波電路的輸出的相關值； 峰值檢測電路，檢測上述相關值中ー個以上電カ大的峰值，算出從基準值的差，作為頻率誤差輸出。
2.權利要求I所述的頻率誤差檢測裝置，其特徵在於，至少包括以下電路之一 振幅壓制電路，設置在上述第I變頻電路和上述第I延遲檢波電路之間，與根據上述第I變頻電路的輸出即頻域信號算出的閾值比較，壓制信號的振幅，向上述第I延遲檢波電路輸出； 平均化電路，設置在上述第I延遲檢波電路和上述相關運算電路之間，將上述第I延遲檢波電路的輸出按幀單位平均化，向上述相關運算電路輸出； 輸出選擇電路，從來自上述峰值檢測電路的、不同時間的上述接收信號檢測的2個以上的上述頻率誤差選擇並輸出。
3.權利要求I所述的頻率誤差檢測裝置，其特徵在幹， 上述第I分散配置電路及第2分散配置電路將分散配置的已知信號間的區間用固定值內插，或者用隨機序列內插，或者複製上述已知信號提取電路提取的已知信號進行內插。
4.權利要求2所述的頻率誤差檢測裝置，其特徵在幹， 上述振幅壓制電路根據與上述閾值比較的結果，通過削減信號的振幅或者設為O來壓制振幅。
5.權利要求2所述的頻率誤差檢測裝置，其特徵在幹， 上述輸出選擇電路從2個以上的上述頻率誤差輸出頻度最多的上述頻率誤差，或者輸出以規定次數以上連續檢測為相同的上述頻率誤差的上述頻率誤差。
6.權利要求I所述的頻率誤差檢測裝置，其特徵在幹， 上述第I變頻電路兼用作用於將上述接收信號所包含的數據信號變頻的數據用的變頻電路， 上述固定區間是數據用的上述變頻電路的變頻區間。
7.權利要求I所述的頻率誤差檢測裝置，其特徵在幹， 還包括判別多個廣播模式的模式判別電路，與判別的廣播模式對應進行接收信號的頻率 誤差檢測。
全文摘要
提供一種頻率誤差檢測裝置。根據實施例，包括已知信號提取電路，從接收信號提取已知信號；分散配置電路，將已知信號在固定區間中分散配置；變頻電路，將該分散輸出變換為頻域信號；延遲檢波電路，對該頻域信號延遲檢波，算出相位變動量；序列發生電路，發生與上述已知信號相同的序列；分散配置電路，將該已知信號在固定區間中分散配置；變頻電路，將該分散輸出變換為頻域信號；延遲檢波電路，對該頻域信號延遲檢波，算出鄰接頻率分量間的相位變動量；相關運算電路，在2個延遲檢波輸出間獲得相關值；峰值檢測電路，檢測相關值中一個以上電力大的峰值，獲得從基準值的頻率誤差。
文檔編號H04L27/00GK102694572SQ20111027848
公開日2012年9月26日 申請日期2011年9月19日 優先權日2011年3月25日
發明者古川達久, 笹原翔一 申請人:株式會社 東芝