使用時分多路復用導頻在廣播ofdm系統中的同步的製作方法

2023-05-10 10:26:01 4

專利名稱：：使用時分多路復用導頻在廣播ofdm系統中的同步的製作方法
技術領域：
：本發明大體上涉及數據通信，且更明確地說涉及使用正交頻分多路復用(OFDM)在無線廣播系統中的同步。
背景技術：
：OFDM為一種將整個系統帶寬有效地分割為多個(N)正交頻率子帶的多載波調製技術。這些子帶還稱為音調、子載波、頻段及頻率信道。在OFDM情況下，每一子帶與可用數據調製的相應子載波相關聯。在OFDM系統中，如下描述，發射器處理數據以獲得調製符號，且進一步對調製符號執行OFDM調製以產生OFDM符號。發射器接著調節OFDM符號並經由通信信道發射OFDM符號。OFDM系統可使用藉以在幀中發射數據的發射結構，其中每一幀具有特定持續時間。可在每一幀的不同部分中發送不同類型數據(例如，業務/包數據、開銷/控制數據、導頻等)。導頻一般指通過發射器及接收器兩者先驗地已知的數據及/或發射。接收器通常需要獲得精確的幀及符號計時以便適當地恢復由發射器發送的數據。舉例來說，接收器可能需要知曉每一幀的開始以便適當地恢復在幀中發送的不同類型數據。接收器通常並不知曉由發射器發送每一OFDM符號的時間，也不知曉由通信信道引入的傳播延遲。接收器接著將需要查明經由通信信道接收的每一OFDM符號的計時，以便對所接收OFDM符號適當地執行互補OFDM解調。同步指由接收器執行以獲得幀及符號計時的過程。接收器還可執行例如頻率誤差估計的其它任務作為同步的一部分。發射器通常花費系統資源以支持同步，且接收器也消耗資源以執行同步。由於同步為數據發射所需要的開銷，所以需要最小化由發射器及接收器兩者用於同步的資源量。因此，在此項技術中需要在廣播OFDM系統中有效地實現同步的技術。此外，需要在具有各種數目的子載波(也稱為「子帶」(即，FFT大小)的OFDM系統內有效地實現同步，從而提供廣泛範圍的射頻及網絡部署的靈活性。
發明內容本文中描述用於在具有各種數目的子帶(即，FFT大小)的OFDM系統中使用時分多路復用(TDM)導頻實現同步的技術。在每一幀中(例如，在幀開始處)，發射器在子帶的第一集合上廣播或發射第一TDM導頻，繼之以在子帶的第二集合上廣播或發射第二TDM導頻。第一集合含有L1個子帶且第二集合含有L2個子帶，其中L1及L2各自為N個總子帶的一部分，且L2>Lp每一集合中的子帶可跨越N個總子帶均勻地分布，使得(1)第一集合中的L1個子帶由S1=Nzl1個子帶相等地隔開，且(2)第二集合中的L2個子帶由S2=N/L2個子帶相等地隔開。此導頻結構導致(1)第一TDM導頻的OFDM符號含有至少S1個等同「導頻1」序列，其中每一導頻1序列含有L1個時域樣本，及(2)第二TDM導頻的OFDM符號含有至少S2個等同「導頻2」序列，其中每一導頻2序列含有L2個時域樣本。發射器還可在每一幀的剩餘部分中發射經頻分多路復用(FDM)的導頻連同數據。具有兩個TDM導頻的此導頻結構良好地適用於廣播系統，但也可用於非廣播系統。接收器可基於第一TDM導頻及第二TDM導頻執行同步。接收器可處理第一TDM導頻以獲得幀計時及頻率誤差估計。接收器可基於第一TDM導頻的不同導頻1序列之間的延遲相關來計算檢測量度，將檢測量度與閾值進行比較，且基於比較結果宣告第一TDM導頻(且因此幀)的檢測。接收器還可基於導頻1序列獲得所接收OFDM符號中的頻率誤差的估計。接收器可處理第二TDM導頻以獲得符號計時及信道估計。接收器可基於第二TDM導頻的所接收OFDM符號導出信道脈衝響應估計，(例如，基於信道脈衝響應的信道抽頭的能量)檢測信道脈衝響應估計的開始，且基於檢測到的信道脈衝響應估計的開始而導出符號計時。接收器還可基於信道脈衝響應估計而導出N個總子帶的信道頻率響應估計。接收器可將第一及第二TDM導頻用於初始同步，且可將FDM導頻用於頻率及時間追蹤且用於更精確的信道估計。此外，本發明的方面能夠使用(例如)1K、2K及8Κ的FFT大小而進行操作以補充現有4ΚFFT大小。作為在這些OFDM系統中使用不同FFT大小的可能優點，4Κ或8Κ可用於VHF信道中的部署；4Κ或2Κ可用於L帶中的部署；2Κ或IK可用於S帶中的部署。然而，請注意，上述FFT大小僅為各種OFDM系統的說明性實例，且本發明並不限於僅1Κ、2Κ、4Κ及8ΚFFT大小。以下進一步詳細地描述本發明的各種方面。本發明的特徵及性質將在結合附圖閱讀時從以下闡述的詳細描述變得更顯而易見，在所述附圖中相同參考字符始終相應地識別，且其中圖1展示OFDM系統中的基站及無線裝置；圖2展示OFDM系統的超幀結構；圖3Α及3Β分別展示TDM導頻1及2的頻域表示；圖4展示發射(TX)數據及導頻處理器；圖5展示OFDM調製器；圖6Α及6Β展示TDM導頻1及2的時域表示；圖7展示同步及信道估計單元；圖8展示幀檢測器；圖9展示符號計時檢測器；圖IOA到圖IOC展示導頻20FDM符號的處理；圖11展示使用TDM及FDM導頻的導頻發射方案；以及圖12展示不同FFT大小的OFDM子帶之間的示範性對應。圖13展示各種FFT大小的TDM導頻2的時域表示。具體實施例方式詞「示範性」在本文中用以意味著「充當實例、例子或說明」。本文中描述為「示範性」的任何方面或設計不必解釋為較其它方面或設計為優選的或有利的。本文中所描述的同步技術可用於各種多載波系統且用於下行鏈路以及上行鏈路。下行鏈路(或前向鏈路)指從基站到無線裝置的通信鏈路，且上行鏈路(或反向鏈路)指從無線裝置到基站的通信鏈路。為了清楚起見，以下針對OFDM系統中的下行鏈路來描述這些技術。圖1展示OFDM系統100中的基站110及無線裝置150的框圖。基站110通常為固定站，且還可稱為基地收發器系統(basetransceiversystem，BTS)、接入點或某一其它術語。無線裝置150可為固定或移動的，且還可稱為用戶終端、移動臺或某一其它術語。無線裝置150還可為可攜式單元，例如，蜂窩式電話、手持式裝置、無線模塊、個人數字助理(PDA)等。在基站110處，TX數據及導頻處理器120接收不同類型數據(例如，業務/包數據及開銷/控制數據)，且處理(例如，編碼、交錯及符號映射)所接收數據以產生數據符號。如本文中所使用，「數據符號」為數據的調製符號，且「導頻符號」為導頻的調製符號，且調製符號為調製方案(例如，M-PSK、M-QAM等)的信號星座圖中的點的複合值。處理器120還處理導頻數據以產生導頻符號，且將數據及導頻符號提供到OFDM調製器130。如下描述，OFDM調製器130將數據及導頻符號多路復用於適當子帶及符號周期上，且進一步對經多路復用的符號執行OFDM調製以產生OFDM符號。發射器單元(TMTR)132將OFDM符號轉換為一個或一個以上模擬信號，且進一步調節(例如，放大、濾波及增頻轉換)模擬信號以產生經調製信號。基站110接著在系統中將經調製信號從天線134發射到無線裝置。在無線裝置150處，來自基站110的發射信號由天線152接收，且提供到接收器單元(RCVR)154。接收器單元154調節(例如，濾波、放大及降頻轉換)所接收信號，並數位化經調節信號以獲得輸入樣本流。OFDM解調器160對輸入樣本執行OFDM解調以獲得所接收數據及導頻符號。OFDM解調器160還對具有信道估計(例如，頻率響應估計)的所接收數據符號執行檢測(例如，匹配濾波)以獲得所檢測數據符號，所述數據符號為由基站110發送的數據符號的估計。OFDM解調器160向接收(RX)數據處理器170提供所檢測數據符號。如下描述，同步/信道估計單元180從接收器單元154接收輸入樣本，且執行同步以確定幀及符號計時。單元180還使用來自OFDM解調器160的所接收導頻符號而導出信道估計。單元180向OFDM解調器160提供符號計時及信道估計，且可向RX數據處理器170及/或控制器190提供幀計時。OFDM解調器160使用符號計時來執行OFDM解調，且使用信道估計來對所接收數據符號執行檢測。RX數據處理器170處理(例如，符號解映射、解交錯及解碼)來自OFDM解調器160的所檢測數據符號，且提供經解碼數據。RX數據處理器170及/或控制器190可使用幀計時來恢復由基站110發送的不同類型數據。一般來說，由OFDM解調器160及RX數據處理器170進行的處理分別與在基站110處由OFDM調製器130及TX數據及導頻處理器120進行的處理互補。控制器140及190分別指導基站110及無線裝置150處的操作。存儲器單元142及192分別提供對由控制器140及190使用的程序碼及數據的存儲。基站110可向單一無線裝置發送點對點發射，向一群組無線裝置發送多播發射，向其覆蓋區域下的所有無線裝置發送廣播發射，或其任何組合。舉例來說，基站110可向其覆蓋區域下的所有無線裝置廣播導頻及開銷/控制數據。基站110可進一步向特定無線裝置發射用戶特定數據，向一群組無線裝置發射多播數據，及/或向所有無線裝置發射廣播數據。圖2展示可用於OFDM系統100的超幀結構200。可在超幀中發射數據及導頻，其中每一超幀具有預定持續時間。超幀還可稱為幀、時隙或某一其它術語。對於圖2中所示的方面，每一超幀包括用於第一TDM導頻(或「TDM導頻1」)的欄位212、用於第二TDM導頻(或「TDM導頻2」)的欄位214，用於開銷/控制數據的欄位216及用於業務/包數據的欄位218。四個欄位212到218在每一超幀中經時分多路復用，使得在任何給定時刻發射僅一個欄位。四個欄位還以圖2中所示的順序布置以有助於同步及數據恢復。在每一超幀中首先發射的欄位212及214中的導頻OFDM符號可用於檢測接著在超幀中發射的欄位216中的開銷OFDM符號。從欄位216獲得的開銷信息可接著用於恢復於最後在超幀中發射的欄位218中發送的業務/包數據。在一方面中，欄位212攜載TDM導頻1的一個OFDM符號，且欄位214還攜載TDM導頻2的一個OFDM符號。一般來說，每一欄位可具有任何持續時間，且欄位可以任何順序布置。在每一幀中周期性地廣播TDM導頻1及2，以有助於無線裝置進行同步。如下所述，開銷欄位216及/或數據欄位218還可含有用數據符號頻分多路復用的導頻符號。OFDM系統具有為BWMHz的整個系統帶寬，使用OFDM將所述整個系統帶寬分割為N個正交子帶。鄰近子帶之間的間距為BW/NMHz0關於N個總子帶，M個子帶可用於導頻及數據發射，其中MLpL2個子帶跨越N個總子帶均勻地分布，且由S2個子帶相等地隔開，其中S2=N/L2。舉例來說，N=4096，L2=2048，且S2=2。此外，其它值還可用於N、L2及S2。舉例來說，如下描述，可實施其它FFT大小(例如，1K、2K或8Κ)。TDM導頻2的此結構可在包括嚴格多路徑信道的各種類型信道中提供精確的符號計時。如下描述，無線裝置還可能能夠(1)以有效方式處理TDM導頻2，以在下一OFDM符號到達之前獲得符號計時，下一OFDM符號正好在TDM導頻2之後，及(2)向此下一OFDM符號應用符號計時。較小值用於L1,使得可用TDM導頻1校正較大頻率誤差。較大值用於L2,使得導頻2序列是較長的，其允許無線裝置從導頻2序列獲得較長信道脈衝響應估計。選擇TDM導頻1的L1個子帶，使得針對TDM導頻1而產生S1個等同導頻1序列。類似地，選擇TDM導頻2的L2個子帶，使得針對TDM導頻2而產生S2個等同導頻2序列。圖4展示基站110處的TX數據及導頻處理器120的一方面的框圖。在處理器120內，TX數據處理器410接收、編碼、交錯及符號映射業務/包數據，以產生數據符號。在一方面中，使用偽隨機數(PN)產生器420以產生TDM導頻1及2兩者的數據。PN產生器420可(例如)用15抽頭線性反饋移位寄存器(LFSR)來實施，所述15抽頭線性反饋移位寄存器(LFSR)實施產生器多項式g(x)=x20+x17+lo在此狀況下，PN產生器420包括(1)串聯耦合的20個延遲元件422a到422ο，及(2)耦合於延遲元件422η與422ο之間的加法器424。延遲元件422ο向延遲元件422a的輸入及向加法器424的一個輸入提供也被反饋回的導頻數據。PN產生器420可用TDM導頻1及2的不同初始狀態初始化(例如)為「11110000100000000000」(對於TDM導頻1)及「11110000100000000011」(對於TDM導頻2)。一般來說，任何數據可用於TDM導頻1及2。導頻數據可經選擇以減小導頻OFDM符號的峰值振幅與平均振幅之間的差(即，以最小化TDM導頻的時域波形的峰值_平均值變化)。TDM導頻2的導頻數據還可用用於擾亂數據的同一PN產生器產生。無線裝置了解用於TDM導頻2的數據，但不需要知曉用於TDM導頻1的數據。位-符號映射單元430從PN產生器420接收導頻數據，且基於調製方案將導頻數據的位映射到導頻符號。可對TDM導頻1及2使用相同或不同的調製方案。在一方面中，QPSK用於TDM導頻1及2兩者。在此狀況下，映射單元430將導頻數據分組為2位二進位值，且進一步將每一2位值映射到特定導頻調製符號。每一導頻符號為QPSK的信號星座圖中的複合值。如果QPSK用於TDM導頻，則映射單元430將TDM導頻1的2k個導頻數據位映射到L1個導頻符號，且進一步將TDM導頻2的2L2個導頻數據位映射到L2個導頻符號。多路復用器(Mux)440從TX數據處理器410接收數據符號，從映射單元430接收導頻符號，且從控制器140接收TDM_Ctrl信號。如圖2中所示，多路復用器440向OFDM調製器130提供每一幀的TDM導頻的1及2欄位的導頻符號及開銷的數據符號以及數據欄位。圖5展示基站110處的OFDM調製器130的一方面的框圖。符號-子帶映射單元510從TX數據及導頻處理器120接收數據及導頻符號，且基於來自控制器140的SubbancLMux_Ctrl信號而將這些符號映射到適當子帶上。在每一OFDM符號周期中，映射單元510在用於數據或導頻發射的每一子帶上提供一個數據或導頻符號且針對每一未使用子帶提供「零符號」(其是為零的信號值)。用零符號替代指定用於未使用的子帶的導頻符號。對於每一OFDM符號周期來說，映射單元510為N個總子帶提供N個「發射符號」，其中每一發射符號可為數據符號、導頻符號或零符號。離散傅立葉逆變換(IDFT)單元520接收每一OFDM符號周期的N個發射符號，用N點IDFT將N個發射符號變換到時域，且提供含有N個時域樣本的「經變換」符號。每一樣本為待在一個樣本周期中發送的複合值。如果N為二的冪，還可替代N點IDFT而執行N點快速傅立葉逆變換(IFFT)，其通常為所述狀況。並行-串行(P/S)轉換器530串行化每一經變換符號的N個樣本。循環前綴產生器540接著重複每一經變換符號的一部分(或C個樣本)以形成含有N+C個樣本的OFDM符號。循環前綴用以抗擊由通信信道中的長延遲擴散而引起的符號間幹擾(ISI)及載波間幹擾(ICI)。延遲擴散為在接收器處最早到達的信號例子與最遲到達的信號例子之間的時間差。OFDM符號周期(或簡單地「符號周期」)為一個OFDM符號的持續時間，且等於N+C個樣本周期。圖6A展示TDM導頻1的時域表示。TDM導頻1的OFDM符號(或「導頻10FDM符號」)由長度N的經變換符號及長度C的循環前綴構成。因為在由S1個子帶均勻隔開的L1個子帶上發送TDM導頻1的L1個導頻符號，且因為在剩餘子帶上發送零符號，所以TDM導頻1的經變換符號含有S1個等同導頻1序列，其中每一導頻1序列含有L1個時域樣本。每一導頻1序列還可通過對TDM導頻1的L1個導頻符號執行L1點IDFT而產生。TDM導頻1的循環前綴由經變換的符號的C個最右樣本構成，且插入於經變換符號的前部。導頻1的OFDM符號因此含有總計Si+C/Li個導頻1序列。舉例來說，如果N=4096，L1=128，S1=32且C=512，則導頻10FDM符號將含有36個導頻1序列，其中每一導頻1序列含有128個時域樣本。圖6B展示TDM導頻2的時域表示。TDM導頻2的OFDM符號(或「導頻20FDM符號」)也由長度N的經變換的符號及長度C的循環前綴構成。TDM導頻2的經變換的符號含有S2個等同導頻2序列，其中每一導頻2序列含有L2個時域樣本。TDM導頻2的循環前綴由經變換的符號的C個最右樣本構成，且插入於經變換符號的前部。舉例來說，如果N=4096，L2=2048，S2=2且C=512，則導頻20FDM符號將含有兩個完整導頻2序列，其中每一導頻2序列含有2048個時域樣本。TDM導頻2的循環前綴將含有導頻2序列的僅一部分。請注意，此方面以4K的FFT大小操作。然而，如下描述，可實施其它FFT大小(例如，1K、2K或8K)。圖7展示無線裝置150處的同步及信道估計單元180的一方面的框圖。在單元180內，幀檢測器710從接收器單元154接收輸入樣本，處理輸入樣本以檢測每一幀的開始，且提供幀計時。符號計時檢測器720接收輸入樣本及幀計時，處理輸入樣本以檢測所接收OFDM符號的開始，且提供符號計時。頻率誤差估計器712估計所接收OFDM符號中的頻率誤差。信道估計器730接收來自符號計時檢測器720的輸出，且導出信道估計。以下描述單元180中的檢測器及估計器。圖8展示幀檢測器710的一方面的框圖，所述幀檢測器710通過檢測來自接收器單元154的輸入樣本中的TDM導頻1而執行幀同步。為了簡化，以下描述假設通信信道為加性白色高斯噪聲(AWGN)信道。每一樣本周期的輸入樣本可表達如下rn=xn+wn,等式(1)其中η為樣本周期的索引；χη為在樣本周期η中由基站發送的時域樣本；rn為在樣本周期n中由無線裝置獲得的輸入樣本；及Wn為樣本周期η的噪聲。對於圖8中所示的方面，幀檢測器710用採用導頻10FDM符號的周期性質以用於幀檢測的延遲相關器來實施。在一方面中，幀檢測器710使用以下檢測量度以用於幀檢測formulaseeoriginaldocumentpage10等式(2)其中Sn為樣本周期η的檢測量度；「*」表示復共軛；及Iχ12表示χ的平方量值(squaredmagnitude)。等式(2)計算兩個連續導頻1序列中的兩個輸入樣本A與Il1之間的延遲相關，或A.=·η。此延遲相關在不需要信道增益估計情況下移除通信信道的效應，且進一步相干地組合經由通信信道接收的能量。等式(2)接著累加導頻1序列的所有L1個樣本的相關結果以獲得為複合值的經累加的相關結果cn。等式(2)接著導出樣本周期η的決策量度Sn作為Cn的平方量值。如果在用於延遲相關的兩個序列之間存在匹配，則決策量度Sn指示長度L1的一個所接收導頻1序列的能量。在幀檢測器710內，(長度1^的)移位寄存器812接收、存儲並移位輸入樣本{rn}，且提供已延遲L1個樣本周期的輸入樣本j。還可替代移位寄存器812而使用樣本緩衝器。單元816還接收輸入樣本，且提供經復共軛的輸入樣本Ir:}。對於每一樣本周期n，乘法器814使來自移位寄存器812的延遲輸入樣本。-L1與來自單元816的經復共軛的輸入樣本rn*相乘，且向(長度L1的)移位寄存器822及加法器824提供相關結果cn。小寫Cn表示一個輸入樣本的相關結果，且大寫Cn指示L1個輸入樣本的經累加的相關結果。移位寄存器822接收、存儲並延遲來自乘法器814的相關結果IcJ，且提供已延遲L1個樣本周期的相關結果tv^j。對於每一樣本周期n，加法器824接收寄存器826的輸出Clri並對寄存器826的輸出Clri與來自乘法器814的結果Cn求和，進一步減去來自移位寄存器822的延遲結果Q-L1，且將其輸出Cn提供到寄存器826。加法器824及寄存器826形成執行等式(2)中的求和運算的累加器。移位寄存器822及加法器824也經配置以執行L1個最近相關結果的連續(running)或滑動(sliding)求和。此通過對來自乘法器814的最近相關結果Cn求和且減去來自較早L1個樣本周期的由移位寄存器822提供的相關結果。-1^而實現。單元832計算來自加法器824的經累加輸出Cn的平方量值，且提供檢測量度Sn。後處理器834基於檢測量度Sn及閾值Sth檢測導頻10FDM符號的存在，且因此檢測超幀的開始，所述閾值Sth可為固定或可編程的值。幀檢測可基於各種準則。舉例來說，如果檢測量度Sn(I)超出閾值Sth，(2)保持於閾值Sth之上持續至少預定百分數的導頻10FDM符號持續時間，及(3)其後降到閾值Sth之下持續預定時間周期(一個導頻1序列)，則後處理器834可宣告導頻10FDM符號的存在。後處理器834可指示導頻10FDM符號的結束(表示為T。)作為檢測量度Sn的波形的後邊緣之前的預定數目的樣本周期。後處理器834還可設定導頻10FDM符號的結束處的幀計時信號(例如，為邏輯高)。可將時間T。用作用於處理導頻20FDM符號的粗略符號計時。頻率誤差估計器712估計所接收導頻10FDM符號的頻率誤差。此頻率誤差可歸因於各種源，例如，基站及無線裝置處的振蕩器的頻率差、都卜勒移位等。頻率誤差估計器712可產生每一導頻1序列(除最後導頻1序列外)的頻率誤差估計，如下formulaseeoriginaldocumentpage11等式(3)其中I^i為第1個導頻1序列的第i個輸入樣本；Arg(X)為χ的虛數分量與χ的實數分量的比率的反正切，或Arg(x)=arctan[Im(x)/Re(χ)]；Gd為檢測器增益，所述檢測器增益為formulaseeoriginaldocumentpage11；及Af1為第1個導頻1序列的頻率誤差估計。可檢測的頻率誤差的範圍可給定為formulaseeoriginaldocumentpage11其中fsamp為輸入樣本速率。等式(4)指示所檢測頻率誤差的範圍取決於導頻1序列的長度，且與導頻1序列的長度成反比關係。頻率誤差估計器712還可實施於後處理器834內，此是由於也可從加法器824獲得經累加的相關結果。可以各種方式使用頻率誤差估計。舉例來說，每一導頻1序列的頻率誤差估計可用以更新頻率追蹤環路，所述頻率追蹤環路試圖校正無線裝置處的任何所檢測頻率誤差。頻率追蹤環路可為鎖相環路(PLL)，其可調整在無線裝置處用於降頻轉換的載波信號的頻率。還可對頻率誤差估計求平均以獲得導頻10FDM符號的單一頻率誤差估計Af。此Af接著可在OFDM解調器160內的N點DFT之前或之後用於頻率誤差校正。對於可用以校正頻率偏移Δf(所述頻率偏移Δf為子帶間距的整數倍)的後DFT頻率誤差校正來說，來自N點DFT的所接收符號可被平移Δf個子帶，且可獲得每一可應用子帶k的經頻率校正的符號尾作為民=Rk+Af。對於預DFT頻率誤差校正來說，輸入樣本可經相位旋轉頻率誤差估計Δf，且接著可對經相位旋轉的樣本執行N點DFT。幀檢測及頻率誤差估計還可基於導頻10FDM符號以其它方式執行，且此是在本發明的範圍內。舉例來說，幀檢測可通過執行導頻10FDM符號的輸入樣本與在基站處產生的實際導頻1序列之間的直接相關而實現。直接相關提供每一強信號例子(或多路徑)的高相關結果。由於針對給定基站可獲得一個以上多路徑或峰值，所以無線裝置將對所檢測的峰值執行後處理以獲得計時信息。還可通過延遲相關與直接相關的組合而實現幀檢測。圖9展示符號計時檢測器720的一方面的框圖，所述符號計時檢測器720基於導頻20FDM符號執行計時同步。在符號計時檢測器720內，樣本緩衝器912從接收器單元154接收輸入樣本，且為導頻20FDM符號存儲L2個輸入樣本的「樣本」窗口。樣本窗口的開始單元910基於來自幀檢測器710的幀計時來確定。圖IOA展示導頻20FDM符號的處理的時序圖。幀檢測器710基於導頻10FDM符號提供粗略符號計時(表示為T。)。導頻20FDM符號含有長度L2的S2個等同導頻2序列(例如，在N=4096且L2=2048情況下，長度2048的兩個導頻2序列)。通過樣本緩衝器912收集L2個輸入樣本的窗口以用於開始於樣本周期Tw處的導頻20FDM符號。樣本窗口的開始從粗略符號計時延遲初始偏移OSinit,或Tw=Tc+0Sinit0初始偏移不需要為精確的，並經選擇以確保在樣本緩衝器912中收集到一個完整導頻2序列。還可選擇初始偏移，使得導頻20FDM符號的處理可在下一OFDM符號到達之前完成，從而使得從導頻20FDM符號獲得的符號計時可應用到此下一OFDM符號。返回參看圖9，DFT單元914對樣本緩衝器912所收集的L2個輸入樣本執行L2點DFT，且提供L2個所接收的導頻符號的L2個頻域值。如果樣本窗口的開始未與導頻20FDM符號的開始對準(即，Tw興Ts)，則信道脈衝響應經循環移位，其意味著信道脈衝響應的前部繞回後部。導頻解調單元916通過使每一導頻子帶k的所接收導頻符號Rk與所述子帶的已知導頻符號的復共軛Rk*相乘或Rk-Rk*而移除對L2個所接收導頻符號的調製。單元916還將未用子帶的所接收導頻符號設定為零符號。IDFT單元918接著對L2個導頻經解調符號執行L2點IDFT，且提供L2個時域值，所述時域值為基站110與無線裝置150之間的通信信道的脈衝響應的L2個抽頭。圖IOB展示來自IDFT單元918的L2抽頭信道脈衝響應。L2個抽頭中的每一者與所述抽頭延遲處的複合信道增益相關聯。信道脈衝響應可經循環移位，其意味著信道脈衝響應的尾部部分可繞回且出現於來自IDFT單元918的輸出的早期部分。返回參看圖9，符號計時搜索器920可通過搜索信道脈衝響應的能量中的峰值來確定符號計時。如圖IOB中所示，峰值檢測可通過滑動「檢測」窗口跨越信道脈衝響應來實現。可如下所描述確定檢測窗口大小。在每一窗口的開始位置處，計算降到檢測窗口內的所有抽頭的能量。圖IOC展示信道抽頭在不同的窗口開始位置處的能量的曲線。檢測窗口向右循環地移位，使得當檢測窗口的右邊緣觸及索引L2處的最後抽頭時，窗口繞回索引1處的第一抽頭。因此針對每一窗口開始位置收集相同數目個信道抽頭的能量。可基於系統的預期延遲擴散來選擇檢測窗口大小Lw。無線裝置處的延遲擴散為最早到達無線裝置處的信號分量與最遲到達無線裝置處的信號分量之間的時間差。系統的延遲擴散為系統中的所有無線裝置之間的最大延遲擴散。如果檢測窗口大小等於或大於系統的延遲擴散，則檢測窗口在經適當對準時，將捕獲信道脈衝響應的全部能量。檢測窗口大小Lff還可經選擇為不大於L2的一半(或Lw<L2/2)，以避免檢測信道脈衝響應的起點時的不定性。可通過以下步驟檢測信道脈衝響應的起點(1)確定全部L2個窗口開始位置之間的峰值能量，及(2)在多個窗口開始位置具有相同峰值能量情況下，識別具有峰值能量的最右窗口開始位置。還可對不同的窗口開始位置的能量求平均或進行濾波，以在噪聲信道中獲得信道脈衝響應的起點的較精確估計。在任何狀況下，信道脈衝響應的起點表示為TB，且樣本窗口的開始與信道脈衝響應的起點之間的偏移為Tre=TB-TW。一旦確定信道脈衝響應的起點TB，即可唯一地計算精細符號計時。參看圖10A，精細符號計時指示所接收OFDM符號的開始。精細符號計時Ts可用以精確且適當地放置每一後續接收的OFDM符號的「DFT」窗口。DFT窗口指示為每一所接收的OFDM符號收集的特定N個輸入樣本(來自N+C個輸入樣本中)。接著用N點DFT來變換DFT窗口內的N個輸入樣本以獲得所接收OFDM符號的N個所接收數據/導頻符號。需要針對每一所接收OFDM符號精確放置DFT窗口以便避免(1)來自先前或下一OFDM符號的符號間幹擾(ISI)，(2)信道估計的降級(例如，不適當DFT窗口放置可導致錯誤的信道估計)，(3)依賴於循環前綴的過程(例如，頻率追蹤環路、自動增益控制(AGC)等)中的誤差，及(4)其它有害效應。導頻20FDM符號還可用以獲得更精確的頻率誤差估計。舉例來說，可利用導頻2序列且基於等式(3)來估計頻率誤差。在此狀況下，對導頻2序列的L2個樣本(而非1^個樣本)執行求和。來自IDFT單元918的信道脈衝響應還可用以導出基站110與無線裝置150之間的通信信道的頻率響應估計。單元922接收L2抽頭信道脈衝響應，循環地移位信道脈衝響應使得信道脈衝響應的起點處於索引1處，在經循環移位的信道脈衝響應之後插入適當數目個零，以及提供N抽頭信道脈衝響應。DFT單元924接著對N抽頭信道脈衝響應執行N點DFT，且提供由N個總子帶的N個複合信道增益構成的頻率響應估計。OFDM解調器160可將頻率響應估計用於檢測後續OFDM符號中的所接收數據符號。還可以某一其它方式導出信道估計。圖11展示具有TDM及FDM導頻的組合的導頻發射方案。基站110可在每一超幀中發射TDM導頻1及2以有助於由無線裝置進行初始獲取。TDM導頻的開銷為兩個OFDM符號，其與超幀的大小相比較可為小的。基站還可在每一超幀中的剩餘OFDM符號中的全部、多數或一些中發射FDM導頻。對於圖11中所示的方面，在子帶的交替集合中發送FDM導頻，以便在偶數編號的符號周期中在子帶的一個集合上且在奇數編號的符號周期中在子帶的另一集合上發送導頻符號。每一集合含有足夠數目個(Lfdffl)子帶以支持信道估計及可能的由無線裝置進行的頻率及時間追蹤。每一集合中的子帶可跨越N個總子帶均勻地分布，且由Sfdffl=N/Lfdm個子帶均勻地隔開。此外，一個集合中的子帶可相對於另一集合中的子帶交錯排列或偏移，使得兩個集合中的子帶彼此交錯。作為一實例，N=4096,Lfdffl=512,Sfdffl=8，且兩個集合中的子帶可由四個子帶進行交錯排列。一般來說，任何數目個子帶集合可用於FDM導頻，且每一集合可含有任何數目個子帶及N個總子帶中的任一者。無線裝置可將TDM導頻1及2用於初始同步(例如，幀同步)、頻率偏移估計及精細符號計時獲取(從而適當放置用於後續OFDM符號的DFT窗口)。(例如)當第一次接入基站時、當第一次或在長的非活動周期之後接收或請求數據時、在首次通電時等，無線裝置可執行初始同步。如上所述，無線裝置可執行導頻1序列的延遲相關，以檢測導頻10FDM符號的存在且因此檢測超幀的起始。其後，無線裝置可使用導頻1序列來估計導頻1的OFDM符號中的頻率誤差且在接收導頻20FDM符號之前校正此頻率誤差。與使用數據OFDM符號的循環前綴結構的常規方法相比較，導頻10FDM符號允許估計較大的頻率誤差且允許更可靠地放置下一(導頻2)OFDM符號的DFT窗口的。導頻10FDM符號可因此為具有大的多路徑延遲擴散的地面無線電信道提供改進的性能。無線裝置可使用導頻2的OFDM符號來獲得精細符號計時，從而較精確地放置後續所接收OFDM符號的DFT窗口。無線裝置還可將導頻20FDM符號用於信道估計及頻率誤差估計。導頻20FDM符號允許精細符號計時的快速且精確的確定以及DFT窗口的適當放置。無線裝置可將FDM導頻用於信道估計及時間追蹤，且可能用於頻率追蹤。如上所述，無線裝置可基於導頻20FDM符號而獲得初始信道估計。如圖11中所示，無線裝置可使用FDM導頻以獲得更精確的信道估計，尤其在跨越超幀發射FDM導頻情況下。無線裝置還可使用FDM導頻以更新可校正所接收OFDM符號中的頻率誤差的頻率追蹤環路。無線裝置可進一步使用FDM導頻以更新可計及輸入樣本中的計時漂移(例如，歸因於通信信道的信道脈衝響應的改變)的時間追蹤環路。本發明的前述方面已假設4k的FFT大小；然而，本發明的方面能夠使用第一及第二TDM導頻從而在具有各種數目的子帶的OFDM系統內實現同步。本文中所描述的4kOFDM系統(即，N=4096)的TDM導頻1由36個周期(S1)組成，所述周期中的每一者為128個樣本(L1)(碼片)長。請注意，36個周期中的32個對應於4096個碼片的FFT持續時間。在頻域中，活動的4000個子帶中的124個為非零子帶，且在鄰近非零子帶之間存在31個零。然而，跨越FFT大小，大致縮放OFDM符號的持續時間。舉例來說，1X4KOFDM符號4X1KOFDM符號2X2KOFDM符號8KOFDM符號的1/2。跨越FFT大小，時域OFDM參數在以碼片為單位表達時為相同的。舉例來說，在8K(S卩，N=8192)的操作模式中，TDM導頻1具有與4Κ模式中相同數目的樣本。8Κ模式TDM導頻1獲取算法類似於其4Κ模式對應物；然而，周期由4Κ模式中的256樣本(L1)而非僅128個樣本組成。另外，8Κ模式TDM導頻1符號由18個周期(S1)組成。類似地，2Κ(S卩，N=2048)操作模式中的TDM導頻1具有與4Κ模式中相同數目的樣本。使用以上描述的計算，2Κ模式TDM導頻1獲取算法類似於其4Κ對應物；然而，周期為64個樣本(L1)而非128個樣本。另外，2Κ模式TDM導頻1的符號由72個周期(S1)組成。請注意，TDM導頻1的信道持續時間對於所有FFT大小為相同的。然而，非零子帶的數目以大體上與FFT大小成比例的方式而減小。作為增加FFT大小且因此增加非零子帶的數目的結果，產生在時間上較小的周期，從而允許以較高RF發生的較大初始頻率誤差。前述圖表說明非零子帶隨著FFT大小增加而大體上成比例地增加tableseeoriginaldocumentpage14TDMl導頻1子載波在先前描述的4Κ系統中，TDM導頻2由2000個非零子帶或4個非零交錯組成。舉例來說，每一交錯可通過PN序列所擾亂的零數據符號來調製。在任何兩個鄰近非零子帶之間存在一個零子帶。在時域中，TDM導頻2以兩個周期(L2)而為周期性的，周期中的每一者為2048個碼片長。TDM導頻2—直由兩個周期及一防護間隔組成。然而，周期長度可視FFT大小而變化。舉例來說，周期長度對於1Κ、2Κ、4Κ及8Κ的FFT大小來說將分別為1Κ、2Κ、2Κ及8Κ。當然，這些FFT大小僅為示範性的，且本發明並不限於僅1Κ、2Κ、4Κ及8Κ的FFT大小。請注意，2Κ及4Κ系統的周期長度為等同的。以下圖表說明分別針對1Κ、2Κ、4Κ及8Κ的FFT大小tableseeoriginaldocumentpage15TDM導頻2信道參數在其它模式中，TDM導頻2含有與數據符號一樣多的非零子載波(其中的全部N個非零子載波)，但導頻符號為約略兩倍長。在所述狀況下，TDM導頻2的周期性並非通過在非零子帶之間插入S2個零子帶而是通過在發射器處在IFFT之後物理重複時域序列作為後綴而實現。舉例來說，參見圖13。參看圖13，其中Trei=循環前綴，Twei=OFDM符號之間的窗口防護間隔，Tpfi=後綴間隔，Tu=可用部分持續時間，且1=總符號持續時間。請灃意，後綴間隔的持續時間在TDM導頻2中可改變。明顯地，不同的實施方案及持續時間為可能的。重要事項為，TDM導頻2應由至少2個時域周期組成，且周期的複製可通過插入零子帶(如在4Κ模式中)或通過插入時域後綴(如在上述其它FFT模式中)而實現。重要的是區分以下兩個情形⑴其中TDM導頻2中的非零子載波的數目等於N，即FFT的大小，及(ii)其中非零子載波的數目為N的分數。在前述實例中，此數目在1K、2K及8K模式中等於N，且在4K模式中為N/2。請注意，在狀況(i)中，如果計劃具有2個周期(參見圖13)，則重複通過明確地插入約略長度N的後綴而實現，且TDM2持續時間為2N+TFGI+TWGL·另一方面，在狀況(ii)中，通過子載波的一半為零的事實而(隱含地)保證重複。在(ii)的一般狀況下，在每兩個非零子載波之間將存在k個零，從而導致TDM導頻2的具有長度N+IFGI+TWGI的結構，其中N由k+Ι個等同時域周期組成。由於本發明的方面能夠在可變FFT大小的OFDM系統中進行同步，所以從發射側要求信令參數信道(SPC)以將對應於發射的OFDM參數(包括適當FFT大小)發信號通知到接收側。SPC可使用在超幀的結束處先前保留的OFDM符號。然而，本發明的方面並不限於向接收側告知OFDM參數的任何方式。支持多個FFT大小通過在相同恆定帶寬上縮放子帶間距而實現。作為一實例，圖12描繪2K個子帶將如何對應於交替的4K個子帶。類似地，8K個子帶將比4K個子帶密集兩倍地封裝，且IK個子帶將對應於4K個子帶中的每一第四者。1K、2K、4K及8KOFDM系統中的活動子帶的數目將分別為1000、2000、4000及8000。作為一實例，假設由OFDM系統佔用的帶寬為W，且FFT大小(或包括非活動子帶的子帶的數目)為N，則子帶間距Δfs。為Δfsc=ff/N一旦接收器在從發射側接收OFDM參數之後知曉FFT大小，發射側就可以用時分多路復用的方式在頻率子帶的第一集合上周期性發射第一導頻與數據且以TDM方式在頻率子帶的第二集合上發射第二導頻與數據開始，其中第二集合包括多於第一集合的子帶。其後，可使用本文中描述的方法而將第一導頻及第二導頻用於由系統中的接收器進行的同步。舉例來說，如在本發明的一些方面的前述描述中所提供，第一導頻可用以檢測每一超幀的開始，且第二導頻可用以確定指示所接收OFDM符號的開始的符號計時。然而，本發明並不限於使用TDM導頻的計時同步的特定方法，且所屬領域的技術人員將認識到，可在不背離所主張的本發明的範圍的情況下使用等效方法。可通過各種手段來實施本文中所描述的同步技術。舉例來說，可以硬體、軟體或其組合來實施這些技術。對於硬體實施方案來說，用以支持同步的基站處的處理單元(例如，TX數據及導頻處理器120)可實施於以下各裝置內一個或一個以上專用集成電路(ASIC)、數位訊號處理器(DSP)、數位訊號處理裝置(DSPD)、可編程邏輯裝置(PLD)、現場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、經設計以執行本文中所描述的功能的其它電子單元，或其組合。無線裝置處的用以執行同步的處理單元(例如，同步及信道估計單元180)還可實施於一個或一個以上ASIC、DSP等內。對於軟體實施方案來說，同步技術可以執行本文中描述的功能的模塊(例如，程序、函數等)來實施。軟體代碼可存儲於存儲器單元(例如，圖1中的存儲器單元192)中，且由處理器(例如，控制器190)來執行。存儲器單元可實施於處理器內或處理器外。提供所揭示方面的先前描述以使任何所屬領域的技術人員能夠製造或使用本發明。對這些方面的各種修改將易於為所屬領域的技術人員所明了，且本文中所界定的一般原理可在未背離本發明的範圍情況下應用於其它方面。因此，並不希望將本發明限於本文中所展示的方面，而是賦予其與本文所揭示的原理及新穎特徵相一致的最廣泛範圍。權利要求一種在使用移動臺的具有各種數目的子帶的正交頻分多路復用(OFDM)系統中執行同步的方法，其包含處理經由通信信道所接收的第一導頻以檢測具有預定持續時間的每一幀的開始，其中以時分多路復用(TDM)方式在頻率子帶的第一集合上發射所述第一導頻與數據，且其中所述第一集合包括所述系統中的N個總頻率子帶的一部分，其中N為大於一的整數；以及處理經由所述通信信道所接收的第二導頻以獲得指示所接收OFDM符號的開始的符號計時，其中以TDM方式在頻率子帶的第二集合上發射所述第二導頻與所述數據，且其中所述第二集合包括比所述第一集合多的子帶。2.根據權利要求1所述的方法，其中所述第二集合包括N/2k個頻率子帶，其中K為整數一或更大。3.根據權利要求1所述的方法，其中通過插入零子載波而實現所述第二導頻的周期性。4.根據權利要求1所述的方法，其中通過插入時域後綴而實現所述第二導頻的周期性。5.根據權利要求1所述的方法，其中在具有預定持續時間的每一幀中周期性地發射所述第一及第二導頻。6.根據權利要求5所述的方法，其中在每一幀的開始處發射所述第一導頻，且接著在所述幀中發射所述第二導頻。7.根據權利要求5所述的方法，其中使用所述第一導頻以檢測每一幀的開始，且其中使用所述第二導頻以確定指示所接收OFDM符號的開始的符號計時。8.根據權利要求1所述的方法，其中所述第一集合包括N/2M個頻率子帶，其中M為大於一的整數。9.根據權利要求1所述的方法，其中在一個OFDM符號中發射所述第二導頻。10.根據權利要求1所述的方法，其中跨越所述N個總頻率子帶均勻地分布所述第一及第二集合中的每一者中的所述頻率子帶。11.一種在使用移動臺的具有各種數目的子帶的正交頻分多路復用(OFDM)系統中的設備，其包含幀檢測器，其操作以處理經由通信信道所接收的第一導頻以檢測具有預定持續時間的每一幀的開始，其中以時分多路復用(TDM)方式在頻率子帶的第一集合上發射所述第一導頻與數據，且其中所述第一集合包括所述系統中的N個總頻率子帶的一部分，其中N為大於一的整數；以及符號計時檢測器，其操作以處理經由所述通信信道所接收的第二導頻以獲得指示所接收OFDM符號的開始的符號計時，其中以TDM方式在頻率子帶的第二集合上發射所述第二導頻與所述數據，且其中所述第二集合包括比所述第一集合多的子帶。12.根據權利要求11所述的設備，其中所述第二集合包括N/2k個頻率子帶，其中K為整數一或更大。13.根據權利要求11所述的設備，其中所述第二導頻的周期性通過插入零子載波而實現。14.根據權利要求11所述的設備，其中所述第二導頻的周期性通過插入時域後綴而實現。15.根據權利要求11所述的設備，其中所述第一及第二導頻在具有預定持續時間的每一幀中周期性地發射。16.根據權利要求15所述的設備，其中所述第一導頻在每一幀的開始處發射，且接著所述第二導頻在所述幀中發射。17.根據權利要求15所述的設備，其中所述第一導頻用以檢測每一幀的開始，且其中所述第二導頻用以確定指示所接收OFDM符號的開始的符號計時。18.根據權利要求11所述的設備，其中所述第一集合包括N/2m個頻率子帶，其中M為大於一的整數。19.根據權利要求11所述的設備，其中所述第二導頻在一個OFDM符號中發射。20.根據權利要求11所述的設備，其中所述第一及第二集合中的每一者中的所述頻率子帶跨越所述N個總頻率子帶均勻地分布。21.一種計算機可讀媒體，其上存儲有用於在使用移動臺的具有各種數目的子帶的正交頻分多路復用(OFDM)系統中執行同步的指令，所述指令包含處理經由通信信道所接收的第一導頻以檢測具有預定持續時間的每一幀的開始，其中以時分多路復用(TDM)方式在頻率子帶的第一集合上發射所述第一導頻與數據，且其中所述第一集合包括所述系統中的N個總頻率子帶的一部分，其中N為大於一的整數；以及處理經由所述通信信道所接收的第二導頻以獲得指示所接收OFDM符號的開始的符號計時，其中以TDM方式在頻率子帶的第二集合上發射所述第二導頻與所述數據，且其中所述第二集合包括多於所述第一集合的子帶。22.一種處理器，其執行用於在使用移動臺的具有各種數目的子帶的正交頻分多路復用(OFDM)系統中執行同步的指令，所述指令包含處理經由通信信道所接收的第一導頻以檢測具有預定持續時間的每一幀的開始的指令，其中以時分多路復用(TDM)方式在頻率子帶的第一集合上發射所述第一導頻與數據，且其中所述第一集合包括所述系統中的N個總頻率子帶的一部分，其中N為大於一的整數;以及處理經由所述通信信道所接收的第二導頻以獲得指示所接收OFDM符號的開始的符號計時的指令，其中以TDM方式在頻率子帶的第二集合上發射所述第二導頻與所述數據，且其中所述第二集合包括比所述第一集合多的子帶。23.一種在使用移動臺的具有各種數目的子帶的正交頻分多路復用(OFDM)系統中的設備，其包含用於處理經由通信信道所接收的第一導頻以檢測具有預定持續時間的每一幀的開始的裝置，其中所述第一導頻與數據以時分多路復用(TDM)方式在頻率子帶的第一集合上發射，且其中所述第一集合包括所述系統中的N個總頻率子帶的一部分，其中N為大於一的整數；以及用於處理經由所述通信信道所接收的第二導頻以獲得指示所接收OFDM符號的開始的符號計時的裝置，其中所述第二導頻與所述數據以TDM方式在頻率子帶的第二集合上發射，且其中所述第二集合包括比所述第一集合多的子帶。全文摘要在OFDM系統中，發射器在每一幀中於子帶的第一集合上廣播第一TDM導頻，繼之以於子帶的第二集合上廣播第二TDM導頻。每一集合中的所述子帶選自N個總子帶中，使得(1)用於所述第一TDM導頻的OFDM符號含有長度L1的至少S1個等同導頻1序列，及(2)用於所述第二TDM導頻的OFDM符號含有長度L2的至少S2個等同導頻2序列，其中L2＞L1，S1·L1＝N，且S2·L2＝N。所述發射器還可廣播FDM導頻。接收器處理所述第一TDM導頻以(例如，通過執行不同導頻1序列之間的相關)獲得幀計時，且進一步處理所述第二TDM導頻以(例如，通過檢測從所述第二TDM導頻導出的信道脈衝響應估計的開始)獲得符號計時。文檔編號H04L27/26GK101836411SQ200880113019公開日2010年9月15日申請日期2008年10月31日優先權日2007年10月31日發明者凌福雲,博揚·弗爾採利,拉古拉曼·克裡什那穆爾蒂,拉吉夫·維賈彥,穆拉利·拉馬斯瓦米·查裡,阿洛科·庫馬爾·古普塔申請人:高通股份有限公司