用於高清晰度電視接收機中的解調器的相位誤差估計方法
2023-04-25 18:02:16
專利名稱:用於高清晰度電視接收機中的解調器的相位誤差估計方法
技術領域：
本發明涉及一種用於解調高清晰度電視(HDTV)信號，例如適用於美國的VSB調製類型的載波恢復網絡。
背景技術：
從以碼元形式傳送數字信息的調製信號中恢復數據通常在接收機需要三種功能用於碼元同步的定時恢復、載波恢復(頻率解調到基帶)以及信道均衡。通過將接收機時鐘(時基)同步到發射機時鐘的處理來進行定時恢復。這允許接收的信號按時在最佳點被採樣以減少與接收碼元值的判決處理有關的限幅誤差。在接收的RF(射頻)信號被下變頻到較低的中頻通帶(例如，基帶附近)以後，通過將其移頻到基帶以允許調製基帶信息的恢復來進行載波恢復。通過使改變信號傳輸信道中條件和幹擾的影響被補償來進行自適應信道均衡。這種處理一般使用濾波器，去除由傳輸信道的頻率相關時變特性引起的幅度和相位失真。
發明內容
根據本發明原理，一個載波恢復網絡響應一個接收信號的導頻分量以及一個表示與主要數據信號一起傳輸的導頻信號不希望的相位偏移的本地產生的相位校正控制信號來產生一個解調信號。該控制信號是一個接收信號預定分量和一個參考值之間的相關函數。
本發明提供一種用在處理接收的殘留邊帶調製信號的接收機中的方法，所述調製信號包含由殘留邊帶碼元構象表示的數字導頻載波分量和數字視頻數據，所述數據具有由包括欄位的一系列數據幀構成的數據幀格式，同步分量放在多個數據段的開始，每個數據段具有有關的段同步，所述方法的特徵在於包括下列步驟產生表示所述數字導頻載波分量的相位偏移誤差的控制信號；以及響應所述數字導頻載波分量的相位和所述控制信號來解調所述接收的信號其中所述產生步驟包括下面步驟作為接收信號的預定分量的值和參考值之間的相關函數來產生控制信號。
在說明的優選實施例中，通過將接收的同步分量與(a)一個參考同步值以及(b)該參考同步值的希爾伯特(Hilbert)變換進行相關來產生控制信號。
圖1是一個包括本發明原理裝置的高清晰度電視(HDTV)接收機一部分的方框圖。
圖2描述了一個用於美國ATSC(高級電視系統委員會)高清晰度系統的VSB(Vestigial Sideband，殘留邊帶)調製信號的數據幀格式。
圖3詳細描述了根據本發明在圖1中的載波恢復解調器網絡。
圖4是一個便於理解圖1的解調器工作的示意圖。
圖5示出圖1的解調器網絡的另一部分細節。
具體實施方式
圖1中，一個地面廣播模擬輸入HDTV信號由一個包括RF調諧電路的輸入網絡14和一個包括產生IF通帶輸出信號的中頻(IF)處理器16以及適當的自動增益控制(AGC)電路處理。接收信號是一種如Grand Alliance推薦的、並且由美國的ATSC地面廣播高清晰度電視標準採用的載波抑制8-VSB調製信號。這樣一種VSB信號由一個一維數據碼元構象來表示，其中只有一個軸包含將由接收機恢復的量化數據。為了簡化該圖，未示出用於同步所說明功能塊的信號。
如1994年4月14日Grand Alliance HDTV系統規範中描述的，VSB傳輸系統傳送具有如圖2示出的規定的數據幀格式的數據。在抑制的載頻上一個小的導頻載波分量(導頻音調)被加到發射信號上，以幫助VSB接收機的解調器獲得載波鎖定。參照圖2，每個數據幀包括兩個欄位，每個欄位包含832個多電平碼元的313個段。每個欄位的第一段稱為一個欄位同步段，其餘的312個段稱為數據段。數據段一般包含MPEG兼容的數據包。每個數據段包括一個四碼元段同步分量，其後跟有828個數據碼元。每個欄位包括一個四碼元段同步字符，其後跟有一個包含預定511個碼元偽隨機數(PN)序列和三個預定63個碼元PN序列的欄位同步分量，在連續欄位的中間一個被反相。一個VSB模式控制信號(定義VSB碼元構象的大小)跟隨著上一個63 PN序列，其後跟有96個保留的碼元和12個從先前欄位拷貝的碼元。在ATSC系統中，一個小的數字電平(1.25)加到數字基帶數據外加同步信號的每個碼元(數據和同步)上。它的作用是將一個小的同相導頻分量加列數據信號上。在基帶導頻的數字相加提供了高穩定和精確的導頻。導頻的頻率與抑制的載頻相同。
繼續看圖1，由模數轉換器19將來自單元16的通帶IF輸出信號轉換為數字碼元數據流。來自ADC 19的輸出數字數據流被一個數字解調器/載波恢復網絡22解調到基帶。這可以通過一個響應接收的VSB數據流的導頻分量的鎖相環來得到。單元22產生一個如參照圖3更詳細描述的輸出I相位解調碼元數據流。
ADC 19響應採樣時鐘CLK採樣輸入VSB碼元數據流。與ADC 19和解調器22相聯繫的是一個段同步和碼元時鐘恢復網絡24。網絡24從隨機數據恢復每個數據幀的重複數據段同步分量。段同步分量用於重新產生一個適當的相位採樣時鐘。
單元28通過將每個接收的數據段與存儲在接收機存儲器中理想的欄位參考信號進行比較來檢測數據欄位同步分量。除了欄位同步以外，欄位同步信號提供一個信道均衡器34的訓練信號。單元30完成同信道NTSC幹擾檢測和抑制。然後，信號被信道均衡器34自適應地均衡，信道均衡器34能夠以盲、訓練和判決模式的組合形式工作。均衡器34可以是在GrandAlliance HDTV系統規範和1995年8月《IEEE消費者電器論文集(IEEETransactions on Consumer Electronics)》中W.Bretl等人的《用於Grand Alliance數位電視接收機的VSB數據機子系統設計(VSB Modem SubsystemDesign for Grand Alliance Digital Television Receivers)》的文章中描述的類型。均衡器34也可以是在1998年6月23日提交的Shiue等人的同時等審的美國專利申請序列號No.102,885中描述的類型。
均衡器34補償信道失真，但是相位噪聲隨機地旋轉碼元構象。相位跟蹤網絡36消除來自均衡器34輸出信號中存在的殘留的相位和增益噪聲。然後相位校正信號由單元40格構解碼，由單元42去交錯，由單元44Reed-Solomon糾錯，並且由單元46去倒頻(去隨機化)。然後，一個解調的數據流由單元50進行音頻、視頻和顯示處理。
單元22的解調由一個數字自動相位控制(APC)環路完成以獲得載波恢復。鎖相環利用導頻分量作為初始捕獲的參考，並且使用一個傳統的相位檢測器用於相位捕獲。導頻信號嵌入在接收的數據流中，它包含了呈現隨機、類似噪聲模式的數據。隨機數據基本上被解調器APC環路的濾波動作所忽視。到ADC 19的輸入信號是一個接近基帶的信號，它的VSB頻譜中心在5.38MHz，導頻分量位於2.69MHz。在來自單元22的解調數據流中，導頻分量被下移頻到直流。
圖3示出數字解調器22的詳細情況。解調器22包括第一相位控制網絡320、第二相位控制網絡350以及相位校正信號發生器360。首先描述網絡320的操作。
來自ADC 19的包含很低頻率導頻分量的8-VSB調製數字碼元數據流施加到希爾伯特濾波器315，該濾波器將輸入IF採樣數據流分開為相互正交的相位分量「I」(同相)和「Q」(正交相位)。在自動相位控制(APC)環路中使用複數乘法器324將I和Q分量旋轉到基帶。一旦環路被同步，乘法器324的輸出就是一個複數基帶信號，該信號被網絡350進一步相位調整，如將討論的，從單元350產生最後的相位校正解調輸出。來自乘法器324的輸出I數據流用於抽取接收數據流的導頻分量。來自乘法器324的輸出Q數據流用於抽取接收信號的相位。
在相位控制環路中，Q信號被自動頻率控制(APC)濾波器336濾波。高頻數據(以及噪聲和幹擾)大部分被AFC濾波器抑制，僅剩下導頻信號。在濾波之後，Q信號被單元338限幅以降低相位檢測器340的動態範圍要求。相位檢測器340檢測並且校正施加到它輸入端的I和Q信號之間的相位差，得到輸出相位誤差信號，並由APC濾波器344，如第二階低通濾波器濾波。由單元340檢測的相位誤差表示期望的接近直流的導頻信號頻率與接收的導頻分量頻率之間的頻差。
如果接收的導頻分量呈現出期望的接近直流的頻率，AFC單元336不產生相移。輸入到相位檢測器340的I和Q信道導頻分量將呈現出符合相互正交相位關係，因此相位檢測器340產生一個零或接近零值的相位誤差輸出信號。然而，如果接收的導頻分量呈現出一個不正確的頻率，AFC單元336將產生一個相移。運將在施加到相位檢測器340的I和Q信道導頻分量之間產生一個附加的相位差。檢測器340響應這個相位差產生一個輸出誤差值。
來自濾波器344的濾波的相位誤差信號被提供到數控振蕩器(NCO)348，該振蕩器本地重新產生導頻分量用於解調接收的數據流。與NCO 348相聯繫的是正弦和餘弦查閱表349，用於響應來自單元340和344的相位控制信號重新產生導頻音調。單元349的輸出被控制直到乘法器324的I和Q信號輸出導致由檢測器340產生的相位誤差信號基本上為零為止，從而指示解調的基帶I信號出現在乘法器324的輸出端。
如上所述，在接收的VSB調製信號的導頻分量被頻率和相位鎖定環路(FPLL)跟蹤，以及恢復的導頻用於外差接收的頻譜下降到基帶。當多徑或「重影(ghost)」分量出現在接收頻譜時，由鎖相環跟蹤的載波是由主路徑載波分量和多路徑分量的疊加產生的合成音調。這在圖4中進行了說明。如圖4所示，多徑失真在導頻產生一個相位偏移或相位跟蹤誤差，使得該導頻沒有呈現出對應於該數據的正確的解調相位。這樣，用於外差的參考導頻具有一個相對於主路徑載波的相位偏移，因此經過外差處理，基帶主路徑信號接收一個相位旋轉。一個隨後的信道均衡器，如圖1的單元34可能補償導頻相位偏移的影響。然而，這個偏移可能導致均衡器使用一個過大的動態範圍來校正導頻相位偏移，或它可能導致均衡器變得不穩定。通過根據本發明特性的方法和裝置可以去除由導頻相位偏移產生的額外負擔。
圖3的網絡350和360用於解決導頻相位誤差的問題。具體講，第二相位控制網絡350包括一個附加的相位旋轉網絡(乘法器)，該旋轉網絡可以獨立於導頻相位旋轉恢復的信號。這允許在數據被均衡器34處理之前導頻相位偏移從恢復的數據中除去。因此均衡器不必補償導頻相位偏移，它允許使用比原來要求較少複雜性的均衡器設計。相位校正信號發生器360產生一個由相位控制網絡350使用的相位偏移控制信號來補償導頻相位偏移。
在說明的優選實施例中，載波恢復網絡使用兩個旋轉器(乘法器)324和356，它們響應接收的I、Q信號。旋轉器324與響應導頻分量的網絡320的相位控制環路相聯繫。另一個旋轉器單元356與另外響應一個組合信號的控制網絡350相聯繫，該信號通過將從網絡320的相位控制環路得到的信號與一個表示不希望相位失真的估計的相位偏移控制信號組合而產生，這種失真如導頻信號中的多徑(重影)失真。網絡360通過將接收的段同步值與參考段同步值和該參考段同步值的希爾伯特變換相關來產生相位偏移控制信號。
更準確地說，網絡350的乘法器356從濾波器315接收相互正交的相位I和Q信號。網絡350還接收來自網絡320的鎖相環中振蕩器348的輸出作為輸入。這個信號在加法器352中與由網絡360產生的相位偏移控制信號相組合以補償導頻載波的相位偏移。加法器352的輸出信號是相位補償的信號，它施加到查閱表354用於提供相互正交相位的輸出信號到複數乘法器356(第二旋轉器)。查閱表354和乘法器356以如同網絡320中查閱表349和複數乘法器(旋轉器)324相同的方式工作。乘法器356提供I和Q相位輸出信號。如圖1所示，補償接收導頻載波的相位偏移的「 I」相位輸出信號施加到單元24和28，並且最後施加到均衡器34。因為導頻載波中多徑引起的相位偏移已經被網絡320，350和360的共同作用大大地減少或消除，有益的是均衡器不需要補償這樣的偏移。在這個例子中沒有使用複數乘法器356的第二個輸出端，在這個輸出端將出現「Q」相位信號。
ATSC數位電視調製方案使用如圖2解釋的數據欄位/幀格式。每個數據幀由一個欄位同步分量分開的兩個數據欄位組成。每個組成的數據欄位包括多個數據段，每個數據段由一個段同步分量開始。這些同步分量佔據數據流中已知的、固定位置，並在以下的討論中稱為同步或同步分量。在接收的VSB調製數據流被解調到基帶以及同步分量恢復(它們的位置被識別)以後，網絡360對恢復的段同步分量與公知的段同步幅度值和公知的段同步幅度值的希爾伯特變換進行相關處理。如公知的，希爾伯特變換產生一個施加的輸入信號的正交相位形式。如下所述，處理相關的值以獲得相位偏移控制信號。欄位同步分量和它的變換也可以由相關函數使用。
網絡360包括第一和第二輸入相關器362和363，它們都接收作為輸入的接收的基帶段同步樣本。相關器362另外從本地存儲器接收常數段同步值「S」，相關器363另外從本地存儲器接收希爾伯特變換的常數段同步值「H(S)」。單元362產生的相關性產生由下列表達式定義的輸出值IcIc＝Gc|S|2cosΦ這裡|S|2是公知的同步分量與其本身相關的結果，Gc是一個任意增益因子。單元363產生的相關性產生一個由下列表達式定義的輸出值IsIs＝Gs|H(S)|2sinΦ這裡|H(S)|2是公知的同步分量的希爾伯特變換與其本身相關的結果，Gs＝Gc。導頻相位跟蹤誤差由符號Φ表示。
相關器362和363的Is和Ic輸出由網絡365處理，產生數學值Is/Ic，或者Is/Ic＝|H(S)|2/|S|2×(sinΦ)/(cosΦ)表達式|H(S)|2和|S|2的值是公知的，因為它們是公知的同步分量值的函數。通過在乘法器366將|H(S)|2/|S|2項乘以它的逆(一個存儲常數)來消去上面表達式中的這一項，在乘法器366的輸出產生下列表達式Is/Ic＝sinΦ/cosΦ＝tanΦ，使得Φ＝tan-1(Is/Ic)Is/Ic項是一個數字值，它用在tan-1查閱表367中來確定偏移相移Φ的值。來自查閱表367的輸出值施加到鎖存器368，例如D型觸發器的「D」輸入端。當段同步已經被定時恢復單元24(圖1)恢復時鎖存器368的使能輸入端EN接收一個本地產生的同步位置檢測信號。雖然監控段同步定時恢復網絡24的操作的本地微處理器也能提供這個信號，但在這個例子中由單元24提供同步位置檢測信號。同步位置檢測信號啟動鎖存器367工作以輸出在它的D輸入端接收的相位偏移信號到網絡350，用作上面討論的相位偏移控制信號。
來自網絡350的解調的I信道數據流施加到如圖1所示的段同步和碼元時鐘恢復單元24以及欄位同步檢測器28。當重複的數據段同步脈衝由接收數據流的隨機數據模式恢復時，通過重新產生一個適當的相位碼元採樣時鐘，段同步用於獲得適當的碼元定時。
下面是導頻相位偏移估計器網絡360操作的更詳細的描述。施加到相關器362和363的輸入信號的形式為I(n)＝x(n)cosΦ-x′(n)sinΦ，這裡x′是x(n)的希爾伯特變換，要被校正的導頻載波相位偏移誤差是Φ。對於ATSC系統的多碼元段同步模式表示為S，如討論的，它的希爾伯特變換表示為H′(或H′(s))。相關S和S′產生lc＝|S|2cosΦ和ls＝-|S′|2sinΦ。因為S和S′是常數，所以可以看到ls/lc與-CtanΦ成正比，這裡C是一個常數。對於例如-90和+90度之間的Φ值，tanΦ趨進於Φ，使得Φ近似等於-(ls/lc)×(1/C)。對於Φ的較小值，lc大於零，所以忽略因子lc×C，得到Φ近似等於-ls的某一正比例因子。
因為四個碼元段同步模式一般具有碼元值+160-160-160+160，歸一化S′為+1和-1值產生相應於標稱的段同步模式的S′＝+1-1-1+1。這種歸一化將ls、lc相關處理簡化為加法處理，因此相位偏移誤差Φe近似等於Φe＝-S0-S1+S2+S3，這裡S0、S1、S2和S3表示組成一個段同步模式的四個碼元。例如，為了減少Φe計算中噪聲和多徑的影響，各個同步碼元S0、S1、S2和S3的每一個在一個包括64個連續的段同步模式的預定間隔T平均，以後，根據下面的表達式產生一個相關值e′e=-S0-S1+S2+S3T]]>這個值在時間上(例如，64個段同步間隔)求和並且按一個預定比例因子G來改變比例以產生一個最後的估計值「e」。比例因子G根據經驗來確定並且設置跟蹤帶寬。
通過圖5所示的布置說明上述的處理。在圖5中，通過如所示布置的單元512、513、514、515、525和528構成一個輸入加法器網絡。與加法器網絡有關的是延遲元件518、519、520和521。每個延遲元件表示一個碼元延遲。在單元530中加法器525的輸出與加法器528的輸出相減地組合。組合器530的輸出由單元532處理以產生上面表達式中的值e′。單元532用前面處理期間求和的段同步分量(64)的數量來除，因此產生一個期望的同步幅度。以後，值e′由加法器534和相關的碼元延遲器535處理，並且由單元538按比例改變以產生最後的誤差估計e。在每個間隔T的結尾復位輸入加法器網絡。
權利要求
1.一種用在處理接收的殘留邊帶調製信號的接收機中的方法，所述調製信號包含由殘留邊帶碼元構象表示的數字導頻載波分量和數字視頻數據，所述數據具有由包括欄位的一系列數據幀構成的數據幀格式，同步分量放在多個數據段的開始，每個數據段具有有關的段同步，所述方法的特徵在於包括下列步驟產生表示所述數字導頻載波分量的相位偏移誤差的控制信號；以及響應所述數字導頻載波分量的相位和所述控制信號來解調所述接收的信號；其中所述產生步驟包括下面步驟作為接收信號的預定分量的值和參考值之間的相關函數來產生控制信號。
2.如權利要求
1所述的方法，其特徵在於所述接收信號的預定分量是接收信號的段同步分量。
3.如權利要求
1所述的方法，其特徵在於所述產生步驟包括下面步驟將接收的同步值與參考同步值進行相關處理；以及將所述接收的同步值與變換的參考同步值進行相關處理。
4.如權利要求
3所述的方法，其特徵在於所述變換的參考同步值是希爾伯特變換值。
5.如權利要求
3所述的方法，其特徵在於所述接收的同步值是接收信號的段同步分量。
6.如權利要求
3所述的方法，其特徵在於所述接收的同步值是接收信號的段同步分量；以及所述產生步驟包括下面步驟將接收的段同步值與參考段同步值進行相關處理；以及將所述接收的段同步值與變換的參考段同步值進行相關處理。
7.如權利要求
6所述的方法，其特徵在於所述變換的參考段同步值是希爾伯特變換值。
專利摘要
一個用於處理包含地面廣播高清晰度電視信息和導頻分量的VSB調製信號的接收機包括一個產生解調基帶信號的載波恢復網絡(22；圖3)。例如，載波恢復網絡還響應表示由於多徑失真導頻信號的不希望相位偏移的本地產生的控制信號(相位偏移；360)。在解調信號被均衡之前，控制信號用於補償導頻相位偏移。通過將接收的同步值與參考同步值(362)和參考同步值的希爾伯特變換(363)相關來產生控制信號。載波恢復網絡信號的輸出被相位補償兩次。
文檔編號H04L27/06GKCN1172526SQ00131674
公開日2004年10月20日 申請日期2000年10月19日
發明者阿倫·R·鮑伊利特, 阿倫 R 鮑伊利特 申請人:湯姆森特許公司導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan