校正通信系統中數據流的數據包的採樣頻率偏移的方法
2023-04-26 03:30:11
專利名稱：校正通信系統中數據流的數據包的採樣頻率偏移的方法
技術領域：
本發明涉及無線通信系統中某種信號損傷(signal impairment)的校正。更具體地說，本發明涉及無線通信系統中的載波頻率偏移、採樣頻率偏移和相位噪音的估計和校正。
背景技術：
無線通信系統通常會使用至少一個發射器/接收器對，在該發射器/接收器對之間交換數據傳輸信號。在這樣的無線系統中，發射器通常負責對數字信息編碼並將它調製到模擬載波信號中(例如無線電信號)。隨後，接收器解調並解碼數字信息。有很多已知的調製和解調通過模擬載波信號發送的數字信息的技術。
儘管在特定的無線系統中使用了特殊的調製技術，但是在調製—傳輸—解調的周期過程中，模擬載波信號還是常常受到某些損傷和衰減。這樣的信號損傷表明它們本身以多種方式包括載波頻率偏移(CFO)和採樣頻率偏移(SFO)。相位噪音是另外的損傷。這些損傷，如果不去校正，會導致數字信息的惡化。
隨著調製技術發展得更為精密複雜，無線通信系統的複雜性、速度和靈敏度被不斷推向極限。因而，這有利於不斷尋求改善無線通信信號中CFO、SFO、相位噪音和其他類似損傷的估計和校正。
附圖是本說明書的一個組成部分，它們使本發明被更好的理解。它們與描述一起提供本發明的實施例。附圖中圖1示出了無線通信系統中接收器的物理層；
圖2更詳細的示出了本發明的實施例中的可能使用的物理層部分；圖3A和3B示出了在無線通信系統中，各種信號損傷如何影響信號的相位；圖4A和4B示出了在接收信號中估算和校正CFO的方法；圖5示出了在接收信號中估算和校正SFO的方法。
現結合參考附圖描述此發明。在附圖中，相似的參考編號表示相同或功能相近的元件。另外，最左邊的數字或參考編號的數字表示參考編號首次出現的圖。
具體實施例方式
I典型運行環境概述雖然在此參照特殊應用的示例性實施例對本發明進行描述，但是應當理解本發明不限於此。有權使用此技術的本領域技術人員將會意識到落入權利要求範圍內的修改、應用和實施例、以及在其中本發明起重要作用的其他領域。
例如，上下文將在使用正交頻分調製(OFDM)的無線區域網(WLAN)中來描述本發明。選取這個典型的環境是因為OFDM是一項常用的調製技術，並在為無線區域網(WLAN)頒布的IEEE802.11a/b/g標準中使用。無線乙太網HIPERLAN-2也是基於OFDM的。此外，即將出版的WLAN系統的IEEE802.11n標準也被期望使用某些形式的OFDM。然而，那些本領域的技術人員將會意識到，在此描述的方法和系統同樣可應用到其他調製、傳輸和解調方案中。
OFDM基帶符號是許多正交副載波的集合，在此有時被稱為信道或頻音(tone)。每一個頻音被它自己的數據獨立調製，因此攜帶它自己的數據星座。調製方案也許不盡相同，但是通常都是某種類型的正交調幅(QAM)、互補碼鍵控(CCK)或者相移鍵控(PSK)。其它的調製方案也在本發明所涵蓋的範圍內。複合基帶信號通常被用來調製載波頻率為(fc)的主射頻(RF)信號。OFDM調製和解調通常由快速傅立葉變換(FFT)技術來實現。當OFDM技術與信道編碼技術結合使用的時候，就被稱為編碼OFDM或COFDM。
使用OFDM的WLAN信號中的每一個數據包都有有效載荷部分，所述有效載荷部分包含許多數據符號。典型的OFDM數據符號使用20MHz的帶寬，且通常由大約52個副載波或頻音組成。有兩種類型的活動頻音——數據頻音和導頻音。通常在48個數據攜載頻音中散布四個導頻音。導頻音通常被用作相位基準。OFDM數據包之前通常都有前導信號。這個前導信號可以被用做數據檢測和同步，它通常都包括如數據速率和數據包長度這樣的信息。通常，前導信號包括兩個或更多重複的前導信號部分。例如，數據包之前可能有重複十次的短暫0.8μs前導信號，緊跟著是重複兩次的長3.2μs的前導信號。上面所描述的數據包和前導信號僅僅是示例性的。它們最終的形式和內容通常是由通信系統中應用何種標準所決定的。
在廣域無線傳播中，一個或多個接收器可同時從幾個空間分布的接收器處接收信號。這樣的系統可被稱作多輸入多輸出(MIMO)系統，或者多輸入單輸出(MISO)統。MIMO和MISO系統是有益的，因為多個發射器只會在有限的幾個副載波或頻音上彼此破壞幹擾，然而大多數副載波或頻音實際上會在廣闊的空間範圍內相互增強。可是，雖然如此，OFDM信號在信道中可能發生時變，表現為載波頻率偏移(CFO)。經過一段時間，CFO會導致數據符號的相位旋轉。如果不校正，頻譜(和數據星座)會移位，將導致接收器輸出的數據損傷。
另外一種常見的數據損傷是採樣頻率偏移(SFO)。SFO發生在採樣時鐘與理論或預期速度有微小差異時(例如，稍快一點或稍慢一點)。例如，理論上為80Mhz的採樣時鐘，實際上可能以80.08MHz或者是79.06MHz採樣。這樣的偏移在數據處理中產生了問題。例如，在80.08MHz的一千次取樣中，第1000次採樣可能實際對應的是第999段數據。這被稱為「採樣滑動(sampleslip)」。然而，即使是很少的採樣，SFO也會有效地導致所接收符號的數據星座的微小相位變化。這個相移會在每個接收符號中線性傳遞。如果不去校正，這樣的相移會使接收到的數字信息惡化。如在下面更詳細解釋的，發明者已經確定了CFO和SFO的之間的關係，因此可以有效地進行SFO估算和校正。
無線通信系統另外一種常見損傷就是相位噪音。相位噪音是由實際(非理想)無線電波對信號上變頻或下變頻引起的。相位噪音隨意影響接收信號。
如上所述，發明者發現了一種改善無線通信系統中CFO、SFO和相位噪音的估算和校正的系統和方法。上下文在上述使用OFDM調製/解調方案的典型WLAN環境中描述在此公開的本發明的實施例。在下面的部分中將更完整地描述CFO、SFO和相位噪音的估算和校正。
II載波頻率偏移的估算和校正A概述如上所述，MIMO或MISO無線通信系統使用至少一個發射器/接收器對，在該發射器/接收器對之間交換數據傳輸信號。發射器通常編碼數字信息，並將它調製到一個模擬載波信號中(如無線電信號)。在接收器中，接收載波頻率為(fc)的模擬載波信號，並把它下變頻到基帶上，並解調和解碼其上攜載的數字信息。下變頻、解調和解碼發生在接收器的物理(PHY)層上面。在解調處理過程中，任何信號損傷必須被估算和校正，以防止攜載的數字信息可能的惡化。
可在接收器的PHY層中的基帶上執行CFO估算和校正。使用接收到的數據包的前導信號和有效載荷部分進行CFO的估算和校正。對於前導信號部分，校正被反覆應用到連續的前導信號部分，最後應用到有效載荷部分。對於有效載荷部分，進行CFO估算並在使用多種頻音的頻率上、以及使用多種符號的時間內進行平均。在MIMO和MISO系統中，也在使用來自多個空間分布的接收信號的空間上對CFO估算進行平均。CFO校正也通過信號處理管線、作為數據包中的符號重複的應用到有效載荷中。
CFO估算和校正方法也在題為「無線通信系統中載波頻率估算和校正的設備和方法」、代理所案號1875.7420001的申請中描述，通過引用該申請的全文結合在此。
B載波頻率偏移估算和校正的詳細描述圖1是能夠在MIMO或MISO WLAN環境中運作的接收器中的典型PHY層100的框圖。這種環境非常典型，因易於解釋而被選擇，但並不限於此。PHY層100連接到天線105，並接收一個或多個輸入模擬射頻載波信號102a-102n，在輸入模擬射頻載波信號102a-102n上已經調製有數字信息。PHY層100包括RF調諧器110、RF濾波器115、模數轉換器120、RF解調器125、解碼器130和串行器135。PHY層100的輸出連接到媒體訪問控制(MAC)層。PHY層100還包括物理狀態機112，物理狀態機100為PHY層100中某些可編程元件提供控制功能(CONTROL)。本發明主要在RF解調器125部分上執行。如上所述，可使用數據包的前導信號和有效載荷部分進行CFO的估算和校正。首先介紹有效載荷CFO估算和校正。
1.數據CFO估算圖2是RF解調器125部分的框圖。接收信號的主信號通道從頻率校正模塊204開始，繼續至接收濾波器和下採樣模塊206、循環字首清除模塊208、時域鎖相環(PLL)校正模塊212、快速傅立葉變換(FFT)模塊214、頻域PLL校正模塊216、均衡器220和符號解映射模塊222。為了便於描述，將主信號通道分組為在FFT模塊214之前的第一信號處理階段205和在FFT模塊214之後的第二信號處理階段217。
如圖示，第一信號處理階段205在FFT模塊214之前。這個階段的整體沒有被詳細示出，它負責將接收到的數據流下變頻轉換到基帶上，並為FFT模塊214中的解調準備信號。如圖所示，第一信號處理階段205包括接收濾波器和降採樣模塊206以及可選的循環字首清除模塊208。如在下面將更詳細解釋的，在第一信號處理階段205，數據包的前導信號部分被用來產生前導信號CFO估算294。這在前導信號估算模塊250中完成。要注意到，第一信號處理階段205中的特定部分只是示例性的，並不用來限制附屬權利要求的範圍。
FFT模塊214主要負責解調接收到的被下變頻頻轉換過的數據流。也就是，FFT模塊214把接收到的數據流擴展為正弦分量，以利於做更進一步的信號分析，如符號解映射和解碼。時域PLL校正模塊212在FFT模塊214之前，而頻域PLL校正模塊216在FFT模塊214之後。如下面更詳細解釋的，這些PLL校正模塊是典型的乘法器，它允許在進行物理層的信號處理部分時，能夠對接收的數據流進行頻率或相位校正。
第二信號處理階段217在FFT模塊214之後，其後解碼外加的數字數據，以在接收器的媒體訪問控制(MAC)層進行更進一步的分析和分配。如圖示，第二信號處理階段217可包括均衡器220和符號解映射模塊222。如第一信號處理階段205，上述第二信號處理階段217的具體部分是示例性的，並不用來限制附屬權利要求的範圍。
圖2中還示出了CFO估算器260。CFO估算器260從本質上來說是鎖相環(PLL)，它接收第二信號處理階段的輸入，並與FFT模塊214並聯。一般來說，PLL是閉環頻率控制系統，它使用反饋來使輸出信號和參考信號保持特定的相位關係。CFO估算器包括相位檢測器262、導頻/數據加權模塊268、頻音平均模塊263、符碼率環濾波模塊264以及數據流平均模塊266。這些模塊中的每一個都從PHY狀態機112接收CONTORL信號，藉此可以對它們的運作進行編程。如下面將更詳細描述的，相位檢測器262產生輸出信號，所述輸出信號與兩個輸入信號的相位差成比例。符碼率環濾波器264模塊包括壓控振蕩器(VCO)/積分器，它是產生頻率與輸入電壓成比例的交流輸出信號的電路。符碼率環濾波264是可編程電路，被用來控制CFO估算器(PLL)的動態性和系統性能。本領域的技術人員應該熟悉各種PLL電路元件的功能。
CFO估算器260還包括很多平均模塊。更詳細的說，CFO估算器260包括導頻/數據加權模塊268、頻音平均模塊263和數據流平均模塊266。這些可編程的平均模塊可以被用來進一步改進由相位檢測器262產生的初始CFO估算值。
一般來說，CFO估算器260接受三種輸入信號。這些輸入信號，如下面更詳細描述的，表示來自第二信號處理階段217的接收信號292、來自信道估算模塊223的信道CFO估算293、以及來自乘法器226的加權傳輸信號估算296。如下面將更詳細解釋的，乘法器226根據物理量狀態機112中的可編程控制信號，將恰當的權重分派給每一個所傳輸的信號估算(例如，導頻估算225或數據頻音估算240)。作為選擇的，這些權重可能由導頻/數據加權模塊268分配。在實施例中，導頻估算225與數據頻音估算240相比，被加權的更多。應該注意到CFO估算器260的特殊配置和它接收輸入信號的方式只是示例性的。本領域內的技術人員可以不脫離本發明的精神實質和範圍，設計出其他的配置。
為了便於進一步描述CFO估算器260的運作，提供了以下等式和數學公式。另外，應當注意到，這些數學公式是理論的表示，而不是物理模型。同樣的，它們不代表信號實際的傳播和損傷。
MIMO或SIMO系統中的第n個發射器發射被相位噪音損傷的信號，其CFO如下xn(t)=ej2ftxtejn(t)sn(t)---(1)]]>其中，xn(t)是接收信號，ej2πΔftxtejθn(t)是相位噪音分量，sn(t)是傳輸的信號。
做一個保守的假設，相位噪音和多個(N)傳輸天線無關，而CFO和相同的天線有關，接收信號的矢量表示就變成 不良採樣或者SFO引起附加的信號損傷。假設SFO和這N個傳輸天線相關，那麼被採樣的傳輸信號變為 這裡(Ts+ΔTs)是SFO分量。
對單個符號，相位噪音(ejθn(qTs))可以在一個符號時間(ejθn，l)近似為常數。這與頻域內的平相移相符合。進一步假設第l個符號的殘餘CFO很小，那麼如圖3A所示，SFO可以近似為平相移。最後，如果假設SFO很小，那麼如圖3B所示，SFO可以在頻域上近似為線性相移。第l個傳輸符號的第k個頻音的頻域表示就是 接收器相位噪音以相似的方式影響傳輸信號。因此 使用如下的簡化符號ejk(2l-1)=ej2(s,lx+s,rx)k(2l-1)2Ts---(6)]]>ej(2l-1)=ej2(flx+frx)k(2l-1)T2---(7)]]>n,l=ejn,l---(8)]]>m,l=ejm,l---(9)]]>γmn，l＝ejψ(2l-1)αm，lβn，l(10)受損的接收信號向量[Y]和純淨的傳輸信號向量[S]之間的關係(為了容易讀，省略了α、β和γ的下標l和HMN的下標k)是
根據相移(γmn)，對於MIMO系統有下面的關係 這裡[Y]向量包括第M個接收器中第k個頻音第個l符號的接收信號。[H]向量表示接收器/發射器對(M，N)之間的估計信號損傷(例如CFO或SFO)，γ表示相位偏移。[S]向量包括從第N個發射器中發出的第l個符號和第個k頻音的傳輸信號的估算296。
如果向量[Z]是根據等式13的[H]和[S]的乘積得到的，那我們可以解決相移γ的公式，相移γ可以表示為逆[Z]矩陣乘以向量[Y]。
γ≈1/[Z]·[Y] (14)應該注意到，上述的數學描述為CFO、SFO和相位噪音提供了便利的模型。然而，它們不是物理模型，因此不能代表信號的實際傳播和損傷。但是，上面所描述的數學模型對闡明目的是有幫助的，並在下面的描述中被用作參考。
用公式14，現在在圖4A和4B中描述對在上述典型WLAN環境中運作的接收器中的CFO進行估算和校正的大體方法。如前所述，接收到的數據包包含了很多數據流，每一個數據包都有含有很多個前導信號部分的前導信號。前導信號之後是有效載荷，所述有效載荷包括很多數據符號L。每第l個數據符號，依次，有許多頻音K。每第k個頻音傳輸它獨有的數據。在MIMO或SIMO系統中，每一個數據包中都有M個接收到的數據流。
一般來說，方法400A和400B包括，對於每一個數據符號，進行前導信號CFO估算和每頻音的CFO估算。基於前導信號CFO估算進行初始CFO校正。然後，對於數據包中的第l個數據符號，每頻音估算在頻率、時間和空間上被平均，產生數據CFO估算，pdata。然後使用pdata估算和/或前導信號CFO估算ppreamble更新接收器中的CFO。這些步驟對數據包中的每第l個數據符號重複。
更詳細的說，方法400A從步驟402開始，在402中通過使每個數據包前面重複的前導信號部分相互關聯來進行前導信號CFO估算，ppreamble_stream(m)。前導信號估算的得到在下面的第2部分會更詳細的進行說明。在步驟403a中，權重被分配到每一個ppreamble_stream(m)。之後，根據步驟403b，單個的前導信號CFO估算，ppreamble，由平均M個被加權的每數據流ppreamble_stream(m)CFO估算來得到。
根據步驟404，接下來，基於單個前導信號CFO估算ppreamble進行初始CFO校正。然後根據步驟406，每頻音CFO估算被連續地在頻率、時間和空間上被平均，從而得到數據CFO估算pdata。步驟406，如下面會更為詳細解釋的，對l個數據符號中的每一個重複。最後，根據步驟408，每一個接收數據流中的任何CFO都會根據數據CFO估算，pdata，和/或前導信號CFO估算ppreamble被校正。
圖4B更詳細的描述了CFO估算是怎樣連續的在頻率、時間和空間上被平均而產生出被應用於接收器的最後CFO估算。為了便於描述，參考上述的數學公式對方法400B進行描述，所述數學公式是參照圖2的數學公式。可是，如前面所說，這些數學公式和對圖2的參考不用來限制附屬權利要求的範圍。。
方法400B從步驟410開始，其中對於數據包中的第l個符號，為數據符號中K個數據頻音中的每一個產生每頻音CFO估算ptone(k)。這個每頻音CFO估算基於(i)接收信號[Y]；(ii)信道估算[H]；(iii)數據估算或導頻信息[S]。如圖2所示，典型乘法器226的控制信號(CONTROL)提供了一種選擇數據204或導頻225信息是否將與信道估算[H]291和接收信號[Y]292相結合的方法。然而，乘法器226的使用僅僅是示例性的，本領域內的普通技術人員在有必要時，可想出其他在數據和導頻信息中做出選擇的方法。
根據步驟415，將權重分配給K個每頻音CFO數據估算中的每一個。頻音權重基於信道狀況。如上所述，單個頻音有可能是數據頻音或者是導頻。數據頻音攜載有被調製在其上的數字數據星座，而導頻攜載預定的已知數據星座。因此，可以從數據頻音或導頻中得到傳輸頻音的估算。
如果是由數據頻音得到的估算，那麼它由符號解映射模塊222的輸出得到，模塊222使用了熟知的決定定向技術來估計數據頻音中的內容。這個已知的技術包括對數據星座中單個數據點的「最近鄰居(nearest neighbor)」估算，或對數據星座中的每一點提供「決定邊界」。如果是由導頻得到的頻音估算[S]，那麼從僅為導頻提供已知數據的導頻發生器224中得到估算。
在實施例中，導頻估算與數據頻音估算相比，被加以更多的權重。在典型的實施例中，乘法器226根據PHY狀態機112中的可編程控制信號CONT將合適的權重分配給每一個傳輸信號估算。然而，本技術領域內的普通人員可以想出將恰當的權重分配給K個每頻音CFO估算的其他辦法。例如，在相位檢測器262之後的導頻/數據加權模塊268可以將恰當的權重分配給每個頻音CFO估算。
在實施例中，加權傳輸頻音估算296[S]和信道CFO估算293[H]一起被接收到相位檢測器262中。這些信號可能和相位檢測器262相結合——例如，和乘法器——它在等式14中可以被向量[Z]所表示。這樣，這個向量可以表示精確的每頻音傳輸信號估算。相位檢測器262還接收到數據信號292。被接收的數據信號292由等式14中的向量[Y]表示，它可以在符號解映射模塊222中作出的估算之前、從頻域PLL校正模塊216的輸出中得到。
如圖3A所示，由於CFO引起的相偏移在單獨的數據符號中基本上是恆量。因此，根據步驟420，接下來通過平均K個加權的每頻音CFO估算，為第l符號生成CFO估算psym(l)。這由頻音平均模塊263來完成。每符號CFO估算表示數據符號中的K個頻音所佔用的頻率帶寬上的CFO平均值。
在步驟425和430中，計算出第二個加權平均值。根據步驟425，將權重選擇性地分配給步驟420中產生的l個每符號CFO估算中的每一個。然後，根據步驟430，被加權的l個每符號CFO估算被平均，生成數據流CFO估算，pstream(m)。因此，數據流CFO估算pstream(m)表示在數據包通過信號處理管線時的平均CFO。這種平均由碼率環濾波模塊264中完成。在實施例中，每次數據流CFO估算pstream(m)被計算，大多數最近的每符號CFO估算被連續的賦予了最多的權重，而較老的每符號估算上的權重卻不斷減少。
如果有多個接收數據流M，如在MIMO或SIMO通信系統中，那麼根據步驟435和440，對每個M數據流重複步驟410-430，以生成M個數據流CFO估算，pstream(m)。在步驟435中，給m個每數據流CFO估算中的每一個分配權重。基於信道使用狀況例如信道中的信號質量來分配相關的權重。信道中的信號質量越高，就被分配越多的權重。根據步驟440，接下來M個數據流CFO估算被平均，以產生單個數據CFO估算，pdata。數據CFO估算，pdata，基本上等於CFO在空間上面的平均——也就是在兩個或者更多個空間分布的發射器上的平均。這個平均過程由數據流平均模塊266完成。
回憶起前面所說，數據包都有數據部分和前導信號部分。在步驟410至440中產生的數據CFO估算，pdata，可以和前導信號CFO估算一起使用，以生成或更新修正數據包CFO估算，ppacket。根據信道條件和系統特性，數據包CFO估算，ppacket，可包括前導信號CFO估算、數據CFO估算、或者兩者的組合。理想地，最可靠的CFO估算——通常是前導信號CFO估算——會被使用。然而，在噪音環境下或者比較差的信道中，就得使用數據CFO估算或者前導信號CFO估算或者兩者的組合。因而，根據步驟445，使用前導信號CFO估算和/或數據CFO估算，pdata生成數據包CFO估算，ppacket。
最後，按照步驟450，每一個數據流中的CFO都根據數據包CFO估算ppacket被校正。校正由CFO校正發生器280完成，它接收CFO PLL260的輸出，然後將它應用到時域PLL校正模塊212中。在實施例中，校正模塊212可以作為FFT模塊214之前的乘法器來實現。可以看到，雖然CFO估算用解調數據完成(也就是FFT之後的數據)，可是頻率校正卻在FFT運行前進行。按照步驟455，對數據包中的每個數據符號重複步驟410到450。
總的來說，對於數據包上的第l個數據符號，對數據符號中K個頻音中的每一個都進行每頻音CFO估算，而且在頻率、時間和空間上被連續平均，以生成數據CFO估算。數據CFO估算可以和前導信號CFO估算(見下文)相結合，用以更新數據包CFO估算。然後，數據包CFO估算可以應用到正通過信號處理管線的數據流上。按照這種方式，僅僅在幾個數據符號已經通過信息處理管線後，任何載波頻率都會被充分去除，因此可以精確的對外加在其上的數字數據進行解映射和解碼。
2.前導信號CFO估算和校正作為整個系統CFO估算和校正處理的一部分，可使用數據包前導信號來進行前導信號CFO估算。每個數據包之前都有前導信號。前導信號有重複的前導信號部分。例如，數據包之前可能有重複十次的短暫的0.8μs前導信號，緊跟著是重複兩次的長3.2μs的前導信號。前導信號的最終形式和內容是由通信系統中應用何種標準所決定的。不管前導信號的特殊形式，重複的前導信號內容是完全一樣的。這允許所重複的前導信號彼此比較，如果探測到相位變化，就得到粗略的CFO估算。
為了進行前導信號CFO估算，重複的前導信號部分相互關聯。為了便於解釋，對該相關性在數學上進行如下的描述。假設第一個接收數據信號X1可以由X1＝S1ej2π(fc)(Ts)+V1表示。其中S1是發射採樣，fc是模擬載波信號發射和接收的複合中心頻率，Ts是採樣速率，V1是噪音項。連續重複的前導信號部分的完全相同的部分的第二接收採樣可以表示為XN+1＝S1ej2π(fc)(N+1)(Ts)+V2。採樣的相關性表示為X1*XN+1＝|S1|2ej2π(fc)(Ts)N+V1·S1ej2π(fc)(N+1)(Ts)。可以看到，每一個相關項的相位幅角是2π(fc)(Ts)N。因此，如果在前導信號的重複部分對連續採樣的相關性求和，那麼總和基本等於相位幅角2π(fc)(Ts)N。因為N和Ts都是已知量，所以可以解決實際的fc，並且和理論上的fc相比較以得到前導信號CFO的估算。
在MIMO或SIMO系統中，有許多來自於空間分布的發射器上的基本相同的接收數據流。這使得M個數據流上的前導信號相關和求和，其方式與在單個數據流的上的重複前導信號一樣。而且，M個數據流上的每一個的前導信號估算都會在被合併到單個CFO估算之前，根據接收信號質量估算被加權。接收信號中信號質量較好的前導信號CFO估算，與接收信號中信號質量較差的前導信號CFO估算相比，獲得更多的加權。這使得在MIMO或SIMO系統中，可以得到更精確的前導信號CFO估算。
前導信號CFO估算可以被應用到數據包的連續部分。數據包上的連續部分可以是有效載荷部分。選擇性地，數據包上的連續部分是連續前導信號部分。無論哪種情況，這樣的校正都使得，當數據包正通過的第一信息處理階段205時，在網絡上的CFO逐漸變小。
III採樣頻率偏移的估算和校正如前所述，另外一種常見的損傷是採樣頻率偏移(SFO)。SFO發生在採樣時鐘與預想的或理論的採樣率有微小差異時(比如說稍快或稍慢)。例如，理論上為80Mhz的採樣時鐘，實際上可能以80.08MHz或者79.06MHz採樣。這樣的偏移引起了數據處理中的問題。例如，在80.08MHz的一千次採樣中，第1000次採樣可能實際對應的是第999段數據。這被稱為「採樣滑動」。採樣滑動發生在正向或負向上，這取決於相位變化(phase roll)的積累方向。然而，即使是很少的幾個採樣，SFO也會有效的引起接收符號的數據星座的微小相位變化。如圖3B所示，這個相移會在每個接收符號中線形傳遞。如果不去校正，這樣的相移會使接收到的數字信息惡化，尤其在符號帶寬的外端。
發明者得出了CFO和SFO之間的關係，這種關係允許有效的SFO估算和校正。在通信系統中，如前面所述的典型OFDM WLAN中，常使用的單晶體振蕩器時鐘，用它可以得到其他的系統時鐘。因此，在這樣的系統中，同一個晶體振蕩器驅動採樣頻率(fs)和載波頻率(fc)。在這樣的系統中，期望SFO是與理論fs完全相同的比例，而CFO與理論fc有完全相同的比例。換句話說，如果以部分/每百萬來表示CFO和SFO，那麼它們的值將會完全相同。在CFO已知的情況下，這個關係可以有效地估算和校正SFO。
回到圖2，它示出了估算和校正SFO的系統。如前面所詳細描述的，圖2示出了使用數據包前導信號部分來進行前導信號CFO估算的前導信號估算模塊250。圖2還示出了CFO估算器260，它對每一個符號，首先進行每頻音CFO估算，然後在時間、頻率和空間上平均該估算(如果需要)，以進一步修正和產生數據CFO估算，從而進一步修正CFO估算。因此，CFO估算器260的輸出就表示了數據CFO估算，pdata。以上所描述的估算CFO的方法，可以在本發明中實現。然而，本發明並不限於此方法，本技術領域已知的估算CFO的其他方法同樣可以被使用。
圖2還示出了與輸出CFO估算器260相連的SFO校正模塊270。SFO校正模塊270包括SFO計算器272，SFO計算器272利用CFO和SFO之間的假設關係來產生SFO估算。如前面所述，SFO大概等於理論fs乘以CFO估算值261(來自CFO估算器260)，再除以理論fc。SFO相校正發生器274與SFO計算器272相連。SFO校正發生器274接收SFO估算，產生SFO相位校正，並將它應用到接收數據流中。在實施例中，SFO相位校正被應用到FFT模塊214之後的頻域PLL校正模塊216，從而實現與估算的SFO相反的相位變化。在選擇性的實施例中(未圖示)，通過使用線性插值器將SFO相位校正作為時間校正(ΔTs)應用於數據流中。通常在FFT模塊214之前應用這樣的校正。時序被移位了ΔTs，以確保在數據星座的理想點上進行數據採樣。
SFO相位發生器274還包括SFO旋轉器(rotor)276。SFO旋轉器276被用來跟蹤整體的相位變化。如前所述，如果由於SFO引起的整體相位變化達到某一個極限值，有時指「防護間隔」，就可發生採樣滑動。換句話說，當SFO引起符號間的線性相位變化，那麼符號帶寬邊緣的數據或導頻就會偏移到超出符號解映射模塊222決定邊界的程度。在某個極限值(通常是大概採樣間隔一半(Ts/2))，SFO相位變化跟蹤器(PRT)276就發送信號277給循環字首清除模塊208，命令它提前或延遲數據採樣。這可通過將數據信號向想要的方向旋轉360度來完成。例如，當負向的相位變化大於預定的防護間隔時，可以通過將接收數據流負向旋轉360度來提前這個採樣。或者，當正向的相位變化大於預定的防護間隔時，可以通過將接收數據流正向旋轉360度來延遲這個採樣。如圖2所示，循環字首清除模塊208在接收濾波和向下採樣模塊206之後。
圖5示出了在接收數據流中估算和校正SFO的方法500。方法500可以與CFO校正方法相結合，在數據包中第l個符號中的每一個上應用。如前面提到的，所描述的方法假定fs和fc由通用時鐘源驅動，例如晶體振蕩器。根據步驟510，在接收數據包中對CFO進行估算。以上詳細描述了兩種估算CFO的方法。然而，本領域已知的估算CFO的其他方法，一樣可以被使用。
在步驟515中，由CFO估算得到SFO估算。如上所述，當fs和fc由通用時鐘源驅動時，SFO可以被認為與理論fs有完全相同的比例，而CFO則與理論fc有相同比例。更具體的說，SFO大概等於理論fs乘以上述的CFO估算，再除以理論fc。SFO估算可以由前導信號CFO估算294或數據CFO估算261、或者其他估算CFO的已知方法得到。
在步驟520中，可以根據得到的SFO估算，對第k個頻音中的每一個進行SFO相位校正。有了上述SFO和CFO之間的關係，就可以決定出應用到正通過主數位訊號處理管線中的數據流上面的校正相差是多大以及是什麼方向。
在實施例中，根據步驟525，通過使用FFT模塊214之後的頻域PLL校正模塊216，每一個接收數據流中的SFO都被校正。SFO相位校正的使用，引起了校正微小SFO的每個接收數據流上的相位變化。選擇性地，可以使用插值濾波器(未顯示)，根據得到的SFO估算使得採樣在時間上平移。這對確保採樣點與包含在多個數據頻音中的數據星座中的理想點相符和會有影響。通常在FFT模塊214之前使用這樣的插值濾波器。在任何情況下，SFO相位校正發生器274都會根據所使用的校正類型，確保SFO校正以恰當的方式進行。
根據步驟530，SFO引起的相位變化被跟蹤。如上所述，SFO引起的相位變化隨著時間而增大。如果SFO引起的相位變化太大，就會發生採樣滑動。因此，如果由於SFO引起的相位變化超過某個預定的極限值，那麼接收數據流的相位就會在恰當的方向被旋轉360度，以防止採樣滑動發生。如前面所提到的，這個極限值大概等於採樣間隔Ts的一半。
因此，根據步驟535，確定由SFO引起的相位變化是否大於預定的極限值。如果相位變化不大於這個極限值，採樣滑動不會立即發生，根據步驟530，SFO PRT 276會繼續監視相位變化。可是，如果相位變化超過了預定極限值，那麼根據步驟540，數據流會被恰當的提前或延遲一個採樣點進行採樣。同時，SFO相位校正會在恰當的方向上被旋轉360度。如果採樣被提前，那麼SFO相位校正就會被負向旋轉360度。如果採樣被延遲，那麼SFO相位校正就會被正向旋轉360度。採樣被提前或者延遲之後，那麼根據步驟530，系統會返回來跟蹤由於SFO引起的相位變化。
總而言之，當fc和fs由通用時鐘源驅動時，SFO可以由CFO估算出來。SFO校正由SFO估算得出，然後被應用到數據流上。由SFO引起的相位旋轉被跟蹤。如果由SFO引起的相位旋轉超過預定值，那麼採樣就被提前或者延遲以防止SFO引起採樣滑動。SFO相位校正同時被恰當的旋轉360度，系統繼續跟蹤由SFO引起的相位變化。
以上描述了本發明的各種實施例，都可以在交互式作圖儀上畫出來。應該理解，這些實施例的目的僅在於舉例說明，而不是限制性的。本領域的技術人員知悉，在不離開如權利要求所定義的本發明的精神和範圍情況下，上述實施例的形式上和細節還可做各種的改變。因此，本發明的保護範圍不當僅局限於以上描述的任一實施例，而應該依照權利要求及其等同來限定。
權利要求
1.一種校正通信系統中的一個或多個數據流的數據包的採樣頻率偏移的方法，其中載波頻率(fc)和採樣頻率(fs)由通用時鐘源驅動，其特徵在於，所述方法包括對於數據包中第l個符號中的每一個(a)估算接收數據包中的載波頻率偏移；(b)由所述載波頻率偏移估算得到採樣頻率偏移估算，其中採樣頻率偏移大約等於fs乘以所述載波頻率偏移估計值，再除以fc；(c)根據數據包中第k個頻音中的每一個的採樣頻率偏移估算，得到採樣頻率偏移相位校正；以及(d)將所述的採樣頻率偏移相位校正應用到所述的接收數據流中。
2.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述的接收數據包有前導信號部分，所述載波頻率偏移估算值從所述的前導信號部分得到。
3.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述的數據包有有效負荷部分，所述的載波頻率偏移估算值從所述有效負荷部分得到。
4.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，還包括(e)追蹤由於採樣頻率偏移引起的相位變化；(f)當所述的相位負向變化大於預定閾值的時候，將採樣處理的開始位置提前一個採樣，從而防止採樣滑動，同時將採樣頻率偏移相位校正旋轉負360度；以及(g)返回到步驟(e)。
5.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，還包括(e)追蹤由於採樣頻率偏移引起的相位變化；以及(f)當所述的相位正向變化大於預定閾值的時候，將採樣處理的開始位(g)置延遲一個採樣，從而避免採樣滑動，同時將採樣頻率偏移相位校負旋轉負360度；以及(h)返回到步驟(e)。
6.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，使用快速傅立葉變換解調所述的接收數據包。
7.根據權利要求6所述的方法，其特徵在於，所述的採樣頻率偏移校正在所述的FFT之後應用的相位校正。
8.根據權利要求6所述的方法，其特徵在於，所述的採樣頻率偏移校正在所述的FFT之後應用的時間校正。
9.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述的載波頻率偏移估算值，對於數據包中的第l個數據符號，可通過得到每頻音載波頻率偏移估算值並將所述每頻音載波頻率偏移估算值在頻率、時間和空間上連續平均，來得到所述載波頻率偏移估算值。
全文摘要
本發明涉及一種校正通信系統中的一個或多個數據流的數據包的採樣頻率偏移(SFO)的方法，其中載波頻率(f
文檔編號H04B7/26GK1881823SQ200610092478
公開日2006年12月20日 申請日期2006年5月31日 優先權日2005年6月17日
發明者瑞賈得·T·慕塔, 羅伊特·V·蓋克瓦德 申請人:美國博通公司