開關電源裝置以及影像顯示裝置的製作方法

2023-05-10 21:23:11

專利名稱：開關電源裝置以及影像顯示裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種獲得與交流隔離的直流輸出的開關電源裝置以及搭載了該開關
電源裝置的影像顯示裝置。
背景技術：
在現有的開關電源裝置中，為了從商用交流電源進行整流、平滑後獲得直流，最簡 單的是使用二極體橋和平滑電容器的結構，但是在這種結構中，成為只有在電源電壓的峰 值附近流過輸入電流的所謂電容輸入型的整流電路，導致功率因數下降、輸入高次諧波增 大。輸入高次諧波的問題已由國際標準規定，而需要與輸入功率相應的對策。針對該動向， 提出了各種被稱為功率因數校正(PFC:Power FactorCorrection)變換器或者高功率因數 變換器的變換器。 其中最常用的電路是被稱為升壓型PFC變換器的電路方式，它是如下結構的電 路使交流輸入到整流二極體橋的正極側和負極側之間，連接線圈和開關的串聯電路，在線 圈和開關的連接點上連接升壓二極體的陽極側，將升壓二極體的陰極側連接在輸出平滑電 容器的高電壓側，並連接了輸出平滑電容器的低電壓側和二極體橋的負極側。但是，該PFC 變換器不具有隔離功能，並且是升壓型，因此為了得到直流24V或12V這樣的電壓，在PFC 變換器的後級連接具有隔離變壓器的隔離型DC-DC變換器，得到所期望的直流電壓。在現 有的這種結構中直到得到直流電壓為止都通過轉換電路，因此綜合轉換效率低，從節能的 觀點出發存在問題。 與此相對，公開了非專利文獻1所示的單級方式的有源鉗位(active clamp)功率 因數校正變換器等在一個變換器中兼具PFC功能和隔離功能、輸出電壓穩定化功能的開關 電源裝置。 該開關電源裝置以有源鉗位方式的反激變換器(flybackconverter)為基礎，在 對商用交流進行整流的二極體橋的直流側具備線圈，通過使該線圈的電流在不連續模式下 進行動作來進行功率校正動作。除此之外，作為具有PFC功能的隔離型變換器還提出了各 種各樣的電路。[非專利文獻1]社團法人電子情報通信學會"一段方式7々於 :/力率 改善3力、'一 夕"信學技報EE2002-83 (2003-02) 在上述的單級方式有源鉗位功率因數校正變換器中，其結構是在變壓器初級側具 有平滑電容器，當主開關元件關斷時施加該電容器電壓和有源鉗位電容器的電壓的總和。 這在通常的帶PFC變換器和鉗位電路的反激變換器、或者基於帶PFC變換器和鉗位電路的 正激變換器(forward converter)的2級變換器結構等中也相同，主開關元件被施加PFC變 換器的輸出電壓和對主開關元件關斷時的階躍電壓進行鉗位的鉗位電容器的電壓的總和。
這樣，開關元件的關斷時被施加的電壓變高，由於這涉及開關元件的關斷損失的 增加、開關元件的高耐壓化，因此能否提供用某種方法使關斷時的施加電壓降低的開關電 源裝置是個問題。
這裡，初級側平滑電容器負擔著瞬停補償功能、即輸入電壓意外下降時將輸出電 壓的變動抑制一定時間的功能。這個時間通常是20ms左右，但是根據用途有時需要補償數 100ms的期間。為了確保瞬停補償時間，需要增加電容器的容量、或提高電容器的充電電壓， 但是由於前者導致電容器的安裝體積增加、成本增加所以實現性嚴格，因此選擇後者。但 是，這涉及開關元件的關斷損失增加。 另外，在將該開關電源裝置搭載在液晶顯示裝置等顯示設備上的情況下，例如以 液晶電視為代表的薄型電視為了確保舒適的生活空間，不佔設置場所的壁掛型、貼壁型的 重要性進一步增加，希望使電視接收機的厚度為30mm以下。為了實現這種超薄型電視，需 要使內置於電視接收機內的開關電源基板不超過10mm。為了實現這個目的，需要實現開關 電源裝置的搭載部件的薄型化，但是電源起動時的浪湧防止電路中使用的繼電器(relay) 和水泥(cement)電阻的薄型化困難。

發明內容
本發明的主要目的在於，在基於單級結構的隔離型變換器的開關電源中，降低開 關元件的開關損失，提高電源效率，並且實現厚度10mm以下的薄型化。
為了解決上述問題，本發明是輸入商用交流而輸出被隔離的直流的開關電源裝 置，具有整流單元，對商用交流進行整流；隔離變壓器，具有初級繞組和次級繞組；第一開 關元件，與隔離變壓器的初級繞組串聯連接；第二開關元件，與隔離變壓器的初級繞組的兩 端連接；第一電容器，連接在隔離變壓器的初級繞組的兩端，並與第二開關元件串聯連接； 第三開關元件，與整流單元並聯連接；第二電容器，與整流單元並聯連接，並與第三開關元 件串聯連接；以及控制電路，具備對商用交流的停電進行檢測的停電檢測單元，在由停電檢 測單元檢測出停電的情況下，控制第三開關元件，使預先蓄積在第二電容器中的電荷放電 到通過隔離變壓器隔離的直流輸出側。 另外，構成為具有整流單元，對商用交流進行整流；隔離變壓器，具有初級繞組 和次級繞組；第一開關元件，與隔離變壓器的初級繞組串聯連接；與隔離變壓器的初級繞 組的兩端連接、並分別在漏極之間連接的第二開關元件以及第三開關元件；電容器，連接於 第二開關元件以及第三開關元件之間的連接點和第一開關元件的源極；以及控制電路，具 備用於對商用交流的停電進行檢測的停電檢測單元，在由停電檢測單元檢測出停電的情況 下，控制第三開關元件，使預先蓄積到電容器中的電荷放電到通過隔離變壓器隔離的直流 輸出側。 在基於單級結構的隔離型變換器的開關電源中，能夠降低開關元件的開關損耗來 提高電源效率，並且實現厚度為10mm以下的薄型化。


圖1是表示與本發明有關的開關電源裝置的第一實施方式的電路圖。
圖2是表示本發明的第一實施方式的控制電路模塊的圖。
圖3是說明與本發明有關的開關電源裝置的AC正常時的動作模式的圖。
圖4是說明與本發明有關的開關電源裝置的停電時的動作模式的圖。
圖5是表示與本發明有關的開關電源裝置的開關周期中的各部分波形的圖。
圖6是表示本發明的第一實施方式的停電發生前後的各部分波形的圖。 圖7是表示與本發明有關的開關電源裝置的第二實施方式的電路圖。 圖8是表示本發明的第二實施方式的控制電路模塊的圖。 圖9是表示本發明的第二實施方式的停電發生前後的各部分波形的圖。 圖10是表示與本發明有關的開關電源裝置的第三實施方式的電路圖。 圖11是表示與本發明有關的開關電源裝置的第四實施方式的電路圖。 圖12是表示本發明的第四實施方式的充電器的一個電路例子的圖。 圖13是表示與本發明有關的開關電源裝置的第五實施方式的電路圖。 圖14是表示與本發明有關的開關電源裝置的第六實施方式的電路圖。 圖15是表示與本發明有關的開關電源裝置的第七實施方式的電路圖。 圖16是表示與本發明有關的開關電源基板的一個安裝圖的圖。 圖17是表示搭載了本發明的開關電源裝置的薄型電視接收機背面的一個電路安
裝的圖。 附圖標記說明 1 :商用交流；2 :二極體橋；3、3a :扼流線圈；4、8 :電容器；5a、5b、5c、5d :功率
MOSFET ;9、9a、9b :隔離變壓器;10a、 10b、 10c、 10d、 10e、 10f、 10g、 10h、 10i :二極體;ll、lla :
輸出平滑電容器；12、12a :負載；13 :輸入電壓波形；14 :輸入電流；15 :變壓器；16 :輸入 電容器；17 :充電電路；18 :智能功率設備；19a、19b :開關；20a、20b、20c、20d :放大器；21 : 停電檢測器；22 :乘法器；23 :減法器；24 :比較器；25 :三角波發生器；26 : —次延遲電路；
27a、27b :P麗比較器；28 :NOT電路；29a、29b、29c :驅動器；30 :輸入連接器;31、31a :鋁板; 32 :電源基板；33 :液晶面板；34a、34b、34c :支柱；35a、35b :LED驅動器基板；36 :電路基 板；37 :T-con(定時控制器)基板；38 :電源線纜；39 :濾波器基板；40a、40b、40c :輸出連接器。
具體實施例方式
在本發明中，在具有功率因數校正控制和隔離功能、輸出電壓穩定化控制功能的
單級方式開關電源方面，提供適於高效率且小型薄型化的方式，對液晶電視、等離子體電視 接收機厚度的薄型化作出了貢獻。〈第一實施方式> 使用圖1 圖6來說明本發明的第一實施方式。
圖1是表示作為本發明的電源裝置的開關電源裝置的第一實施方式的電路圖。下
面說明圖1的結構。開關電源裝置是輸入商用交流而輸出被隔離的直流的裝置。 商用交流1經過二極體橋2而成為輸入電壓波形13的全波整流波形，其中，該二 極管橋2是對該商用交流1進行整流的整流單元。在二極體橋2的直流側的正負端子間連 接了輸入電容器16。輸入電容器16用於濾波，容量為幾iiF。採用二極體橋2和輸入電容 器16之間的電流作為輸入電流14。另外，與該輸入電容器16並聯連接了作為開關單元的 功率MOSFET 5c和電容器4的串聯對。作為開關單元的功率M0SFET 5c是N溝道型功率 M0SFET，源極連接於正側，漏極連接於電容器4，成為阻止電容器4放電。電容器4是瞬停補 償用電容器，其容量根據瞬停補償時間而變化，假定100 ii F 1000 y F程度。
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另外，至少具有初級繞組和次級繞組的隔離變壓器9的初級繞組和作為開關單元 的功率MOSFET 5a的串聯對，與輸入電容器16並聯連接。此時，初級繞組的巻繞起始處與 輸入電容器16的正側連接。並且，電容器8和開關元件的功率MOSFET 5b的串聯對連接在 變壓器的初級繞組兩端。此時，功率MOSFET 5a的漏極和功率MOSFET 5b的源極相連接。 即，作為開關元件的功率MOSFET 5a(Ql)與隔離變壓器9的初級繞組串聯連接，作為開關 元件的功率MOSFET 5b(Q2)連接在隔離變壓器9的初級繞組的兩端，作為開關元件的功率 M0SFET 5c(Q3)與作為整流單元的二極體橋2並聯連接，電容器4 (Cdc)與二極體橋2並聯 連接，並與功率MOSFET 5c(Q3)串聯連接，電容器8 (Cc)連接在隔離變壓器9的初級繞組的 兩端，且與功率MOSFET 5b(Q2)串聯連接。 在作為隔離變壓器9的次級繞組的一端側的巻繞結束側連接了二極體10a(Dl)的 陽極，在二極體10a的陰極和作為次級繞組的另一端側的巻繞起始之間連接了作為電容器 的輸出平滑電容器ll(Co)。在輸出平滑電容器11上連接了負載12。向負載12提供的供 電電壓是24V，但是實際上負載12假設為液晶電視的背光燈、邏輯電路、調諧器(t皿er)等， 分別經由變流器(inverter) 、DC-DC變換器而連接到負載上。因此，輸出電壓24V的精度能 夠設定得比直接連接有負載的結構寬鬆，本實施方式中的精度為±10%左右。
下面，說明圖2的結構。圖2是表示圖1的開關電源裝置中的控制電路的一個模 塊的圖。 輸入電壓Vin是交流電源(商用交流l)的電壓，它被輸入到用於檢測商用交流l 的停電的停電檢測單元的停電檢測器21。停電檢測器21的輸出連接於一次延遲電路26和 開關19a。 一次延遲電路26的輸出被輸入到P麗比較器27b的正輸入。在P麗比較器27b 的負輸入上連接了三角波發生器25。 P麗比較器27b的輸出被輸入到驅動器29c，驅動器 29c的輸出被連接到Q3、即開關元件的功率M0SFET 5c的柵極。輸出電壓Vout連接到放大 器20a以及放大器20b的反轉輸入。放大器20a以及放大器20b的非反轉輸入被輸入了輸 出電壓指令值。放大器20a的輸出被連接到乘法器22。乘法器22還被輸入了輸入電壓波 形13。並且，乘法器22的輸出被連接到放大器20c的非反轉輸入。放大器20c的反轉輸入 被輸入了輸入電流14。放大器20c的輸出連接在開關19a的一方。另一方面，放大器20b 的輸出連接在開關19a的另一方。開關19a連接到P麗比較器27a的正輸入。該P麗比較 器27a的負輸入連接有三角波發生器25。 P麗比較器27a的輸出經由驅動器29a連接於 Q1、即開關元件的功率M0SFET 5a的柵極。另夕卜，P麗比較器27a的輸出經由NOT電路28、 驅動器29b而連接於Q2、即開關元件的功率M0SFET 5b的柵極。 本發明在停電檢測器21檢測到停電時，控制Q3，使預先蓄積在Cdc中的電荷向經 由隔離變壓器9隔離後的直流輸出側進行放電。另外在檢測到停電時，控制Q3的脈衝信號 與Q1同步，並且該脈衝信號的寬度逐漸擴大。 接著，使用圖3說明圖1的電路的每個開關周期的基本的動作。
圖3的(a)是示意性地示出了當使Q1 (功率M0SFET 5a)導通時的電流流向的圖， 用叫Cin的名稱的可變電壓源記載了輸入電容器16。當Ql導通時，電流從Cin經由變壓器 Tr的初級繞組流到Ql 。此時，變壓器Tr被勵磁，但是在次級繞組側沒有傳遞電力，從Co即 輸出平滑電容器11向負載放電。 接著，在圖3的(b)中Ql關斷時，流入變壓器Tr的初級繞組側的電流經由Q2 (功率M0SFET 5b)的二極體而流入Cc、即電容器8。此時，Cc具有對Ql的電壓上升進行鉗位 的作用。另外，此時勵磁能量通過D1即二極體10a而從變壓器Tr的次級繞組釋放，電流流 向Co(輸出平滑電容器ll)和負載12。 在圖3的(b)的狀態中使Q2導通時，由於Q2沒有被施加電壓，因此能夠實現 ZVS(零伏開關)導通。並且，在圖3的(c)中電流逆轉，電流在從Cc通過Q2、變壓器Tr的 初級繞組的路徑(route)中流過。 此時，在圖3的(d)中使Q2關斷時，Q1的二極體導通，電流在從Q1到變壓器Tr的 初級繞組側、Cin這樣的路徑中流過。 此時，當使Ql導通時，由於Ql沒有被施加電壓，因此能夠實現ZVS (零伏開關)導 通。 接著，在圖4中，使用圖4來說明停電發生時的開關動作。 在圖4的(a)中，與圖3的(a)不同，使Q3導通。另一方面，在停電時二極體橋2 變成反向偏置，輸入電容器16(Cin)變成與電容器4(Cdc)相同的電壓。當Q1導通時，電流 從Cdc經由Q3流向變壓器Tr的初級繞組側、Ql，從而對變壓器Tr的初級繞組進行勵磁。 接著，當在圖4的(b)中Q1關斷時，變壓器初級側電流經由Q2的二極體流向Cc、即電容器 8。此時，Cc具有對Ql的電壓上升進行鉗位的作用。另外，此時勵磁能量通過D1即二極體 10a而從變壓器Tr的次級繞組側釋放出，電流流向Co和負載12。 在圖4的(b)的狀態下使Q2導通時，Q2沒有被施加電壓，因此能夠實現ZVS(零 伏開關)導通。並且，在圖4的(c)中電流逆轉，電流在從Cc通過Q2、變壓器Tr的初級繞 組的路徑中流過。 此時，在圖4的(d)中使Q2關斷時，Q1的二極體導通，電流在從Ql到變壓器Tr的 初級繞組側、Q3、 Cdc這樣的路徑中流過。 此時，當使Ql導通時，Ql沒有被施加電壓，因此能夠實現ZVS(零伏開關)導通。
將圖3中所說明的內容作為各部分波形而表示在圖5中。 圖5中的條件是輸入為AC100Vrms、瞬時電壓為141V、輸出為24V/180W負載時。針 對Ql柵極、Q2柵極的波形，記載了 Ql的電壓波形VQ1、 Ql的電流波形IQ1、 Q2的電壓波形 VQ2、Q2的電流波形IQ2、二極體Dl的電流波形ID1的波形。 圖5中的Ql的電流波形IQ1在導通時是從負值開始，能夠確認ZVS導通。關於Q2 的電流波形IQ2也相同，成為ZVS導通。另夕卜，Ql、 Q2關斷時向各個元件施加的電壓VQ1、 VQ2分別約為280V。 接著，在圖6中示出商用正常時和瞬停發生時的各部分的波形。首先，敘述該波形 的前半部中的商用正常時的功率因數校正動作。在輸入電壓為AC100V的情況下，成為峰值 約為141V的正弦波電壓波形。 在圖2所示的控制系統中，首先計算出通過放大器20a對輸出電壓Vout和輸出電 壓指令值的誤差進行放大後的值。並且，通過乘法器22將該值與輸入電壓波形13相乘。相 乘結果作為輸入電流指令值而被輸入到放大器20c。此時，在放大器20b中也運算輸出電壓 Vout和輸出電壓指令值的誤差，但是在商用正常時，如圖6所示，停電檢測器21的輸出為 Low(低)，因此開關19a連接於放大器20c側，放大器20c的輸出被輸入到P麗比較器27a 中。通過P麗比較器27a得到與放大器20c的輸出相應的脈寬，該脈衝經由驅動器29a傳遞到Q1而進行開關驅動。 另外，Q2通過N0T電路28和驅動器29b而與Ql實現互補動作。此外，死時間(dead time)設置在驅動器29a、29b中。在商用正常時，停電檢測器21的輸出為Low,因此P麗比 較器27b的正輸入為零，Q3不被驅動而是關斷狀態。通過該控制系統，能夠控制Ql使得輸 入電流14成為正弦波狀。 Ql的P麗脈寬的佔空比(Duty)如圖6所示，成為在輸入正弦波的零交叉(zero cross)附近最大、在峰值附近減少的波形。Ql關斷時的施加電壓成為Cin和Cc的電壓的 總和。Cc的電壓大約為140V，因此在零交叉附近為140V，在峰值附近約為280V。另一方 面，關於Cdc，由於Q3被關斷所以沒有放電路徑，被施加對在電源起動時所施加的峰值電壓 141V相加了由Q1、Q2的開關引起的電壓階躍量而得到的約155V。此外，該電壓根據布線圖 案、變壓器的構造、Ql、 Q2、 Cdc的安裝位置等而變化。 輸出電壓Vout具有商用交流的2倍的頻率脈動(frequencyripple)，電壓精度 為24V士10X以下的程度。該輸出電壓Vout的精度和輸入電流Iin波形的失真率具有折 衷(tradeoff)關係。在本發明中，構成為在24V輸出的後級連接變流器、變換器，因此允許 ±10%程度的輸出電壓變動，在輸入功率因數校正控制中進行加權。 接著，對停電發生時進行敘述。當發生停電時，圖2的停電檢測器21的輸出變化 為High(高)，經由一次延遲電路26而連接的P麗比較器27b的正輸入逐漸增加。根據該 動作，Q3被提供驅動脈衝，但是該脈衝與Q1同步，其佔空比逐漸增加。另一方面，通過停電 檢測器21的反轉，開關19a被切換到放大器20b。放大器20b與放大器20a同樣地進行輸 出電壓的誤差放大，但是截止頻率不同，放大器20b在高頻頻帶下的增益更高。通過將開關 19a切換到放大器20b，忽略基於放大器20c的輸入電流的波形控制，只切換到輸出電壓控 制系統。 此夕卜，圖2所示的控制電路框圖還能夠以數字控制來實現，在這種情況下通過將 放大器20a、20b綜合為一個控制系統來改變增益，從而能夠實現相同的控制。
在停電發生時，如圖4中所述，Cdc的電壓施加到變壓器Tr上，只通過輸出電壓控 制的控制系統而作為DC-DC變換器進行動作。伴隨著動作，Cdc的電壓逐漸下降，因此為了 補償該電壓而增加Ql的佔空比，由此能夠使輸出電壓保持恆定。 停電發生時施加於Ql的電壓是Cdc的電壓+Cc的電壓，初始值為295V，伴隨著放 電而逐漸下降。 當停電發生在短時間內結束而恢復供電的情況下，停電檢測器21的輸出反轉為 Low,返回到商用正常時的控制系統，重新開始輸入電流Iin波形控制。 S卩，開關電源電路的控制電路具有將商用交流1的輸入電流波形控制成正弦波形 並且將輸出電壓控制成恆定電壓的第一控制系統、以及與商用交流1的輸入電流波形的控 制無關地將輸出電壓控制成恆定電壓的第二控制系統，在商用交流正常時通過第一控制系 統進行控制，在停電時切換到第二控制系統而進行控制。 此外，停電檢測器21也可以在商用交流1的輸入電壓Vin的瞬時值的絕對值下降 到預先確定的值以下時、或者被隔離變壓器9隔離了的直流輸出的電壓下降到預先確定的 值以下時檢測停電。 圖1所示的變壓器Tr是1輸出，與普通的反激變換器同樣地能夠通過巻繞多組次級繞組而得到電壓不同的多個輸出。另外，能夠將該輸出用於Q1、Q2、Q3的驅動電源。另 外，也可以在Q2、 Q3中使用P溝道型功率M0SFET。 此外，雖然示出了輸入電壓100V的例子，但是也可以輸入200V系統，能夠應對全 世界的電壓輸入。 這樣，在本發明中，在反激變換器中作為功率因數校正控制系統而具有輸入波形 控制功能，並且利用開關將停電補償用電容器進行分離，使穩定時施加到開關元件的電壓 變成與輸入電壓的瞬時值相應的值。由此，能夠抑制Q1、Q2的關斷時的開關損耗。此外， Ql、 Q2能夠實現ZVS導通，因此導通和關斷時都能夠抑制開關損耗，能夠實現高效率化。
另外，具有高次諧波抑制功能和瞬停補償功能，因此能夠將所需的平滑電容器容 量設為最低限度，能夠降低開關電源裝置的安裝體積，增加電源的輸出密度。而且，在本發 明的開關電源裝置中能夠具有初始充電功能，能夠除去以往所必須的浪湧防止電路。例如 能夠通過追加後述的圖11的充電電路17和二極體10b(D2)來實現初始充電功能。
此外，作為開關元件，在本實施方式中使用了功率M0SFET，但是也可以根據電流容 量、電壓的條件而使用IGBT。另外，包括二極體在內，優選使用以SiC為素材的功率設備。
〈第二實施方式> 接著，使用圖7 圖9來說明本發明的第二實施方式。圖7表示本發明的開關電 源裝置的主電路部，圖8表示其控制電路，圖9表示各部分的波形。在圖7 圖9中，對於 與圖1 圖6相同的結構要素標記相同的符號。 圖7與圖1的主電路部的不同點在於，在二極體橋2的直流側與Q3(功率MOSFET 5c)、Cdc(電容器4)的串聯對之間連接了對Cdc進行充電的充電單元的扼流線圈3(Ll)。 此外，未安裝輸入電容器16，但是也可以將其安裝在二極體橋2和扼流線圈3之間。
接著說明圖8的結構。圖8是圖7的主電路的控制電路。圖8與圖2的不同點在 於，追加了放大器20d、開關19b、減法器23、比較器24。放大器20d將Cdc電壓連接到反轉 輸入，將VDC指令值連接到非反轉輸入。放大器20d的輸出經由開關19d而連接到減法器 23的負輸入。由停電檢測器21的輸出來控制開關19d。在減法器23的正輸入上連接了放 大器20b的輸出。減法器23的輸出被連接到比較器24的正輸入。比較器24的負輸入被 輸入輸入電壓波形13。 接著，按照圖9的各部分波形來說明本實施方式的動作。 首先，圖7的主電路動作與圖1的電路動作的不同點在於，具有如下功能通過設 置作為充電單元的扼流線圈3，由此對Cdc進行充電；以及在輸入電壓Vin的零交叉時將充 電到Cdc中的電荷進行放電，從而補償輸出電壓的下降。 商用交流正常時，輸入電壓Vin成為正弦波。當Q1導通時，在二極體橋2、扼流線 圈3(Ll)、變壓器Tr的初級繞組、Q1的路徑中流過電流。此時，變壓器Tr的初級繞組和Ll 中也蓄積勵磁能量。當Ql關斷時，流過變壓器Tr的初級繞組的電流通過Q2的二極體而流 向電容器8(Cc)，並對Cc進行充電。此時，二極體10a(Dl)導通，電流從變壓器Tr的次級繞 組流向輸出平滑電容器11 (Co)。 另一方面，流過Ll的電流通過Q3的二極體而流向Cdc，並對Cdc進行充電。在該 狀態下向Q2提供柵極電壓時，能夠實現ZVS導通。當Q2導通時，蓄積在Cc中的電荷反向 流過變壓器的初級繞組。在該狀態下使Q2關斷時，電流從Ql的二極體經由變壓器初級繞組、Q3的二極體而流入Cdc。此時如果向Ql提供柵極電壓則Ql進行ZVS導通。 g卩，當Ql導通時，形成扼流線圈3、隔離變壓器9的初級繞組和Ql的串聯電路，當
Ql關斷時，蓄積在扼流線圈3中的能量通過Q2而蓄積在Cdc中進行充電。 此外，扼流線圈3也可以是巻繞在與隔離變壓器9相同的磁路上來形成。 說明圖8的控制系統的動作。在商用正常時，Ql、 Q2的控制方法與第一實施方式相同。 Cdc的電壓輸入到放大器20d，並與VDC指令值進行比較，其誤差被放大器20d放 大後輸出到減法器23。停電檢測器21的輸出是Low，開關19b是導通狀態。
另一方面，輸出電壓指令值和輸出電壓Vout由放大器20b進行比較，並進行誤差 放大。該輸出被輸入到減法器23，在減法器23中對輸出電壓的誤差成分和Cdc電壓的誤 差成分進行合計計算。即，Cdc電壓越是上升、輸出電壓越是下降，則減法器23的輸出電平 越是上升。在比較器24中對輸入電壓Vin的電平和減法器23的輸出電平進行比較。其結 果，只在輸入電壓瞬時值低的零交叉附近，比較器24輸出High輸出。該輸出通過一次延遲 電路26而被延遲並被傳遞給P麗比較器27b，轉換為對Q3的柵極進行驅動的信號。
如圖9所示，Q3的佔空比在輸入電壓Vin的零交叉附近變成三角形狀。此時，Cdc 的電荷經由Q3而流過變壓器Tr的初級繞組，從而能夠補償次級繞組側的輸出電壓。此時， Ql的佔空比如圖所示，與Q3相反地下降為三角形狀而縮小，抑制輸出電壓的上升。
另外，由此使Cdc的電壓下降。在本實施方式中，將Cdc指令值設為340V，因此在 340V和Cdc電壓之間的偏差大的情況下放電時間增加。另一方面，在輸出電壓與24V之間 的偏差大的情況下，也同樣地增加放電時間。在Q3導通的期間，輸入電流幾乎為零，具有輸 入電流的波形失真增加的傾向，但是零交叉附近的輸入電流原本就是零，因此波形失真的 增加被抑制到最小限度。 另外，在零交叉附近，輸入電流指令值也接近零，因此零交叉附近是難以確保輸出 功率的期間。因此，在該期間利用來自Cdc的放電電荷來補償輸出，這涉及到降低輸出電容 器的容量，對降低開關電源裝置的體積並提高安裝密度有貢獻。 這樣，Q3隻在輸入電壓瞬時值的零交叉附近進行開關動作，在除此之外的輸入電 壓瞬時值比較高的期間不進行開關動作，因此能夠抑制開關損耗並提供高效率的變換器。
接著，敘述停電發生時的動作。在停電發生時，圖8的停電檢測器21的輸出從Low 變化為High。由此，開關19a切換到放大器20b—側，開關19b從導通變化為關斷。其結 果，Ql、 Q2根據基於放大器20b的輸出電壓控制系統而進行動作，可以忽略基於放大器20c 的輸入電流的波形控制。 另一方面，通過使開關19b成為關斷來切斷放大器20d，在停電發生時，停止Cdc的 電壓控制系統的動作。另外，在停電發生時，輸入電壓波形13也是零，因此比較器24根據 放大器20b的輸出即輸出電壓的誤差來改變輸出。該比較器24的輸出經由一次延遲電路 26被傳遞給P麗比較器27b，並與三角波發生器25的輸出進行比較來控制Q3的導通脈寬。 由此，根據放大器20b的輸出來對Q1和Q3的佔空比進行P麗控制，使得在停電時將輸出電 壓保持為恆定。 在停電時，由於Q3的電壓逐漸下降，因此Q3、 Ql的佔空比伴隨該情形分別逐漸上 升。此外，一次延遲電路26是抑制如下情形的電路施加到變壓器初級繞組上的電壓由於
12Q3導通而急劇變化，輸出較大地進行變動。 圖8的控制系統由模擬電路構成，除此之外還優選在控制IC上進行單片化(one chip)。而且，還優選使用DSP、FPGA而構成為數字控制系統。特別是關於停電、恢復供電時 的控制系統的切換，為了抑制帶給輸出電壓的變動的影響，希望是基於數字控制的切換。此 外，控制模塊只要具備輸出電壓穩定化、輸入功率因數校正、瞬停補償的功能，則也可以不 同於圖8的結構。 本實施方式與圖l所示的實施方式相比，能夠提高電容器4(Cdc)的電壓。因此，
能夠降低瞬停補償所需的Cdc的容量。另外，能夠在輸入電壓零交叉時補償輸出電壓的下
降，從而還能夠降低輸出平滑電容器11的容量。另一方面，在Q1、 Q2的關斷時所施加的電
壓與圖1的實施方式相比有所增加，因此開關損耗有增加的傾向。Cdc的電壓的設定值(指
令值)為多少V最合適，是考慮Cdc、Co的容量和開關損耗的增減來確定的。 Q2、 Q3也可以使用P溝道M0SFET。另外，輸入電壓能夠應對100V以及200V系列
的寬範圍、全世界範圍。 作為圖8的輸入電壓Vin信號，還能夠利用輸入電壓波形13。在這種情況下，不需 要輸入電壓Vin的檢測器。 另外，在本發明的方式中，能夠將變壓器9的次級繞組設置多個而得到分別隔離
了的多個輸出。另外，還可以將其中的一個輸出用於本開關電源裝置的控制電路的驅動。或 者，也可以將變壓器9的結構如後述的圖11所示分割為多個。
〈第三實施方式〉 接著，使用圖IO說明本發明的第三實施方式。圖10中示出了本發明的開關電源 裝置的主電路部。 在圖10中，對於與圖1、圖7相同的結構要素標記相同的符號。
圖10與圖1的主電路部的不同點在於在電容器4(Cdc)和功率M0SFET 5c (Q3) 之間，以阻止從Vin側向Cdc進行充電的方式插入二極體10b (D2);在D2和Cdc的連接點上 連接了二極體10c(D3)的陽極，D3的陽極連接在功率MOSFET 5d(Q4)的源極上，Q4的漏極 連接在Ql的漏極上；在隔離變壓器9(Tr)的次級繞組側連接了不是連接在Dl上的次級繞 組的另一次級繞組，在該另一次級繞組的巻繞結束側連接了二極體10d(D4)的陽極，在D4 的陰極側連接了輸出平滑電容器lla(Co2)。並且，在Co2的兩端連接了負載12a。 S卩，D3和 D4串聯連接，D3的未與Q4連接的一側連接於D2和Cdc間的連接點，Q4的未與Q3連接的 一側連接於Ql和Q2的連接點。 接著說明圖10的電路的動作。首先，在該電路中使Q4與Q3互補動作。
圖10的動作遵照圖1的電路的動作，但是Cdc的充電方法不同。
Cdc的充電方法不是從電源側進行而是根據Ql、 Q2的開關來進行的。當Ql導通 時，從輸入側通過變壓器Tr的初級繞組而流過電流，當Ql關斷時，變壓器Tr的次級繞組側 流過電流，這點與基本電路相同。這裡，通常Q3為關斷，與Q3進行互補動作的Q4成導通狀 態。因此，當Ql關斷時，經由Q2的二極體對Cc進行充電，並且經由Q4、 D3對Cdc進行充 電。接著，當使Q2導通時，Cdc被施加Cin+Cc的電壓。因此，Cdc被充電到Cin和Cc的電 壓的合計值為止。該電壓在AC100V輸入時變成280V左右。其結果，Cdc被充電到比圖l所 示的電路還高的電壓。
在本實施方式的控制方法中，Cdc的電壓的最大值被確定，不會被過充電，因此不 需要圖8所示的控制模塊中的放大器20d和開關19b。並且，除了使用充電到Cdc中的能量 來進行商用輸入交流的零交叉附近的輸出電壓補償之外，還能夠在瞬停時進行輸出電壓控 制來保持輸出電壓。 這樣還作為初始充電單元而進行動作的充電單元，也可以具有吸收Q1關斷時所 發生的浪湧能量的鉗位單元，通過將由該鉗位單元所回收的浪湧能量蓄積到Cdc中來進行 充電。 在本實施方式中，不需要初始充電電路的繼電器、浪湧防止用的水泥電阻，因此能 夠實現開關電源裝置的薄型安裝化。 另外，例如在設為應對全世界的開關電源裝置時，在輸入了 AC240V等高電壓的情 況下也沒有在Cdc中流過浪湧電流的擔憂，因此能夠從施加Cdc的電壓設定值的電壓的最 大值(峰值)即380V 400V下降。這除了能夠降低電容器的耐壓以外，還密切關聯到降 低初級側平滑電容器的施加電壓來降低洩漏電流，並降低電路損耗。
〈第四實施方式〉 接著，使用圖11和圖12來說明本發明的第四實施方式。 圖11中示出了本發明的開關電源裝置的主電路部。在圖11中，對於與圖1、圖7、
圖io相同的結構要素標記相同的符號。 圖11與圖10的主電路部的不同點在於去掉連接Ql和Cdc的Q4和Q3，取而代 之將充電電路17與Cin並聯連接，並且將其輸出連接到Cdc上；隔離變壓器被三分割為隔 離變壓器9、9a、9b。關於隔離變壓器9(Trl)、9a(Tr2)、9b(Tr3)的連接，是串聯連接各自的 初級繞組，在次級繞組的巻繞結束側分別連接二極體10a(Dl)、10f(D6)、10g(D7)的陽極， 將Dl、D6、D7各自的陰極側進行連接並連接到輸出平滑電容器ll(Co)的正極側。Co的負 極側連接在隔離變壓器9、9a、9b的次級繞組的巻繞起始處。 接著說明圖12的結構。圖12是表示圖11的充電電路17的內部的一個例子的 圖。在作為充電單元的充電電路17的內部中是由具有變壓器15和智能功率設備18(IC1) 的非隔離型反激變換器所構成，變壓器15的初級繞組連接在IC1上，次級繞組的巻繞起始 處與IC1的接地相連接。另外，在次級繞組的巻繞結束側連接了二極體10i(D9)的陽極，在 D9的陰極側連接了分壓電阻，被分壓的電壓輸入到IC1。並且，D9的陰極側被導出到充電 電路17的外部，並連接在Cdc的正極側。 接著敘述本實施方式的動作。在本實施方式中，在電容器4(Cdc)和功率MOSFET 5c(Q3)之間也配置有D2(二極體10b)，該D2阻止來自作為整流單元的二極體橋2的充電， 即配置成防止從Vin側向Cdc進行充電，由於在Cdc的充電方向上不流過電流，因此與圖10 的電路同樣地，當電源接通時不流過對Cdc進行充電的浪湧電流，因此不需要由繼電器和 水泥電阻等所構成的現有的浪湧電流防止電路。即，作為充電單元的充電電路17具有初始 充電功能。充電電路17通過智能功率設備18(IC1)從Cin獲取電流，對Cdc進行充電。此 時，不依賴於Cdc的充電狀態而使Q1、Q2進行開關動作，能夠使用隔離變壓器9、9a、9b來得 到輸出。 當Cdc被充電到規定的值例如340V時，IC1停止，當通過Cdc的洩漏電流而放電 時再次充電。這樣，充電電路17在對Cdc進行充電後幾乎變成無負載，因此在突發(burst)
14模式下運行。 SP，充電電路17在商用正常時以突發模式動作，當由停電檢測器21檢測出停電時 停止動作。 圖11的電路的控制是通過圖8的控制系統來進行的，但是與圖10的電路同樣地， 不需要放大器20d和開關19b。 在本實施方式中，也能夠實現輸入電壓的零交叉附近的輸出電壓補償控制。另外， 瞬停時，能夠通過停電檢測器21的停電檢測來停止基於放大器20a和放大器20c的輸入電 流的波形控制，並進行基於放大器20b的輸出電壓控制，將充電到Cdc中的電荷通過隔離變 壓器9、9a、9b進行放電，補償輸出電壓的下降。 S卩，作為充電單元的充電電路17在正常時以突發模式動作，當停電檢測器21檢測 到停電時動作停止。 用於補償的電力通過充電電路17蓄積在Cdc中，該能量是主電路所轉換的全部電 能中的幾％，因此充電電路17的變壓器相對於隔離變壓器9而言非常小即可，變壓器的高 度也被抑制得低。 另外，如本實施方式所示，能夠通過將變壓器分割為多個來構成，從而減小每一個 變壓器所傳遞的功率，其結果能夠降低一個變壓器的芯部(core)的高度，實現薄型化。通 過變壓器的薄型化和上述繼電器、水泥電阻的去除，能夠使開關電源基板的厚度比現有的 電源更薄。 37型的液晶電視的電源的額定容量約為180W，假定通過本實施方式將變壓器進 行三分割，將電源的轉換效率估計為90X時，每一個變壓器的功率為67W。根據芯部的強 度和損耗，估計67W的變壓器的厚度的限界約為5. Omm。另外，二極體橋2、Ql Q3的鑄模 (mold)的高度為4. 5 5. 2mm。因此，在將電源基板的厚度設為0. 8mm時，能夠將電源薄型 化到6. Omm。其結果，能夠實現厚度10mm以下、6mm以上的開關電源裝置。
〈第五實施方式〉 接著，使用圖13來說明本發明的第五實施方式。圖13表示本發明的開關電源裝 置的主電路部。在圖13中，對於與圖1、圖7、圖10、圖ll相同的結構要素標記相同的符號。 最接近圖13的主電路是圖1。 圖13與圖1的主電路部的不同點在於，去除了鉗位用的電容器8(Cc)，將Q2和Q3 的漏極彼此進行連接，在Q2和Q3的連接點與Ql的源極上連接了電容器4 (Cdc)。串聯連接 的Q2、Q3的串聯對，連接在作為整流單元的二極體橋2的兩端。 敘述該電路的動作。當Ql導通時，使電流從輸入電源通過變壓器Tr(隔離變壓器 9)的初級繞組而流過Q1。當Ql關斷時，從變壓器Tr的次級繞組通過D1而釋放出蓄積在 變壓器Tr中的勵磁能量。同時在初級繞組側，在變壓器Tr的初級繞組、Q2的二極體、Cdc、 Cin這樣的路徑中流過電流，使Cin進行放電並且對Cdc進行充電。 接著，當Q2導通時，在Cdc、 Q2、變壓器Tr的初級繞組、Cin這樣的路徑中流過電 流，使Cdc進行放電並對Cin進行充電。在使Q2關斷的時刻，電流流過Ql的二極體，因此， 此時還使Q1的柵極導通時能夠實現ZVS。另外，在瞬停時和輸入電源的零交叉時附近，與 Ql同步地使Q3導通，從而在Cdc、Q3、變壓器Tr的初級繞組、Q1這樣的路徑中流過電流，當 用Ql關斷時將蓄積在變壓器Tr中的勵磁能量釋放到次級繞組側，能夠補償輸出電壓的下降。其結果，與未進行本控制的情況相比，能減小次級繞組側的電容器的容量。 [ono]〈第六實施方式〉 接著，使用圖14來說明本發明的第六實施方式。圖14表示本發明的開關電源裝 置的主電路部。在圖14中，對於與圖1、圖7、圖10、圖ll相同的結構要素標記相同的符號。 圖14與圖10的電路的動作類似，因此敘述與圖10的差異。圖14與圖10的不同點在於 圖10的Q2在圖14中被替換為二極體10h(D8) ;Q4的漏極的連接位置變更為D8的陰極側。 在圖14中，也與圖10同樣地，Q4與Q3互補動作。 接著，說明該電路的動作。當Ql導通時，電流通過變壓器Tr(隔離變壓器9)的初 級繞組而流過Ql，勵磁能量被蓄積到變壓器Tr中。當Ql關斷時，變壓器Tr的一次電流在 D8、Cc的路徑中回流。由此，Cc的電壓上升，但是通常Q4導通著，因此Cdc被施加Cin和 Cc的電壓的總和，以不破壞該關係的方式，對Cdc進行充電的電流通過Q4、 D3而流過Cdc。 這樣，Cdc被充電到Cin+Cc的電壓峰值，因此在該開關電源裝置中不需要初始充電電路。
另外，當輸入電源零交叉時和瞬停時使Q3導通，同時使Q4關斷，Cdc的電荷流過 變壓器的初級繞組，能夠補償輸出的下降。
〈第七實施方式〉 接著，使用圖15來說明本發明的第七實施方式。圖15表示本發明的開關電源裝 置的主電路部。在圖15中，對於與圖1等的電路圖相同的結構要素標記相同的符號。圖15 是與圖ll類似的電路結構。
圖11和圖15的不同點在於變壓器Tr為一個；作為正激變換器結構，在次級繞組
側具有作為線圈的扼流線圈3a和回流用的二極體10e(D5)。回流用的二極體10e (D5)並聯
連接在隔離變壓器9的次級繞組和Co之間，扼流線圈3a與Dl串聯連接。 接著說明圖15的動作。Cdc由充電電路17進行充電。由於D2的原因，即使將該
開關電源裝置連接到AC電源上也不會產生浪湧電流，能夠去除具備浪湧電流防止電路的
初始充電電路。此外，Cin是濾波器用的小容量的電容器，向該電容器的浪湧電流是能夠忽
略的程度。 首先，在AC-正-常時，當Ql導通時電流從二極體橋2側通過變壓器Tr的初級繞 組而流過Ql。此時，在變壓器Tr的次級繞組中也通過Dl、扼流線圈3a而流過電流，除了對 Co進行充電之外還提供給負載12。當Ql關斷時，變壓器Tr的初級繞組側的電流在Q2的 二極體、Cc的路徑中回流。此時使Q2導通時，ZVS成立。當使Q2導通而使初級繞組側的回 流電流變成零時，之後回流電流反轉，並在Cc、Q2、變壓器Tr的初級繞組的路徑中流過。此 時，當使Q2關斷時，在Ql的二極體、變壓器Tr的初級繞組、Cin的路徑中流過電流。此時， 當使Q1導通時，ZVS成立。 另外，圖15的電路的控制是通過圖8的控制系統來進行的，但是充電電路的控制 系統是分離的，因此與圖10、圖11的電路同樣地，不需要放大器20d和開關19b。
在本實施方式中，也能夠實現輸入電壓的零交叉附近的輸出電壓補償控制。另外， 瞬停時通過停電檢測器21的停電檢測來停止基於放大器20a和放大器20c的輸入電流的 波形控制，進行基於放大器20b的輸出電壓控制而將充電到Cdc中的電荷通過變壓器Tr進 行放電，能夠補償輸出電壓的下降。 用於補償的功率通過充電電路17被蓄積到Cdc中，但是該能量是主電路所轉換的全部電能的幾％，因此充電電路17的變壓器相對隔離變壓器9非常小即可，變壓器的高度 也被抑制得低。 此外，在本實施方式中所使用的正激變換器在輸入電流的低電壓相位時引入電流 的能力低，因此與反激變換器相比導通角變窄，但是能夠通過降低變壓器Tr的相對於次級 繞組側的初級繞組側的匝數比，擴大導通角。 除此之外，根據本發明，將正激變換器替換為其它方式的變換器也能夠得到相同 的效果。〈第八實施方式〉 接著，使用圖16和圖17來說明本發明的第八實施方式。圖16表示從上觀看本發 明的開關電源基板的圖。該基板的電路圖與圖ll相同。另外，圖17表示在作為影像顯示 裝置的薄型電視上安裝了圖16的基板時的方式。 在圖16中，對於與圖11的電路圖相同的結構要素標記相同的符號。在圖16中， 電源基板32是面安裝基板，如圖17所示，電源基板32安裝成附圖的上側為面板的朝上方 向。 在電源基板32的下部有輸入連接器30，在其附近配置有二極體橋2和充電電路 17、功率M0SFET 5a(Ql)、功率M0SFET 5b (Q2)、功率M0SFET 5c (Q3) 、二極體10b (D2)和輸入 電容器16。其中，作為發熱部件的二極體橋2和功率M0SFET 5a、5b，為了散熱而安裝在厚 度為1 2mm的鋁板31之上。Q3和D2幾乎不發熱，因此直接安裝於基板。在電源基板32 的中央附近，電容器4被分成多個而排列安裝。另外，安裝有電容器8。在電源基板32的電 容器安裝位置的上側，排列安裝有隔離變壓器9、9a、9b。在電源基板32中，隔離變壓器9、 9a、9b的上部變成次級繞組側，在該區域中安裝有二極體10a、10f、10g。這些二極體10a、 10f 、 10g安裝在並非鋁板31的另一鋁板31a上而安裝於電源裝置32。在二極體10a、 10f 、 10g的附近，輸出平滑電容器11被分成多個而排列安裝。在電源基板32的最上部的邊緣安 裝有輸出連接器40a、40b、40c。另外，通過這樣在電源基板32上安裝電子部件，能夠實現電 源基板32的高度為6mm以上10mm以下的薄型化。 接著說明圖17。在圖17的中央記載了從背面觀看作為影像顯示裝置的薄型液晶 電視接收機的圖，下側記載有從上觀看的圖，右側記載有從正側面觀看的圖，其中，所述影 像顯示裝置具有用於顯示圖像的顯示面板(液晶面板)和LED等光源，並具有向該顯示面 板發射光的照明裝置(背光燈)。 具有電源基板32的開關電源裝置配置在相對照明裝置而與顯示面板相反的一 側，向顯示面板提供電源。關於該開關電源裝置的結構，應用上述各實施方式中所記載的結 構。 在從背面觀看的圖中，以拆下接收機的背面蓋的狀態進行了記載，形成有三個支 柱34a、34b、34c。電源基板32安裝在位於中央和右側的支柱34b和34c之間。在液晶面板 33中輸入有電源線纜38，其連接於安裝在電源基板32下方的濾波器基板39。來自濾波器 基板39的輸出線纜連接於電源基板32的輸入連接器30。電源基板32的輸出連接器40a、 40b、40c分別連接於LED驅動器基板35b、LED驅動器基板35a、電路基板36。 LED驅動器基 板是搭載了輸入從開關電源裝置的電源基板32輸出的24V並將其升壓或者降壓到LED背 光燈的點亮所需的電壓的變換器的基板，能夠通過控制流經LED的電流來調整LED的亮度。LED背光燈本身位於電源基板32、電路基板36等和液晶面板之間，厚度為10mm左右。此外，關於T-con (定時控制器)基板37，是在將輸入到電路基板36的電源轉換為
在電路基板中所需的電壓之後提供的。 如圖17所示，通過將厚度不足10mm的開關電源基板32安裝在使用了液晶面板的 電視裝置或者圖像監視裝置的面板部的背面、以及使用被LED驅動器驅動的10 20mm厚 度的LED背光燈，能夠將面板部的接收機厚度薄型化為20mm以上30mm以下。
另外，關於電源基板32和LED驅動器基板35a、35b，也可以將它們統一地形成在同 一基板上，並且將電源的控制電路和LED的控制電路集成在一個FPGA、 DSP、或者微計算機 中。在這種情況下，縮小了控制電路的安裝面積，不需要用於將基板之間進行連接的線纜、 連接器。由此，在連接器部分中不需要用於接線作業所需的多餘的空間，因此對接收機厚度 的薄型化有效。 另外，在作為背光燈未使用LED而是使用了 CCFL、FFEL、HCFL這樣的陰極管的情況 下，替代LED驅動器35a、35b而需要變流器，但是也可以將該變流器形成在與電源基板32 相同的基板上，將電源的控制電路和背光燈變流器的控制電路集成在一個FPGA、 DSP、或者 微計算機中。這對接收機厚度的薄型化也有效。 以上，根據各實施例的本發明，能夠將隔離變壓器的高度薄型化為5mm 9mm。由 此，能夠使電源基板的高度為10mm以下且6mm以上，通過將該薄型開關電源基板安裝在顯 示面板的背面，能夠實現顯示面板部分的最大厚度為30mm以下20mm以上的顯示裝置。如果 應用於液晶電視、等離子體電視等中，則能夠實現壁掛、貼壁等符合用戶要求的室內布局。
18
權利要求
一種開關電源裝置，輸入商用交流而輸出被隔離的直流，其特徵在於，具有整流單元，對上述商用交流進行整流；隔離變壓器，具有初級繞組和次級繞組；第一開關元件，與上述隔離變壓器的初級繞組串聯連接；第二開關元件，與上述隔離變壓器的初級繞組的兩端連接；第一電容器，連接在上述隔離變壓器的初級繞組的兩端，並與上述第二開關元件串聯連接；第三開關元件，與上述整流單元並聯連接；第二電容器，與上述整流單元並聯連接，並與上述第三開關元件串聯連接；以及控制電路，具備對上述商用交流的停電進行檢測的停電檢測單元，在由上述停電檢測單元檢測出停電的情況下，控制上述第三開關元件，使預先蓄積在上述第二電容器中的電荷放電到通過上述隔離變壓器隔離的直流輸出側。
2. 根據權利要求l所述的開關電源裝置，其特徵在於，具有輸入電容器，該輸入電容器連接在上述整流單元的直流側的正負端子之間。
3. 根據權利要求1所述的開關電源裝置，其特徵在於，具有 二極體，其陽極連接在上述隔離變壓器的次級繞組的一端；以及 第三電容器，連接於上述隔離變壓器的次級繞組的另一端和上述二極體的陰極。
4. 根據權利要求l所述的開關電源裝置，其特徵在於，在由上述停電檢測單元檢測出停電的情況下，上述控制電路使控制上述第三開關元件 的脈衝信號與上述第一開關元件同步。
5. 根據權利要求1所述的開關電源裝置，其特徵在於，具有第一控制系統，將上述商用交流的輸入電流波形控制為正弦波形，並且將輸出電壓控 製成恆定電壓；以及第二控制系統，與上述商用交流的輸入電流波形的控制無關地將輸出電壓控制成恆定 電壓，上述控制電路在上述商用交流正常時通過上述第一控制系統來進行控制，在上述停電 檢測單元檢測出停電時切換到上述第二控制系統來進行控制。
6. 根據權利要求l所述的開關電源裝置，其特徵在於，當上述商用交流的輸入電壓的瞬時值的絕對值下降到預先確定的值以下時、或者被上 述隔離變壓器隔離的直流輸出的電壓下降到預先確定的值以下時，上述停電檢測單元檢測 停電。
7. 根據權利要求l所述的開關電源裝置，其特徵在於， 具有對上述第二電容器進行充電的充電單元。
8. 根據權利要求7所述的開關電源裝置，其特徵在於，上述充電單元在上述商用交流的輸入電壓瞬時值為零時，對充電到上述第二電容器中 的電荷進行放電。
9. 根據權利要求7所述的開關電源裝置，其特徵在於，上述充電單元是配置在上述第三開關元件和上述整流單元之間的扼流線圈， 當上述第一開關元件導通時，形成上述扼流線圈、上述隔離變壓器的初級繞組和上述第一開關元件的串聯電路，當上述第一開關元件關斷時，蓄積在上述扼流線圈中的能量通 過上述第三開關元件蓄積到上述第二電容器而進行充電。
10. 根據權利要求9所述的開關電源裝置，其特徵在於， 上述扼流線圈與上述隔離變壓器纏繞在同一磁路上而形成。
11. 根據權利要求7所述的開關電源裝置，其特徵在於，具有二極體，該二極體配置在上述第二電容器和上述第三開關元件之間，配置成阻止 來自上述整流單元的充電，上述充電單元具有初始充電功能。
12. 根據權利要求11所述的開關電源裝置，其特徵在於，具有連接在上述二極體和上述第二電容器的連接點以及上述第一開關元件和上述第二開 關元件的連接點上的另一個二極體；以及第四開關元件，連接在上述二極體和上述第二電容器的連接點以及上述第一開關元件 和上述第二開關元件的連接點上，並與上述另一個二極體串聯連接。
13. 根據權利要求11所述的開關電源裝置，其特徵在於，上述充電單元由具有變壓器和智能功率設備的非隔離型反激變換器構成，在商用正常 時以突發模式進行動作，當上述停電檢測單元檢測出停電時停止動作。
14. 一種開關電源裝置，輸入商用交流而輸出被隔離的直流，其特徵在於，具有 整流單元，對上述商用交流進行整流； 隔離變壓器，具有初級繞組和次級繞組； 第一開關元件，與上述隔離變壓器的初級繞組串聯連接；與上述隔離變壓器的初級繞組的兩端連接、並分別在漏極之間連接的第二開關元件以 及第三開關元件；電容器，連接於上述第二開關元件以及上述第三開關元件之間的連接點和上述第一開關元件的源極；以及控制電路，具備用於對上述商用交流的停電進行檢測的停電檢測單元， 在由上述停電檢測單元檢測出停電的情況下，控制上述第三開關元件，使預先蓄積到上述電容器中的電荷放電到通過上述隔離變壓器隔離的直流輸出側。
15. 根據權利要求14所述的開關電源裝置，其特徵在於，當上述商用交流的輸入電壓的瞬時值的絕對值下降到預先確定的值以下時、或者被上 述隔離變壓器隔離的直流輸出的電壓下降到預先確定的值以下時，上述停電檢測單元檢測 停電。
16. 根據權利要求11所述的開關電源裝置，其特徵在於，具有 二極體，其陽極連接在上述隔離變壓器的次級繞組的一端；第三電容器，連接於上述隔離變壓器的次級繞組的另一端和上述二極體的陰極；回流用二極體，並聯連接在上述隔離變壓器的次級繞組和上述第三電容器之間；以及 線圈，與上述二極體串聯連接。
17. —種影像顯示裝置，其特徵在於，具有 顯示面板，對圖像進行顯示；照明裝置，具有光源並向上述顯示面板照射光；以及權利要求1所述的開關電源裝置，相對上述照明裝置配置在與上述顯示面板相反的一 側，向上述顯示面板提供電源。
全文摘要
提供一種開關電源裝置以及影像顯示裝置。在基於單級結構的隔離型變換器的開關電源裝置中，降低開關元件的開關損耗來提高電源效率、且實現厚度10mm以下的薄型化。具有整流單元，對商用交流進行整流；隔離變壓器，具有初級繞組和次級繞組；第一開關元件，與初級繞組串聯連接；第二開關元件，連接於初級繞組的兩端；第一電容器，連接於初級繞組的兩端，並與第二開關元件串聯連接；第三開關元件，與整流單元並聯連接；第二電容器，與第三開關元件串聯連接；和控制電路，具備檢測商用交流停電的停電檢測單元，在由停電檢測單元檢測出停電時，控制第三開關元件，將預先蓄積在第二電容器中的電荷放出到經由隔離變壓器隔離後的直流輸出側。
文檔編號H02M3/07GK101795083SQ20101000466
公開日2010年8月4日 申請日期2010年1月20日 優先權日2009年1月30日
發明者葉田玲彥, 大內貴之 申請人:株式會社日立媒介電子